主从临界导通模式功率转换器转让专利
申请号 : CN200580029798.1
文献号 : CN100582989C
文献日 : 2010-01-20
发明人 : A·扬森
申请人 : 弗莱克斯电子有限责任公司
摘要 :
权利要求 :
1、一种向负载提供功率的系统，所述系统包括：
a、第一和第二功率源，每个都具有控制系统；
b、用于检测第一功率源中的切断事件，并且此后触发第二功率源中的接通 事件的装置，该装置包括用于直接向第一功率源的开关和第二功率源的控制系 统这二者提供第一信号的装置；和c、反馈机构，被配置成监测第二功率源的切换状态并且根据切换状态连续 调节第二功率源的占空比，其中该反馈机构进一步被配置成当第二功率源内的 剩余电源电流基本上等于零时触发第二功率源中的切断事件，其中第一和第二功率源具有相似的噪声特性。
2、如权利要求1所述的向负载提供功率的系统，其中第一功率源具有包括 频率和占空比的切换波形，此外其中占空比由第一反馈系统来调制，所述第一 反馈系统采用包括与所述向负载提供功率的系统所提供的功率成比例的信号的 输入，此外其中频率由第二反馈系统来确定，所述第二反馈系统采用包括与第 一功率源中存在的电源电流成比例的信号的输入。
3、如权利要求2所述的向负载提供功率的系统，其中第二反馈系统包括用 于检测第一功率源中的电源电流何时达到零并且此后向第一功率源的控制系统 发信号以触发第一功率源的切断事件的装置。
4、如权利要求3所述的向负载提供功率的系统，其中此后向第一功率源的 控制系统发信号包括延迟发信号从而利用第一功率源中的电源电流的已知振荡 行为以使得第一功率源的切换元件两端的电压最小化的装置。
5、如权利要求1所述的向负载提供功率的系统，其中第二功率源具有包括 频率和占空比的切换波形，其中频率通过第二功率源中的接通事件的触发来确 定，此外其中占空比由第三反馈系统来调制，所述第三反馈系统采用包括与第 二功率源中存在的电源电流成比例的信号、与所述系统所提供的功率成比例的 信号和触发所希望的切换事件的信号的。
6、如权利要求5所述的向负载提供功率的系统，其中所希望的切换事件由 第一功率源中的切断事件来间接触发。
7、如权利要求6所述的向负载提供功率的系统，其中第三反馈系统被配置 成确定触发所希望的切换事件的信号与当第二功率源中的电源电流基本上为零 时产生的信号之间的相位差，其中第二功率源的控制系统使用表示所述相位差 的信号来连续地调节第二功率源的占空比。
8、一种向负载提供功率的系统，所述系统包括：
a、第一和第二功率源，每个都具有控制系统；和，
b、用于检测第一功率源中的切断事件，并且此后触发第二功率源中的接通 事件的装置，该用于检测的装置包括用于直接向第一功率源的开关和振荡器电 路这二者提供第一信号的装置，所述振荡器电路被耦合在第一功率源和第二功 率源之间，负责之后向第二功率源的控制系统提供控制信号，其中振荡器电路 包括压控振荡器，被配置成接收来自第一功率源的第一信号并且用于产生控制 信号以使控制信号的频率等于第一信号的频率；
其中第一和第二功率源具有相似的噪声特性。
9、如权利要求8所述的向负载提供功率的系统，其中控制信号具有波形， 所述波形与第一功率源的波形基本上相同，还与第一功率源的波形基本上同相 并且具有基本上为50％的占空比。
10、如权利要求8所述的向负载提供功率的系统，其中第一功率源具有包 括频率和占空比的切换波形，此外其中占空比由第一反馈系统来调制，所述第 一反馈系统采用包括与所述向负载提供功率的系统所提供的功率成比例的信号 的输入，此外其中频率由第二反馈系统来确定，所述第二反馈系统采用包括与 第一功率源中存在的电源电流成比例的信号的输入。
11、如权利要求10所述的向负载提供功率的系统，其中第二反馈系统包括 用于检测第一功率源中电源电流何时达到零并且此后向第一功率源的控制系统 发信号以触发第一功率源的切断事件的装置。
