编码器信号的校正电路转让专利
申请号 : CN200710147204.8
文献号 : CN100582676C
文献日 : 2010-01-20
发明人 : 增田隆宏 , 岸部太郎 , 田上博三
申请人 : 松下电器产业株式会社
摘要 :
一种位置检测精度高的编码器信号的校正电路，在2相的正弦信号的频率高时，也能用简单的运算处理校正相位误差。位置检测器包括：峰值检测器，检测AD变换器的输出信号的峰值；偏移/振幅校正电路，使用所检测的峰值，校正偏移以及振幅的误差，生成(A2)信号和(B2)信号；相位误差检测器，检测(A2)信号和(B2)信号的交点值；相位校正电路，根据由相位误差检测器检测的交点值，运算(A2)信号和(B2)信号的校正系数；位置数据变换电路，将A相和B相的正弦信号变换为位置数据，还设置：速度检测器，根据A相和B相的正弦信号的频率或位置数据来检测速度；校正判定电路，对偏移以及振幅、和相位的校正值的更新切换为有效或无效。
权利要求 :
1.一种编码器信号的校正电路，用于编码器信号处理电路，
该编码器信号处理电路包括：AD变换器，将正交的A相和B相的正弦 信号变换为数字数据，生成A1信号和B1信号；峰值检测器，检测所述A1 信号和所述B1信号的最大值和最小值；偏移/振幅校正电路，使用由所述峰 值检测器所检测的所述最大值和所述最小值，根据偏移以及振幅的误差，求 出偏移和振幅的校正值，校正所述偏移和所述振幅，从而生成A2信号和B2 信号；相位误差检测器，检测所述A2信号和所述B2信号的相位误差量；相 位校正电路，根据由所述相位误差检测器所检测到的所述相位误差量，求出 相位的校正值，生成相位差成为90度的A3信号和B3信号；位置数据变换 电路，从所述A3信号和所述B3信号变换为位置数据，其特征在于，该编码器信号的校正电路包括：
速度检测器，根据所述A相和所述B相的频率或所述位置数据，检测速 度；以及校正判定电路，将所述偏移和振幅的校正值、和所述相位的校正值的更 新设为有效或无效，所述速度检测器中，根据所述A相和所述B相的检测频率或者所述位置 数据的差分，检测速度，所述校正判定电路中，
在所述速度在一次或者连续多次成为设定速度以上时，判定为高速，在所述速度在连续多次且比被判断为高速的次数多的次数为设定速度以 下时，判定为低速，在被判定为高速的速度上，将所述偏移和振幅的校正值、和所述相位的 校正值的更新设为无效；在被判定为低速的速度上，将所述偏移和振幅的校 正值、和所述相位的校正值的更新设为有效。
2.如权利要求1所述的编码器信号的校正电路，其特征在于，
所述速度检测器在所述校正判定电路判定为低速的速度上，以一定间隔 对所述位置数据进行采样，根据采样间的位置数据差分来检测速度；在判定 为高速的速度上，根据所述A相和所述B相的检测频率来检测速度。
3.如权利要求1所述的编码器信号的校正电路，
所述校正判定电路将所述偏移和振幅的校正值的更新设为有效或者无效 的设定速度设为第1设定速度；将所述相位的校正值的更新设为有效或者无 效的设定速度设为第2设定速度。
4.如权利要求1所述的编码器信号的校正电路，
所述校正判定电路将所述偏移/振幅校正电路、和所述相位校正电路的其 中一个校正电路的校正值的更新设为有效或无效。
说明书 :
技术领域
本发明涉及在对正交的2相的正弦信号进行内插处理来得到高分辨率的 编码器中，校正2相的正弦信号的偏移和振幅、相位的电路。
背景技术
一般由发光元件和受光元件以及在它们之间形成了格子状的缝(slit)的 旋转体(或者移动体)形成旋转型(或者线型)的编码器的位置检测，分辨 率由格子状的缝间隔而被决定。因此，为了提高分辨率而减小了缝间隔，但 因为加工精度或光的衍射现象，用这个方法提高分辨率存在限制。
于是，近年来一般进行以下方法：生成与旋转体(或者移动体)的缝间 的信号同步的具有90度的相位差的A、B相的正弦模拟信号，将对该模拟信 号进行内插处理后的信号和通过上述的缝而得到的信号进行合成，从而提高 分辨率。
为了进一步提高编码器的分辨率，需要提高内插处理的分辨率，即通过 提高将模拟信号变换为数字信号的AD变换器的分辨率，从而可以提高整体 的分辨率。该AD变换器可以内置于微型机(micro computer)或LSI，但被 内置的AD变换器的分辨率再高也是10bit，此外，一般精度差，为了进一步 提高分辨率，需要使用单体的AD变换器IC。
AD变换器IC和微型机或LSI的接口有并行方式和串行方式，但是在小 型化或成本的方面考虑，串行方式较有效。但是，串行方式存在发送数据的 采样周期变长的课题。例如，在AD变换器的采样周期较长的情况下，在2 相的正弦信号的频率变高时，每一周期的检测数减少，很难高精度地进行为 了提高内插处理的精度所需的偏移、振幅、相位的校正。
作为解决这些问题的方式，例如在日本专利申请特开平7-218288公报 中，采取这种方法：将频率变高时的2相的正弦信号的振幅的衰减系数预先 存储在存储器中，改变振幅校正量以补偿衰减量。但是，该方法虽然可以对 2相的正弦信号的衰减量进行校正，但若采样周期变长、2相的正弦信号的频 率变高时，不能正确地检测最大值或最小值，校正值产生误差。