12、如权利要求11所述的向负载提供功率的系统，其中此后向第一功率源 的控制系统发信号包括延迟发信号，从而利用第一功率源中的电源电流的已知 振荡行为，以使得第一功率源的切换元件两端的电压最小化的装置。
13、如权利要求8所述的向负载提供功率的系统，其中第二功率源具有包 括频率和占空比的切换波形，其中频率通过第二功率源中的接通事件的触发来 确定，此外其中占空比由第三反馈系统来调制，所述第三反馈系统采用包括与 第二功率源中存在的电源电流成比例的信号、与所述系统所提供的功率成比例 的信号和触发所希望的切换事件的信号的输入。
14、如权利要求13所述的向负载提供功率的系统，其中所希望的切换事件 由第一功率源中的切断事件来间接触发。
15、如权利要求14所述的向负载提供功率的系统，其中第三反馈系统被配 置成确定触发所希望的切换事件的信号与当第二功率源中的电源电流基本上为 零时产生的信号之间的相位差，其中第二功率源的控制系统使用表示所述相位 差的信号来连续调节第二功率源的占空比。
16、如权利要求14所述的向负载提供功率的系统，其中第三反馈系统还包 括用于当第二功率源中的电源电流大于零时防止切换发生的装置。
17、一种向电源提供功率因数校正的系统，所述系统包括：
a、第一和第二功率源，其中每个功率源在功率源所提供的功率和功率源的 切换频率之间有相似的关系，此外其中每个功率源在功率源的输出中具有相似 的特性噪声；
b、用于检测第一功率源中的切断事件，并且此后产生具有第一频率的第一 信号以触发第二功率源中的接通事件的装置；
c、用于根据第二功率源的当前特性来调制第二功率源的占空比的装置；和
d、包括压控振荡器的振荡电路，被配置成接收第一信号并且产生具有第二 频率的控制信号以触发第二功率源中的接通事件，其中第一频率等于第二频率。
18、如权利要求17所述的向电源提供功率因数校正的系统，其中用于检测 的装置包括用于直接向第一功率源的开关和振荡电路这二者提供第一信号的装 置。
19、如权利要求18所述的向电源提供功率因数校正的系统，其中第一功率 源具有包括频率和占空比的切换波形，此外其中占空比由第一反馈系统来调制， 所述第一反馈系统采用包括与所述向负载提供功率的系统所提供的功率成比例 的信号的输入，此外其中频率由第二反馈系统来确定，所述第二反馈系统采用 包括与第一功率源中存在的电源电流成比例的信号的输入。
20、如权利要求19所述的向电源提供功率因数校正的系统，其中第二反馈 系统包括用于检测第一功率源中电源电流何时达到零并且此后向第一功率源的 控制系统发信号以触发第一功率源的切断事件的装置。
21、如权利要求20所述的向电源提供功率因数校正的系统，其中此后向控 制系统发信号包括延迟发信号，从而利用第一功率源中的电源电流的已知振荡 行为，以使得第一功率源的切换元件两端的电压最小化的装置。
22、如权利要求18所述的向电源提供功率因数校正的系统，其中第二功率 源具有包括频率和占空比的切换波形，其中频率通过第二功率源中的接通事件 的触发来确定，此外用于调制第二功率源的占空比的装置是采用包括与第二功 率源中存在的电源电流成比例的信号、与所述系统所提供的功率成比例的信号 和触发所希望的切换事件的信号的输入的第三反馈系统。
23、如权利要求22所述的向电源提供功率因数校正的系统，其中所希望的 切换事件由第一功率源中的切断事件来间接触发。
24、如权利要求23所述的向电源提供功率因数校正的系统，其中第三反馈 系统被配置成确定触发所希望的切换事件的信号与当第二功率源中的电源电流 基本上为零时产生的信号之间的相位差，其中第二功率源的控制系统使用表示 所述相位差的信号来连续调制第二功率源的占空比。
25、如权利要求24所述的向电源提供功率因数校正的系统，其中控制系统 具有波形，所述波形与第一功率源的波形基本上相同，还与第一功率源的波形 基本上同相并且具有基本上为50％的占空比。