图10是表示在2相的正弦信号的频率高时的最大值和最小值的检测波形 的图，图11是表示为了检测相位的误差量而检测2相的正弦信号的交点的波 形的图。当频率较高时，因显现出AD变换器2的变换采样周期较长的影响， 变换的正弦信号成为如图10以及图11的阶梯状，所以很难正确地检测最大 值/最小值和相位误差。
在包括最大值/最小值和相位误差的状态下，对2相的正弦信号进行校正 的波形成为如图12所示的失真的波形。在这样的高的频率的情况下，产生如 下的课题：即使进行了振幅衰减系数的校正，也在偏移、振幅、相位的校正 值中产生误差，内插处理的精度恶化。
于是，近年来一般进行以下方法：生成与旋转体(或者移动体)的缝间 的信号同步的具有90度的相位差的A、B相的正弦模拟信号，将对该模拟信 号进行内插处理后的信号和通过上述的缝而得到的信号进行合成，从而提高 分辨率。
为了进一步提高编码器的分辨率，需要提高内插处理的分辨率，即通过 提高将模拟信号变换为数字信号的AD变换器的分辨率，从而可以提高整体 的分辨率。该AD变换器可以内置于微型机(micro computer)或LSI，但被 内置的AD变换器的分辨率再高也是10bit，此外，一般精度差，为了进一步 提高分辨率，需要使用单体的AD变换器IC。
AD变换器IC和微型机或LSI的接口有并行方式和串行方式，但是在小 型化或成本的方面考虑，串行方式较有效。但是，串行方式存在发送数据的 采样周期变长的课题。例如，在AD变换器的采样周期较长的情况下，在2 相的正弦信号的频率变高时，每一周期的检测数减少，很难高精度地进行为 了提高内插处理的精度所需的偏移、振幅、相位的校正。
作为解决这些问题的方式，例如在日本专利申请特开平7-218288公报 中，采取这种方法：将频率变高时的2相的正弦信号的振幅的衰减系数预先 存储在存储器中，改变振幅校正量以补偿衰减量。但是，该方法虽然可以对 2相的正弦信号的衰减量进行校正，但若采样周期变长、2相的正弦信号的频 率变高时，不能正确地检测最大值或最小值，校正值产生误差。
图10是表示在2相的正弦信号的频率高时的最大值和最小值的检测波形 的图，图11是表示为了检测相位的误差量而检测2相的正弦信号的交点的波 形的图。当频率较高时，因显现出AD变换器2的变换采样周期较长的影响， 变换的正弦信号成为如图10以及图11的阶梯状，所以很难正确地检测最大 值/最小值和相位误差。
在包括最大值/最小值和相位误差的状态下，对2相的正弦信号进行校正 的波形成为如图12所示的失真的波形。在这样的高的频率的情况下，产生如 下的课题：即使进行了振幅衰减系数的校正，也在偏移、振幅、相位的校正 值中产生误差，内插处理的精度恶化。
发明内容
本发明的编码器信号的校正电路，用于编码器信号处理电路，具有以下 结构。该编码器信号处理电路包括，AD变换器，将正交的A相和B相的正 弦信号变换为数字数据，生成A1信号和B1信号；峰值检测器，检测A1信 号和B1信号的最大值和最小值；偏移/振幅校正电路，使用由峰值检测器所 检测的最大值和最小值，求出偏移以及振幅的校正值，校正偏移和振幅，生 成A2信号和B2信号；相位误差检测器，检测A2信号和B2信号的相位误 差量；相位校正电路，根据相位误差量，求出相位的校正值，生成相位差成 为90度的A3信号和B3信号；位置数据变换电路，从A3信号和B3信号变 换为位置数据，该编码器信号的校正电路包括：速度检测器，根据A相和B 相的频率或位置数据，检测速度；校正判定电路，将偏移和振幅的校正值、 和相位的校正值的更新设为有效或无效。
速度检测器中，根据A相和B相的检测频率或者位置数据的差分，检测 速度，校正判定电路中，在速度在一次或者连续多次成为设定速度以上时， 判定为高速，在速度在连续多次且比被判断为高速的次数多的次数为设定速 度以下时，判定为低速，而且，在被判定为高速的速度上，将偏移和振幅的 校正值、和相位的校正值的更新设为无效；在被判定为低速的速度上，将偏 移和振幅的校正值、和相位的校正值的更新设为有效。
根据本发明的编码器信号的校正电路，可以得到即使由于时效变化而2 相的正弦信号的偏移或振幅、相位变动，也可以高精度地校正这些偏移量， 并且在2相的正弦信号的频率较高的情况下，也不会因为采样周期的稀疏而 受到影响的编码器信号的校正电路。
速度检测器中，根据A相和B相的检测频率或者位置数据的差分，检测 速度，校正判定电路中，在速度在一次或者连续多次成为设定速度以上时， 判定为高速，在速度在连续多次且比被判断为高速的次数多的次数为设定速 度以下时，判定为低速，而且，在被判定为高速的速度上，将偏移和振幅的 校正值、和相位的校正值的更新设为无效；在被判定为低速的速度上，将偏 移和振幅的校正值、和相位的校正值的更新设为有效。