26、如权利要求24所述的向电源提供功率因数校正的系统，其中第三反馈 系统还包括用于当第二功率源中的电流电源大于零时防止切换发生的装置。
27、一种向电源提供功率因数校正的方法，所述方法包括：
a、耦合第一和第二功率源以使这两个功率源都从相同源接收功率并向相同 负载输出功率；其中第一功率源具有第一切换周期并且第二功率源具有第二切 换周期；
b、将第一功率源配置成自谐振以使第一功率源确定第一切换周期的切换频 率；
c、将第二功率源配置成当第一功率源切断时接通，由此第二功率源的第二 切换周期的切换频率与第一功率源的切换频率近似相等；并且，d、调制第二功率源的占空比，以使当第二功率源内的电源电流基本上等于 零时第二功率源的切断事件发生。
28、一种向电源提供功率因数校正的方法，所述方法包括：
a、耦合第一和第二功率源以使这两个功率源都从相同源接收功率并向相同 负载输出功率；其中这两个功率源具有切换周期；
b、以自谐振方式配置第一功率源，以使第一功率源确定它自己切换周期的 切换频率；
c、配置本地振荡器以产生在与第一功率源的切换频率相等的频率下具有近 似50％的占空比的、并且还与第一功率源的切换频率相位对准的波形；
d、将第二功率源配置成运行在与本地振荡器所产生的波形有近似180度相 位差的切换频率，由此第二功率源的切换周期的切换频率与第一功率源的切换 频率近似相等并且与第一功率源的切换频率之间近似有180度相位差；并且，e、调制第二功率源的占空比以使第二功率源的切断事件在相对于在第二功 率源中存在的电流的最佳时刻发生。
说明书 :
技术领域
本发明总体涉及为负载供应功率的系统，并且特别涉及这种使用多个电源 来产生高输出的、同质功率的系统。
背景技术
用于功率因数校正(PFC)的增压转换器的现有技术设计包括两种常规解 决最小化纹波电流问题的方法。图5示出了现有技术功率因数校正(PFC)增 压转换器500的示意图。用于相似于图5的系统的两种方法是间断模式(DM) 和连续模式(CM)。
在转换器500中，交流(AC)电压供应VAC耦合到全波桥式整流器BR的 输入端两端。该桥式整流器BR的第一输出端耦合到电感L的第一端。电感L 的第二端耦合到晶体管开关M的漏极和二极管D的阳极。二极管D的阴极耦 合到输出电容C的第一端。该桥式整流器BR的第二输出端耦合到感应电阻 RSENSE的第一端。感应电阻RSENSE的第二端、晶体管开关M的源极和电容C的 第二端均耦合到接地节点。形成在感应电阻RSENSE的第一端的电压信号-ISENSE 表示增压转换器500从电源VAC吸入的电流。信号-ISENSE是负极性，因为它由 电阻RSENSE相对于地的两端压降形成。开关控制电压信号VSW施加到晶体管开 关M的栅极并且控制晶体管开关M是否导通(开关闭合)或者不导通(开关 打开)。
当开关M闭合时，从桥式整流器BR产生的电流通过电感L并且通过开 关M。在这种条件下，二极管D被输出电压VOUT反向偏置。流经电感L的电 流储存能量，作为与电感L相关联的磁场。当开关M打开时，储存的能量通 过流经二极管D的电流被转移到输出电容C。在这种条件下，二极管D被正 向偏置。储存在输出电容C的能量形成电容C两端的输出电压VOUT，该输出 电压可用来驱动负载，例如第二电源级。从电源VAC到电容C的能量转移速率 依赖于开关控制信号VSW的占空比。
图5中所示的增压转换器500控制晶体管开关M切换的次数以使被增压 转换器500从交流电源VAC吸入的电流与电源VAC提供的电压在相位上基本上 相同，并且控制晶体管开关M的占空比以使输出电压VOUT维持在恒定电平。 电压VOUT和电压-ISENSE都被监测以控制切换。
当在CM中执行这样的增压转换器500时，流经电感L的电流一直保持在 零以上。这样，在开关M闭合的时刻，电流流经二极管D。储存在与二极管 D相关结点中的能量引起对二极管D的有限恢复时间以至于二极管D不能立 刻断开。更确切地讲，储存在二极管D的结点中的能量在开关M一闭合时就 通过开关M放电。由此引起的在开关M中的高电平电流导致额外的能量耗散 和开关M的过早损坏。因为这种高电平电流发生在每次开关M循环时，所以 切换频率是有限的。这对驱动第二电源级的增压转换器来说尤其正确，因为这 种增压转换器典型地在输出电容C两端生成大约400伏特的调节电压。此外， 因为PFC增压转换器500控制切换发生的次数以使由电源VAC提供的电压和电 流是互相同相的，所以开关M中电流升高的问题通常不能通过让二极管D中 的电流在闭合开关M之前降到零来避免，如果转换器500执行在DM时也一 样会发生。
当执行在DM时，转换器500特别放大让电流通过L降到最小为零的波纹， 同时升高最大电流值。不论操作模式如何，允许的电流值的范围的扩展对DM 转换器意味着L中电流的平均值保持为常值。尽管这种电流的保持允许转换器 相对于CM转换器能获得低损耗切换和提高的效率，但是不幸的是向输入和输 出电流中引入了高波纹。
现有的系统通过使用多个上述设计的转换器、修改它们的相对相位，并合 并它们的输出功率来设法降低波纹影响。每个转换器的相位相对于其它的转换 器被修改以使转换器的波纹分量彼此抵消。这样一种装置在图6中示出。
为了给负载提供功率而消去被系统引入的波纹电流是已知的。已知在现有 技术中通过并联耦合两个电源并且通过给这两个电源提供相差180度的切换频 率来实现输入波纹电流的消去。图6中所示的现有的系统20规定了以这种方 式来消去输入波纹电流。该系统20包括第一增压型功率转换器21(第一电源)， 其包括PWM控制器22、FET电源开关M1、电感L1、整流器D1和滤波电容 C1。功率转换器21以已知的方式运行，这里不再进一步说明。通过第一功率 转换器21提供给负载26的功率被反馈网络27和PWM控制器22调整，其输 出耦合到FET电源开关M1的栅极。由反馈网络27的电阻R3和R4形成的分 压器划分第一功率转换器21的输出电压并且在放大器U6中比较所分出的输出 电压和参考电压VREF3。来自放大器U6的输出电压然后耦合到PWM控制器22 的控制输入以调整电源开关M1的导通时间。
该系统20还包括第二增压型功率转换器23(第二电源)，其包括PWM控 制器24、FET电源开关M2、电感L2、整流器D2和滤波电容C2。功率转换 器23以已知的方式运行，这里不再进一步说明。通过第二功率转换器23提供 给负载26的功率也被反馈网络27和PWM控制器24调整，其输出耦合到FET 电源开关M2的栅极。来自放大器U6的输出电压也耦合到PWM控制器24的 控制输入以调整电源开关M2的导通时间。
众所周知，流经功率转换器21和23中的电感L1和L2的电流分别具有三 角波形。固定频率振荡器25直接耦合到PWM控制器22的时钟输入并且通过 反相器N2耦合到PWM控制器24的时钟输入以给PWM控制器22和24提供 相差180度的时钟波形。结果，电感L1和L2的三角电流波形将相差180度。 因此，输入电流的三角成分被抵消了，仅仅留下输入电流的的DC分量。图6 的电路不会解决对负载26进行电流或功率均衡的问题。此外，因为两个电源 的分量不相同，所以自然会发生轻微的相差。导致波纹电流足够大到要避免这 种电路应用到大功率装置。
结合可变频率的电源来给负载提供功率并且进一步使用相位检测来稳定由 每个电源提供给负载的电流并且消去由该系统引入的输入电流的波纹分量是已 知的。
图7示出了为负载36提供功率的系统30的框图。系统30包括第一和第 二电源31和32，它们的输入端耦合到一起并为同一负载36提供功率。电源31 和32中的每一个都是可变频率功率源，在它的切换频率和它提供给负载的功 率之间有一定关系。例如，每个电源31和32都能具有在它的切换频率和它提 供给负载的功率之间是线性或非线性的的关系。同时，每个电源也都能在它的 切换频率和它提供给负载的功率之间有正比的关系，这样功率和切换频率在相 同的方向增加或降低，或者有反比的关系，这样功率和切换频率在相反的方向 变化。系统30的电源31和32在它们的切换频率与它们提供给负载36的功率 之间有相似的关系。如图7所示，第一和第二电源31和32能相互并联耦合。