根据本发明的编码器信号的校正电路，可以得到即使由于时效变化而2 相的正弦信号的偏移或振幅、相位变动，也可以高精度地校正这些偏移量， 并且在2相的正弦信号的频率较高的情况下，也不会因为采样周期的稀疏而 受到影响的编码器信号的校正电路。
附图说明
图1是在本发明的第一实施方式中的编码器电路的方框图。
图2是第一实施方式中的峰值检测器的动作波形的说明图。
图3是第一实施方式中的相位误差检测器的动作波形的说明图。
图4是在正弦信号的一个周期内的采样数为14的情况下，对不使用校正 判定电路时正弦信号进行内插处理的结果的说明图。
图5是第一实施方式中，在正弦信号的一个周期内的采样数为14的情况 下，对正弦信号进行内插处理的结果的说明图。
图6是第二实施方式中的编码器电路的方框图。
图7是第二实施方式的速度检测器切换检测方法的方法的说明图。
图8是第二实施方式的检测方法1中的更新周期设定方法的说明图。
图9是第三实施方式中的编码器电路的方框图。
图10是在以往例子中的检测高频率时的最大值/最小值的说明图。
图11是在以往例子中的检测高频率时的相位误差的说明图。
图12是在以往例子中的包括误差的状态下校正的正弦信号波形的说明 图。
图2是第一实施方式中的峰值检测器的动作波形的说明图。
图3是第一实施方式中的相位误差检测器的动作波形的说明图。
图4是在正弦信号的一个周期内的采样数为14的情况下，对不使用校正 判定电路时正弦信号进行内插处理的结果的说明图。
图5是第一实施方式中，在正弦信号的一个周期内的采样数为14的情况 下，对正弦信号进行内插处理的结果的说明图。
图6是第二实施方式中的编码器电路的方框图。
图7是第二实施方式的速度检测器切换检测方法的方法的说明图。
图8是第二实施方式的检测方法1中的更新周期设定方法的说明图。
图9是第三实施方式中的编码器电路的方框图。
图10是在以往例子中的检测高频率时的最大值/最小值的说明图。
图11是在以往例子中的检测高频率时的相位误差的说明图。
图12是在以往例子中的包括误差的状态下校正的正弦信号波形的说明 图。
具体实施方式
(第一实施方式)
使用图1至图5，说明本发明的编码器信号的相位校正电路。图1是表 示包括偏移/振幅校正、相位校正的编码器信号处理电路的方框图，图2是表 示峰值检测器的动作波形，图3是表示相位误差检测器的动作波形。
在图1中，从编码器输出的原信号中模拟的A0信号和B0信号是具有 90度的相位差的A相和B相的正弦信号。一般是由发光元件和受光元件和缝 板构成。
发光元件使用LED或激光，受光元件使用光电二极管或光电晶体管。缝 板是由透过光的玻璃或树脂材料做成，在缝板上设置截止光的格子状的掩模。 被配置为，受光元件接受来自发光元件的光经由缝板所透过的光，因缝板被 设置在编码器的旋转体上，所以被形成缝板的格子状的形状，使得在旋转时 从受光元件输出正弦波形。
AD变换器2将从编码器输出的模拟信号A0信号、B0信号变换为数字 信号。因从编码器输出的模拟信号的振幅为几百mV，所以使用放大器等放 大十几倍，变换为符合AD变换器2的输入范围(range)的电压后利用，则 可以提高数字信号的精度。
峰值检测器15检测AD变换器2的输出信号即A1信号、B1信号的最 大值/最小值。图2表示峰值检测器15的动作波形，使用该图说明最大值/最 小值的检测方法。
在图2中，|A1|信号和|B1|信号是分别将A1信号和B1信号绝对值变换 的信号。检测|A1|信号和|B1|信号的交点，生成交点信号18a、18b、18c、18d。 如图2所示地，该交点信号将一个周期分割为区域I～区域IV，在区域I是设 为检测A1信号的最大值的区域，在区域II是设为检测B1信号的最小值的区 域，在区域III是设为检测A1信号的最小值的区域，在区域IV是设为检测B1 信号的最大值的区域。
说明区域I的动作，首先，当检测交点信号18a时，比较A1信号的上 次值和本次值，在本次值大时，更新锁存数据16a(max)，在本次值小时， 不更新锁存数据16a(max)。在区域I的区间重复该动作，在检测到交点信 号18b时，确定锁存数据16a(max)作为A1信号的最大值。因区域II、区 域III、区域IV的动作与区域I相同，所以省略。这样，可以检测A1信号、 B1信号的最大值/最小值。
偏移/振幅校正电路4使用由峰值检测器15所检测的最大值/最小值信号 16，对A1信号和B1信号进行除去偏移和振幅的归一化。
使用最大值/最小值信号16，根据式1可求出A1信号和B1信号的偏移 (OS_DETa、OS_DETb)。此外，如果将校正的偏移值设为OS_LEVEL、除 去偏移后的信号设为A1d信号和B1d信号，则可根据式2除去偏移。
......(式2)
使用最大值/最小值信号16，根据式3还可求出A1信号和B1信号的振 幅值(PP_DETa、PP_DETb)。此外，如果将振幅的归一化大小设为K时，可 根据式4，求出校正了偏移和振幅的误差的A2信号和B2信号。
......(式4)