参考图7，该系统还包括分别与第一和第二电源31和32相关联的反馈网 络33和34。第一反馈网络33把第一电源31的输出电压的一部分耦合到第一 电源31的控制端CTRL以改变第一电源31的第一切换频率fsw1，从而调整由第 一电源31提供给负载36的功率。相似的，第二反馈网络34把第二电源32的 输出电压的一部分耦合到第二电源32的控制端CTRL以改变第二电源32的第 二切换频率fsw2，从而调整由第二电源32提供给负载36的功率。
相位检测装置35提供了表示第一电源31的第一切换频率fsw1与第二电源 32的第二切换频率fsw2之间的相差的误差信号。第一切换频率fsw1从第一电源31 的端子接出，并施加于相位检测装置35的一个输入端。相似的，第二切换频 率fsw2从第二电源32的端子接出，并施加于相位检测装置35的另一个输入端。 由相位检测装置35提供的误差信号接入到反馈网络33和34。结果是第一和第 二切换频率fsw1和fsw2相互锁定。
此外，因为第一和第二电源31和32在它们的切换频率与它们提供给负载 的功率之间有相似的关系，所有第一电源31提供给负载36的功率基本上等于 第二电源32提供给负载36的功率。在图7中，由第一和第二电源31和32提 供给负载36的功率的大体稳定意味着由电源31和32中每一个提供给负载36 的电流基本上稳定，因为电源31和32相互并联耦合，并且这样给负载36施 加相同的电压。
图7的电路使用被设计成锁定两个电源相差180度相位差的回路。不幸地， 因为两个电源的占空比不总是50％，所以相位就不总是完全相反。此外，在调 整回路极限状态时图7中的装置丧失相位锁定，这导致完全丧失消去输入波纹 电流，并且能导致从该装置发出听得见的噪声。
发明内容
本发明能用所有类型的临界导通模式(CCM)转换器实现，包括反极性、 增压、反极性增压、逆向和正向转换器以用在AC/DC和DC/DC功率转换器与 绝缘的和非绝缘的结构中。
在一些应用中，包括打算用在输出功率超过300瓦特的电源中的功率因数 校正(PFC)前端，期望具有以下特征的电源系统：在输入电压的整个范围内 有好的电流分配，可变频率运行，极好的输入电流波纹消除和与输入功率系统 之间具有最小的干扰。本发明提供一种具有这些期望特性并且具有改进的简易 性和制造容易的系统。此外，本发明避免了大体积和低效率组件(例如在许多 现有的装置中存在的感应电阻)的使用。
本发明涉及在一种使用多个可变频率功率源以提供一致的功率给负载的系 统和方法。该系统和方法包括触发从功率源的接通以切断主功率源，它们还包 括为了最优功率特性而使用相位检测器来调整从功率源的切断。
在另一方面，本发明在触发中利用局部电压控制振荡器(VCO)。在这个 实施例中，主功率源的接通被锁定到VCO。频率被控制为与主功率源相同的 频率。此外，VCO有对称的输出波形。从功率源被触发到VCO输出的下降沿， 其与上升沿(其与主功率源接通同相)基本上有180度相位差。因此，从功率 源的接通将与主功率源的接通之间基本上有180度的相位差。这个方案最小化 了输入和输出波纹电流。
附图说明
图2进一步示出了图1中系统的组件。
图3是本发明可选实施例的功能图。
图4是本发明最优实施例的功能图。
图5示出了现有技术的功率源。
图6示出了现有技术中使用两个并联功率源进行功率因数校正的电源前 端。
图7示出了现有技术中使用其频率被相位锁定回路稳定的两个并联源进行 功率因数校正的电源前端。
优选实施例的详细说明