相位校正模块9是由相位校正电路6和相位误差检测器7构成，进行以 下作用：由相位误差检测器7检测被校正了偏移/振幅的A2信号、B2信号的 相位误差，根据由相位误差检测器7所检测的误差量，由相位校正电路6使 用对A2信号、B2信号的相位误差进行校正的A校正信号、B校正信号，输 出具有90度的相位差的A3信号、B3信号。
使用图3说明这个动作的细节。图3是以A2信号为基准，仅B2信号的 相位成为超前了α孤度的B2d信号的例子。振幅由偏移/振幅校正电路4归一 化为K大小，所以A2信号、B2d信号的振幅成为K。
相位误差检测器7检测在检测到交点信号18a、18b、18c、18d时的A2 信号、B2d信号的交点的大小，根据该交点值运算处理并导出相位校正量。 A2信号、B2d信号可以如式5那样表示。此时的A2信号、B2d信号的交点 在(π/4-α/2)孤度、(5π/4-α/2)孤度相交，其交点的大小成为Ksin(π/4-α/2)、 Ksin(5π/4-α/2)。
因相互的大小相等，所以在设为C45＝Ksin(π/4-α/2)、C225＝Ksin (5π/4-α/2)时，可根据式6求出相位误差α/2。此外，因式6是以A2信号 为基准而求出B校正信号，所以根据sin-1的式子计算，但明显也可以以B2d 信号为基准，根据cos-1的式子而求出。
......(式5)
......(式6)
此外，相位校正电路6可根据式7、式8来校正相位误差。其中，Kp1、 Kp2是用于得到A校正信号、B校正信号的相位校正增益，设定相位校正增 益，以使A3信号和B3信号的相位差成为90度。
A3＝A2+Kp1·B2d＝Ksinθ+Kp1·Kcos(θ+α) ......(式7)
B3＝B2d+Kp2·A2＝Kcos(θ+α)+Kp2·Ksinθ ......(式8)
接着，说明Kp1以及Kp2的求出方法。在式7中，因在θ＝-α/2时，只 要使A3信号成为0即可，所以Kp1可根据式9求出。
......(式9)
此外，同样在式8中，因在θ＝π/2-α/2时，只要使B3成为0即可，所以 Kp2可根据式10求出。
......(式10)
因根据式9和式10所求出的Kp1和Kp2可以由相同式表示，所以计算 处理的负担减半。A2信号、B2信号(B2d信号)根据式6求出α/2，根据式 9或式10求出相位校正增益，通过使用式7和式8可以得到校正了相位的偏 移量的A3信号、B3信号。
接着，说明校正了相位的A3信号、B3信号的大小。式7和式8的振幅 的最大值分别为θ＝π/2-α/2、θ＝-α/2的点，所以把这些带入式7和式8，则A3 信号、B3信号成为式11和式12，可以以如图3所示的相同的大小来进行校 正。在2相信号的一个周期内存在两个交点，所以也可以对在各个的交点所 求出的Kp进行平均处理来使用。
......(式11)
......(式12)
接着，说明位置数据变换电路10。使用具有90度的相位差的A3信号、 B3信号，使用式13，则可以容易地变换为位置数据(内插的角度数据)θIP (14)。
θIP＝tan-1(A3/B3)......(式13)
接着，说明本发明的校正值更新电路23。校正值更新电路23由速度检 测器21和校正判定电路22构成。速度检测器21根据2相的正弦信号的频率 输出检测速度19。将输入的正弦信号A0信号或B0信号与各自的中心值进行 比较并变换为矩形波，由计数器对矩形波的边缘间隔的时间进行测定，从而 检测周期，可根据检测值运算频率。而且，可根据被运算的频率来运算并输 出速度。
作为其他的方法，在一定周期内对位置数据14进行采样，通过在每个周 期内取得与上次更新时的数据的差分，可以检测速度。校正判定电路22首先 接受从速度检测器21输出的检测速度19，在检测速度与某个设定速度相比 连续2次以上超过时，判定为高速；在检测速度与设定速度相比连续4次以 上未超过时，判定为低速。
其中，将判定为高速的次数A和判定为低速的次数B设为不同次数，将 次数A设定为1次以上，次数B设定为大于次数A的次数。这样，可以成为 防止了在设定频率附近的高速/低速的频繁切换的稳定的判定动作。
此外，也可以使这里设定的速度具有磁滞特性，与从低速切换为高速的 速度相比，将从高速切换为低速的速度设定得低，这样可以成为稳定的判定 动作。
接着，为了在将速度19判定为高速的情况下，不进行偏移和振幅和相位 的校正值的更新，将校正值更新信号20(例如，在将校正值的更新设为无效 的情况下为L信号)输出到峰值检测器15和相位误差检测器7。
此外，为了在判定为低速的情况下，进行偏移和振幅和相位的校正值的 更新，将校正值更新信号20(例如，在将校正值的更新设为有效的情况下为 H信号)输出到峰值检测器15和相位误差检测器7。切换校正值更新信号的 速度(判定速度为高速/低速的速度)设定为能够正确地检测校正值的值。
设定的基准是，将速度设定为在2相的正弦信号的一个周期期间能够检 测72分割(每5度采样)以上，则可以将校正值的误差抑制得较小。在2相 的正弦信号由于温度或电源电压、噪声的影响而容易变动的情况下，虽然编 码器的位置检测精度会恶化，但可以将分割数设定(例如，每10度采样)得 较小。