现在将对本发明的优选和可选实施例进行详细说明，例子在附图中示出。 尽管结合这些实施例对本发明进行描述，但是可以理解它们不打算把本发明限 于这些实施例。相反，本发明目的在于覆盖替换、修改和等同物，其可以包括 在附加的权利要求所限定的本发明的精神和范围内。此外，在以下本发明的详 细描述中，为了提供本对发明彻底的理解阐明了许多特定细节。然而，应当注 意本发明在没有这些特定的细节时也能实现。在其它的情况，为了不使本发明 的各方面变得不必要的不清楚，众所周知的方法、程序、组件和电路将不详细 描述。
图1是根据本发明的用于为负载提供功率的系统100的框图。这个系统包 括两个功率源，主功率源110和从功率源130。每一个功率源可以包括以下组 件，分别对于主功率源110和从功率源130：功率输入112、132；电流传感器 输出114、134；功率输出116、136；内部单稳态驱动器118、138；内部单稳 态延迟驱动器122、142；和内部单稳态输出124、144。主功率源110耦合到 从功率源130以把在系统100的输入102接收的功率转换为在系统100的组合 输出104处所供应的功率，同时在输入102和组合输出104处都提供最小限度 的干扰。
在系统100中，主功率源110和从功率源130都是如现有技术中已知的可 切换电源，并且从而仅仅当它们接通时才提供功率给它们的输出116和136。 两个电源都依赖内部单稳态，其没有示出，以控制内部开关，也没有示出。内 部单稳态驱动器118、138通过提供驱动触发器决定切换状态。当电压施加到 内部单稳态驱动器118、138时，每个单稳态驱动器提供电压给内部开关和内 部单稳态输出124、144。由内部单稳态驱动器提供的电压根据由内部单稳态延 迟电路驱动器122、142所决定的延迟持续。在主功率源110和从功率源130 中，开关和单稳态电压供应之间的关系是这样的，当单稳态驱动器提供电压或 者“接通”时，开关闭合，这相应于电源的“断开”状态。然而，在主功率源 110的内部单稳态输出124与从功率源130的内部单稳态驱动器138之间包含 反相器180意味着从功率源130的内部单稳态驱动器与主功率源110的内部单 稳态驱动器基本上异相地驱动。总之，电源110和130被配置成这样以至于驱 动器118和138收到的信号将引起电源被切断，并且在由延迟电路驱动器122、 142所决定的一段时间内电压被提供给输出124、144。
当主功率源110处于断开状态时，储存提供到输入112的功率，当它处于 导通状态时这个功率被施加到输出116并且随后到组合输出104并且接着施加 到负载，这个没有示出。同时，来自组合输出104的信号耦合到单稳态延迟电 路驱动器122，电流被储存在其中以当单稳态驱动器激活时驱动该延迟装置。 主功率源110处于自谐振结构：当主功率源110中的电流达到零时，来自电流 传感器输出114的信号被馈送到单稳态驱动器118。这个信号可选择通过延迟 结构131以利用过零点电流中的自然谐振衰退。接着单稳态驱动器提供电压， 切断主功率源110并且同时提供电压到单稳态输出124。单稳态驱动器在符合 延迟电路122的一段时间内提供这个电压。延迟电路122被系统100的输出功 率充电。
来自单稳态输出124的信号通过反相器180耦合到从功率源130的单稳态 驱动器138。因此，当主功率源110切换到关断位置时，从功率源130随之切 换到导通位置。从功率源130配置成使用反馈机构来调整它保持在导通位置的 时间。从功率源130在由延迟电路142决定的时间内保持在导通位置。延迟电 路142被使用系统100的输出功率、单稳态输出144和电流传感器输出142的 反馈回路充电。这个反馈回路运行引起如果从功率源130中的电流不基本上接 近零则从功率源不切断。来自单稳态输出144的信号和来自电流传感器输出142 的信号在相位检测器160中比较。相位检测器160的输出加到与系统100的输 出功率成比例的电流上并且其组合被供应给延迟电路142。相位检测器160的 电压输出代表在切断时与功率源130中出现的零电流的偏离。这个误差信号提 供了负反馈以调制从功率源130的脉冲宽度以使切断发生在从功率源130中基 本上为零的电流出现的时刻。