图4以及图5是表示在正弦信号的一个周期内的采样数为14次的情况 下，对2相的正弦信号进行内插处理的结果，都是在高频动作状态下，在正 弦波的一个周期内，AD变换器2的采样为14次的情况。
图4是在以往方法中没有校正判定电路的情况，图5是设置了本发明的 校正判定电路，将校正值的更新设为无效的情况下的波形。在以往方法中校 正值的检测不能正常地进行，所以采样间的差存在离散，但在本发明的方法 中可为大致一定。
如上所述，通过第一实施方式的电路结构和运算处理，可以得到即使由 于时效变化而2相的正弦信号的偏移或振幅、相位变动，也可以高精度地校 正这些偏差，并且在2相的正弦信号的频率较高的情况下，也不会因为采样 周期的稀疏而受到影响的高分辨率的编码器。
(第二实施方式)
使用图6至图8，说明本发明的第二实施方式。与第一实施方式不同的 是在低速时和高速时切换速度的检测方法，对此进行详细说明。
图6是第二实施方式的结构图，校正值判定电路22通过速度判定将表示 高速(例如，高电平信号)/低速(例如，低电平信号)的状态的速度判定信 号30输出到速度检测器21。
图7是表示由速度检测器切换检测方法的方法的图，速度判定信号30 在检测速度在连续2次以上速度更新周期成为设定速度Vc以上时，判定为高 电平(高速)，在连续4次成为Vc以下时，判定为低电平(低速)。
速度检测器在速度判定信号为低电平的期间是使用以一定周期对位置数 据14进行采样，根据采样间的差分检测速度的检测方法1；在高电平的期间 是使用根据由A0信号和B0信号和各自的中心值所生成的矩形波的边缘间隔 的时间检测速度的检测方法2。
这是因为，检测方法2是通过检测A0信号和B0信号的边缘间隔的时间 来检测速度，所以根据频率速度的更新周期改变，随着速度减小而更新周期 变长，速度判定信号的响应性变差，但在检测方法1中，可以任意地决定更 新周期，更新周期不依赖于速度而成为一定的周期，所以通过在低速时使用 检测方法1，从而可以不会损失低速时的速度判定信号的响应性，得到稳定 的输出。
而且，设定检测方法1的更新周期，以使检测方法1和检测方法2的更 新周期相同的速度成为设定速度Vc，从而从低速切换为高速时的响应性和从 高速切换为低速时的响应性相同，可以得到更稳定的速度判定信号的输出。
使用图8说明检测方法1的更新周期的设定方法。图8的曲线A-Ad是 检测方法2的更新周期为Tu2[s]，将速度设为V[r/min]、一次旋转中的A0信 号和B0信号的边缘数设为P时，可根据式14来求出。
Tu2＝1/(V/60×P) ......(式14)
直线B-Bd是检测方法1的更新周期，且更新周期为Tu1[s]。根据式15 设定Tu1，以使曲线A-Ad和直线B-Bd的交点C的速度成为设定速度Vc， 从而Vc上的检测方法1和检测方法2的更新周期成为相同的周期。
Tu1＝1/(Vc/60×P) ......(式15)
如上所述，通过将第二实施方式的速度检测器21的速度检测方法在低速 时和高速时进行切换，可以得到稳定的速度判定信号，可以更正确地切换稳 定的校正值的有效或无效，因此可以得到抗时效变化，并且在2相的正弦信 号的频率较高的情况下，也不会因为采样周期的稀疏而受到影响的高分辨率 的编码器。
(第三实施方式)
使用图9，说明本发明的第三实施方式。与第二实施方式不同的是，在 校正判定电路22具有2种用于判定的设定速度，对这个进行详细说明。
校正判定电路22可以分别单独地设定使偏移和振幅的校正值、和相位的 校正值的更新为有效或无效的信号。当速度变高时，2相的正弦信号A0信号 和B0信号的频率变高，AD变换器2的采样周期长，所以检测间隔稀疏。
对于在峰值检测器15检测的2相的正弦信号的A1信号、B1信号，因 峰值周围的值的大小的变化较小，所以很难受到采样周期的稀疏所产生的影 响。因此，可以在校正判定电路22中，较高地设定用于决定偏移和振幅的校 正值的更新的第1设定速度。
例如，即使产生±8度的偏移量，峰值也才衰减1％。在可允许1％的变动 的系统中，将2相的正弦信号的每一周期的采样数可以允许到成为22.5(360 /16)的频率为止。相位的校正值检测2相的正弦信号的A2信号和B2信号 的交点，在该交点值变动1％时，角度的范围成为±0.6度。因此，在校正判定 电路22中与第1设定频率相比，较低地设定用于决定相位的校正值的更新的 第2设定速度。
如上所述，通过采用将在第三实施方式的校正判定电路22中的设定速度 单独地设定为偏移和振幅校正用和相位校正用的2种结构，可以减小2相的 正弦信号A0信号、B0信号的振幅变动，所以可以得到抗时效变化，并且在 2相的正弦信号的频率高的情况下，不会因为采样周期的稀疏而受到影响的 高分辨率的编码器。
(第四实施方式)
说明本发明的第四实施方式。与第一至第三实施方式不同的是，校正判 定电路22构成为，判定将偏移和振幅的校正值或者相位的校正值的哪一个校 正值的更新设为有效或者无效，对其详细进行说明。