主功率源110为自谐振结构：具有依赖于来自组合输出104和来自它的电 流传感器114的反馈的切换状态。从功率源130的切换状态被主功率源110的 单稳态输出控制，并且被来自组合输出104的反馈控制，该组合输出104被由 根据电流传感器134和单稳态输出144之间比较所得出的校正所调节。这样， 从功率源130的切换状态与主功率源110的状态相反地联系在一起，并且从功 率源130的脉冲宽度最优化到适合那个切换状态。
通过输入102外部供应的功率通过输入112并联接入到主功率源110和通 过输入132接入到从功率源130，在那里该功率被储存。当主功率源110位于 接通位置时，从功率源130位于断开位置。接入到输入112和储存在主功率源 110的功率在输出116供应并且随后到组合输出104。同时，在输入132接入 到从功率源130的功率储存在从功率源130中，没有功率供应给输出136。当 主功率源110中的电流达到零时，来自电流传感器输出114的信号接入到单稳 态驱动器118，切换主功率源110到断开位置，在此位置它保持由延迟电路122 所决定的一段长度的时间。同时，来自单稳态输出124的信号接入单稳态驱动 器138，触发从功率源130从断开位置切换到接通位置。从功率源130在一段 由延迟电路142所决定长度的时间内保持在接通位置。延迟的长度由负反馈机 构经过多个切换周期进行调制，其中最优延迟长度的偏离引起对供应到延迟长 度电路142的功率的调整。同时，主功率源110根据延迟电路122保持在断开 状态。因为延迟电路122、142由同一源提供功率，所以它们能被按照使从功 率源130的切断后不久接着是主功率源110的接通这样一种方式而配置。
图2是图1中主功率源110或从功率源130的功率源200的功能框图。功 率源200包括电压输入210、电压输出230、单稳态电路276、运算放大器274、 开关278、电感270、二极管280和电感272。接入电压输入210的电压为电感 270提供能量，在电感272中引起感应电流。如果开关278打开，并且供应的 电流处于正确的方向，那么来自电感270的电流正向偏置二极管280并且穿行 通过电压输出230。如果开关278闭合，来自电感270的电流短路接地并且二 极管280被反向偏置。
开关278的状态由单稳态电路276的Q输出决定。该Q输出能采取两种 状态并且默认处于一种状态，当该单稳态电路在A输入上接收电压时，它推动 Q输出到第二状态，在那里它保持一段由单稳态电路的RC输入决定的时间。 单稳态电路276的A输入和RC输入分别由功率源200的输入240和250决定。 单稳态电路的Q输出作为功率源200的输出260提供。
电感272中引起的感应电流作为一个输入接入到运算放大器274，运算放 大器274的另一个输入接地。运算放大器274的输出作为功率源200的输出220 耦合。
图3是本发明可选实施例的功能框图。图3中系统300的运行基本上与图 1中系统100相似。系统300耦合来在输入301接收功率并且在输出302提供 功率。来自输入301的功率信号耦合到并联功率源，一个主功率源和一个从功 率源。
该功率信号耦合到电感310，在其中它在电感318中引起感应电流。该信 号采取自电感310的两条通路中的一条，取决于开关314的状态：如果开关打 开，该信号通过二极管312并接着到输出302；如果开关闭合，该信号将通过 开关314到地。来自电感318的感应信号作为一个输入供给运算放大器320。 放大器320的另一个输入短接到地。运算放大器320的输出通过延迟装置322 接到单稳态电路316的触发输入A。