在2相的正弦信号的A0信号和B0信号的频率较低的系统中，如前所述， 可以忽略振幅的变动，所以将偏移和振幅的校正值的更新始终设为有效也没 有问题。此时，仅检测相位校正的校正值的更新设为有效还是无效。
此外，在直线标度元件(linear scale)等中，存在相位的偏移量由格子状 的缝板的精度决定的情况，此时，相位校正电路6不进行相位校正处理，仅 进行偏移和振幅校正即可。校正判定电路22判定偏移和振幅的校正值的更新 为有效和无效即可。
如上所述，可以得到校正判定电路22也可以构成为判定偏移和振幅的校 正值的更新为有效或无效、相位校正值的更新为有效或无效中的哪一个的更 新为有效或无效，因为可以使电路规模抑制得较小，所以可减少成本，抗时 效变化，并且在2相的正弦信号的频率高的情况下，不会因为采样周期的稀 疏而受到影响的高分辨率的编码器。
另外，从第一实施方式到第四实施方式，将2相信号作为正弦波来说明， 但也可以用相同的结构对在波形存在失真的伪正弦波、三角波进行相位的校 正。
使用图1至图5，说明本发明的编码器信号的相位校正电路。图1是表 示包括偏移/振幅校正、相位校正的编码器信号处理电路的方框图，图2是表 示峰值检测器的动作波形，图3是表示相位误差检测器的动作波形。
在图1中，从编码器输出的原信号中模拟的A0信号和B0信号是具有 90度的相位差的A相和B相的正弦信号。一般是由发光元件和受光元件和缝 板构成。
发光元件使用LED或激光，受光元件使用光电二极管或光电晶体管。缝 板是由透过光的玻璃或树脂材料做成，在缝板上设置截止光的格子状的掩模。 被配置为，受光元件接受来自发光元件的光经由缝板所透过的光，因缝板被 设置在编码器的旋转体上，所以被形成缝板的格子状的形状，使得在旋转时 从受光元件输出正弦波形。
AD变换器2将从编码器输出的模拟信号A0信号、B0信号变换为数字 信号。因从编码器输出的模拟信号的振幅为几百mV，所以使用放大器等放 大十几倍，变换为符合AD变换器2的输入范围(range)的电压后利用，则 可以提高数字信号的精度。
峰值检测器15检测AD变换器2的输出信号即A1信号、B1信号的最 大值/最小值。图2表示峰值检测器15的动作波形，使用该图说明最大值/最 小值的检测方法。
在图2中，|A1|信号和|B1|信号是分别将A1信号和B1信号绝对值变换 的信号。检测|A1|信号和|B1|信号的交点，生成交点信号18a、18b、18c、18d。 如图2所示地，该交点信号将一个周期分割为区域I～区域IV，在区域I是设 为检测A1信号的最大值的区域，在区域II是设为检测B1信号的最小值的区 域，在区域III是设为检测A1信号的最小值的区域，在区域IV是设为检测B1 信号的最大值的区域。
说明区域I的动作，首先，当检测交点信号18a时，比较A1信号的上 次值和本次值，在本次值大时，更新锁存数据16a(max)，在本次值小时， 不更新锁存数据16a(max)。在区域I的区间重复该动作，在检测到交点信 号18b时，确定锁存数据16a(max)作为A1信号的最大值。因区域II、区 域III、区域IV的动作与区域I相同，所以省略。这样，可以检测A1信号、 B1信号的最大值/最小值。
偏移/振幅校正电路4使用由峰值检测器15所检测的最大值/最小值信号 16，对A1信号和B1信号进行除去偏移和振幅的归一化。
使用最大值/最小值信号16，根据式1可求出A1信号和B1信号的偏移 (OS_DETa、OS_DETb)。此外，如果将校正的偏移值设为OS_LEVEL、除 去偏移后的信号设为A1d信号和B1d信号，则可根据式2除去偏移。
......(式2)
使用最大值/最小值信号16，根据式3还可求出A1信号和B1信号的振 幅值(PP_DETa、PP_DETb)。此外，如果将振幅的归一化大小设为K时，可 根据式4，求出校正了偏移和振幅的误差的A2信号和B2信号。
......(式4)
相位校正模块9是由相位校正电路6和相位误差检测器7构成，进行以 下作用：由相位误差检测器7检测被校正了偏移/振幅的A2信号、B2信号的 相位误差，根据由相位误差检测器7所检测的误差量，由相位校正电路6使 用对A2信号、B2信号的相位误差进行校正的A校正信号、B校正信号，输 出具有90度的相位差的A3信号、B3信号。
使用图3说明这个动作的细节。图3是以A2信号为基准，仅B2信号的 相位成为超前了α孤度的B2d信号的例子。振幅由偏移/振幅校正电路4归一 化为K大小，所以A2信号、B2d信号的振幅成为K。
相位误差检测器7检测在检测到交点信号18a、18b、18c、18d时的A2 信号、B2d信号的交点的大小，根据该交点值运算处理并导出相位校正量。 A2信号、B2d信号可以如式5那样表示。此时的A2信号、B2d信号的交点 在(π/4-α/2)孤度、(5π/4-α/2)孤度相交，其交点的大小成为Ksin(π/4-α/2)、 Ksin(5π/4-α/2)。
因相互的大小相等，所以在设为C45＝Ksin(π/4-α/2)、C225＝Ksin (5π/4-α/2)时，可根据式6求出相位误差α/2。此外，因式6是以A2信号 为基准而求出B校正信号，所以根据sin-1的式子计算，但明显也可以以B2d 信号为基准，根据cos-1的式子而求出。
......(式5)
......(式6)
此外，相位校正电路6可根据式7、式8来校正相位误差。其中，Kp1、 Kp2是用于得到A校正信号、B校正信号的相位校正增益，设定相位校正增 益，以使A3信号和B3信号的相位差成为90度。
A3＝A2+Kp1·B2d＝Ksinθ+Kp1·Kcos(θ+α) ......(式7)
B3＝B2d+Kp2·A2＝Kcos(θ+α)+Kp2·Ksinθ ......(式8)
接着，说明Kp1以及Kp2的求出方法。在式7中，因在θ＝-α/2时，只 要使A3信号成为0即可，所以Kp1可根据式9求出。
......(式9)
此外，同样在式8中，因在θ＝π/2-α/2时，只要使B3成为0即可，所以 Kp2可根据式10求出。
......(式10)
因根据式9和式10所求出的Kp1和Kp2可以由相同式表示，所以计算 处理的负担减半。A2信号、B2信号(B2d信号)根据式6求出α/2，根据式 9或式10求出相位校正增益，通过使用式7和式8可以得到校正了相位的偏 移量的A3信号、B3信号。
接着，说明校正了相位的A3信号、B3信号的大小。式7和式8的振幅 的最大值分别为θ＝π/2-α/2、θ＝-α/2的点，所以把这些带入式7和式8，则A3 信号、B3信号成为式11和式12，可以以如图3所示的相同的大小来进行校 正。在2相信号的一个周期内存在两个交点，所以也可以对在各个的交点所 求出的Kp进行平均处理来使用。
......(式11)
......(式12)
接着，说明位置数据变换电路10。使用具有90度的相位差的A3信号、 B3信号，使用式13，则可以容易地变换为位置数据(内插的角度数据)θIP (14)。
θIP＝tan-1(A3/B3)......(式13)
接着，说明本发明的校正值更新电路23。校正值更新电路23由速度检 测器21和校正判定电路22构成。速度检测器21根据2相的正弦信号的频率 输出检测速度19。将输入的正弦信号A0信号或B0信号与各自的中心值进行 比较并变换为矩形波，由计数器对矩形波的边缘间隔的时间进行测定，从而 检测周期，可根据检测值运算频率。而且，可根据被运算的频率来运算并输 出速度。
作为其他的方法，在一定周期内对位置数据14进行采样，通过在每个周 期内取得与上次更新时的数据的差分，可以检测速度。校正判定电路22首先 接受从速度检测器21输出的检测速度19，在检测速度与某个设定速度相比 连续2次以上超过时，判定为高速；在检测速度与设定速度相比连续4次以 上未超过时，判定为低速。
其中，将判定为高速的次数A和判定为低速的次数B设为不同次数，将 次数A设定为1次以上，次数B设定为大于次数A的次数。这样，可以成为 防止了在设定频率附近的高速/低速的频繁切换的稳定的判定动作。
此外，也可以使这里设定的速度具有磁滞特性，与从低速切换为高速的 速度相比，将从高速切换为低速的速度设定得低，这样可以成为稳定的判定 动作。
接着，为了在将速度19判定为高速的情况下，不进行偏移和振幅和相位 的校正值的更新，将校正值更新信号20(例如，在将校正值的更新设为无效 的情况下为L信号)输出到峰值检测器15和相位误差检测器7。
此外，为了在判定为低速的情况下，进行偏移和振幅和相位的校正值的 更新，将校正值更新信号20(例如，在将校正值的更新设为有效的情况下为 H信号)输出到峰值检测器15和相位误差检测器7。切换校正值更新信号的 速度(判定速度为高速/低速的速度)设定为能够正确地检测校正值的值。
设定的基准是，将速度设定为在2相的正弦信号的一个周期期间能够检 测72分割(每5度采样)以上，则可以将校正值的误差抑制得较小。在2相 的正弦信号由于温度或电源电压、噪声的影响而容易变动的情况下，虽然编 码器的位置检测精度会恶化，但可以将分割数设定(例如，每10度采样)得 较小。
图4以及图5是表示在正弦信号的一个周期内的采样数为14次的情况 下，对2相的正弦信号进行内插处理的结果，都是在高频动作状态下，在正 弦波的一个周期内，AD变换器2的采样为14次的情况。
图4是在以往方法中没有校正判定电路的情况，图5是设置了本发明的 校正判定电路，将校正值的更新设为无效的情况下的波形。在以往方法中校 正值的检测不能正常地进行，所以采样间的差存在离散，但在本发明的方法 中可为大致一定。
如上所述，通过第一实施方式的电路结构和运算处理，可以得到即使由 于时效变化而2相的正弦信号的偏移或振幅、相位变动，也可以高精度地校 正这些偏差，并且在2相的正弦信号的频率较高的情况下，也不会因为采样 周期的稀疏而受到影响的高分辨率的编码器。
(第二实施方式)
使用图6至图8，说明本发明的第二实施方式。与第一实施方式不同的 是在低速时和高速时切换速度的检测方法，对此进行详细说明。
图6是第二实施方式的结构图，校正值判定电路22通过速度判定将表示 高速(例如，高电平信号)/低速(例如，低电平信号)的状态的速度判定信 号30输出到速度检测器21。
图7是表示由速度检测器切换检测方法的方法的图，速度判定信号30 在检测速度在连续2次以上速度更新周期成为设定速度Vc以上时，判定为高 电平(高速)，在连续4次成为Vc以下时，判定为低电平(低速)。
速度检测器在速度判定信号为低电平的期间是使用以一定周期对位置数 据14进行采样，根据采样间的差分检测速度的检测方法1；在高电平的期间 是使用根据由A0信号和B0信号和各自的中心值所生成的矩形波的边缘间隔 的时间检测速度的检测方法2。
这是因为，检测方法2是通过检测A0信号和B0信号的边缘间隔的时间 来检测速度，所以根据频率速度的更新周期改变，随着速度减小而更新周期 变长，速度判定信号的响应性变差，但在检测方法1中，可以任意地决定更 新周期，更新周期不依赖于速度而成为一定的周期，所以通过在低速时使用 检测方法1，从而可以不会损失低速时的速度判定信号的响应性，得到稳定 的输出。
而且，设定检测方法1的更新周期，以使检测方法1和检测方法2的更 新周期相同的速度成为设定速度Vc，从而从低速切换为高速时的响应性和从 高速切换为低速时的响应性相同，可以得到更稳定的速度判定信号的输出。
使用图8说明检测方法1的更新周期的设定方法。图8的曲线A-Ad是 检测方法2的更新周期为Tu2[s]，将速度设为V[r/min]、一次旋转中的A0信 号和B0信号的边缘数设为P时，可根据式14来求出。
Tu2＝1/(V/60×P) ......(式14)
直线B-Bd是检测方法1的更新周期，且更新周期为Tu1[s]。根据式15 设定Tu1，以使曲线A-Ad和直线B-Bd的交点C的速度成为设定速度Vc， 从而Vc上的检测方法1和检测方法2的更新周期成为相同的周期。
Tu1＝1/(Vc/60×P) ......(式15)
如上所述，通过将第二实施方式的速度检测器21的速度检测方法在低速 时和高速时进行切换，可以得到稳定的速度判定信号，可以更正确地切换稳 定的校正值的有效或无效，因此可以得到抗时效变化，并且在2相的正弦信 号的频率较高的情况下，也不会因为采样周期的稀疏而受到影响的高分辨率 的编码器。
(第三实施方式)
使用图9，说明本发明的第三实施方式。与第二实施方式不同的是，在 校正判定电路22具有2种用于判定的设定速度，对这个进行详细说明。
校正判定电路22可以分别单独地设定使偏移和振幅的校正值、和相位的 校正值的更新为有效或无效的信号。当速度变高时，2相的正弦信号A0信号 和B0信号的频率变高，AD变换器2的采样周期长，所以检测间隔稀疏。
对于在峰值检测器15检测的2相的正弦信号的A1信号、B1信号，因 峰值周围的值的大小的变化较小，所以很难受到采样周期的稀疏所产生的影 响。因此，可以在校正判定电路22中，较高地设定用于决定偏移和振幅的校 正值的更新的第1设定速度。
例如，即使产生±8度的偏移量，峰值也才衰减1％。在可允许1％的变动 的系统中，将2相的正弦信号的每一周期的采样数可以允许到成为22.5(360 /16)的频率为止。相位的校正值检测2相的正弦信号的A2信号和B2信号 的交点，在该交点值变动1％时，角度的范围成为±0.6度。因此，在校正判定 电路22中与第1设定频率相比，较低地设定用于决定相位的校正值的更新的 第2设定速度。
如上所述，通过采用将在第三实施方式的校正判定电路22中的设定速度 单独地设定为偏移和振幅校正用和相位校正用的2种结构，可以减小2相的 正弦信号A0信号、B0信号的振幅变动，所以可以得到抗时效变化，并且在 2相的正弦信号的频率高的情况下，不会因为采样周期的稀疏而受到影响的 高分辨率的编码器。
(第四实施方式)
说明本发明的第四实施方式。与第一至第三实施方式不同的是，校正判 定电路22构成为，判定将偏移和振幅的校正值或者相位的校正值的哪一个校 正值的更新设为有效或者无效，对其详细进行说明。
在2相的正弦信号的A0信号和B0信号的频率较低的系统中，如前所述， 可以忽略振幅的变动，所以将偏移和振幅的校正值的更新始终设为有效也没 有问题。此时，仅检测相位校正的校正值的更新设为有效还是无效。
此外，在直线标度元件(linear scale)等中，存在相位的偏移量由格子状 的缝板的精度决定的情况，此时，相位校正电路6不进行相位校正处理，仅 进行偏移和振幅校正即可。校正判定电路22判定偏移和振幅的校正值的更新 为有效和无效即可。
如上所述，可以得到校正判定电路22也可以构成为判定偏移和振幅的校 正值的更新为有效或无效、相位校正值的更新为有效或无效中的哪一个的更 新为有效或无效，因为可以使电路规模抑制得较小，所以可减少成本，抗时 效变化，并且在2相的正弦信号的频率高的情况下，不会因为采样周期的稀 疏而受到影响的高分辨率的编码器。
另外，从第一实施方式到第四实施方式，将2相信号作为正弦波来说明， 但也可以用相同的结构对在波形存在失真的伪正弦波、三角波进行相位的校 正。