该功率信号也接入到从功率源。该功率信号接入到电感350，在其中它在 电感358中引起感应电流。该信号采取自电感350的两条通路中的一条，取决 于开关354的状态：如果开关打开，该信号通过二极管352并接着到输出302； 如果开关闭合，该信号将通过开关354到地。来自电感358的感应信号作为运 算放大器360的一个输入。运算放大器360的另一个输入连接到地。运算放大 器360的输出耦合到用于控制从功率源的反馈网络395。网络395的运行将在 对单稳态电路316、356的运行和主功率源的运行的更彻底的描述之后讨论。
每个单稳态电路316、356都有输出Q与两个输入A和RC。该输出Q能 采取两种状态，一种是稳定的并且一种是浮动的。从稳定状态到浮动状态的转 换发生在单稳态电路在输入A上接收信号时，输出Q保持在浮动状态的持续 时间由输入RC决定。当输入RC短接到地时，输出Q的状态切换回稳定状态。 在系统300中，普遍存在的这种转换的定时方法是连接电阻和电容网络到RC 输入上。当输出Q为浮动状态时，存储在电容中的能量通过电阻被耗散，直到 RC输入短接到地，这样决定了输出Q处于浮动状态的时间。
主功率源和从功率源的组合输出，当提供给输出302时，也作为反馈信号 397提供给主功率源和从功率源。反馈信号397通过滤波器380并目接着通过 滤波器382和加法器392。滤波器382的输出耦合到单稳态电路316的输入RC。 这样，单稳态电路316中滞留在浮动状态的持续时间由滤波器382决定。单稳 态电路316通过输出Q驱动开关314的状态。输出Q的状态，并且因此开关314 由单稳态电路316决定。同时，来自输出Q的信号提供给从功率源的单稳态电 路356的输入A。
由于开关314、354的特性，单稳态电路316的输出Q到单稳态电路356 的输入A的耦合引起这种影响：闭合开关314接着引起开关354的打开。从而， 从功率源的接通由主功率源的切断所触发。然而，从功率源和主功率源的实际 占空比不是镜像的，并且因此不会引起输入和输出波纹电流的完全抵消。此外， 决定切换周期的反馈机构具有引起这些占空比调整的校正因数。现在将详细描 述这些反馈结构。
从功率源的反馈网络395基于运算放大器360的输出和单稳态电路356的 输出Q决定适当的信号以提供给单稳态电路356的输入A和RC。此外，网络 395控制从单稳态电路356的输出Q和运算放大器360的输出到开关354的信 号。反馈网络395对来自运算放大器360和来自单稳态电路356的输入执行两 种不同的操作，这两种操作导致两种相互独立的输出。
为了形成第一输出，反馈网络395比较单稳态电路356的输出Q和运算放 大器360的输出之间的相位。该输出Q使单稳态电路356影响从功率源中的切 换事件，运算放大器360的输出代表从功率源中存在的电流量。该相位比较计 算表示期望切换时间与最优切换时间之间偏差的信号，在最优切换时间从功率 源中的电流基本上为零。
第二输出是由与门390对单稳态电路356的输出Q和运算放大器360的输 出执行操作之后的结果。除非从功率源中的电流基本上小于或等于零，否则这 种操作产生不触发开关事件的输出。
反馈网络395的第一输出信号传递通过滤波器384到加法器392。加法器 392把第一输出与反馈信号397相组合。这个加法器的输出被提供到滤波器386 并且接着被提供到单稳态电路356的输入RC。
这样，转变到单稳态电路356的输出Q的浮动状态由来自单稳态电路316 的输出Q的信号决定，并且该浮动状态持续的时间由反馈信号397和反馈网络 395的第一输出所决定的信号所决定。
反馈网络395的第二输出信号被耦合来控制从功率源的开关354。从功率 源的切换状态由单稳态电路356的输出Q与运算放大器360的输出在逻辑与门 390中的结合决定。这样，除非从功率源中的电流基本上小于或等于零，否则 就不触发切换事件。
反馈网络395的作用是给从功率源的期望切换时间提供校正。如上所讨论 的，这个期望的切换时间被主功率源的切断直接触发。然而，在没有反馈网络 395的情况下，对开关354来说用从电感350中不能被接受电平的电流来闭合 是可能的。这能导致损坏开关354。该反馈网络395提供两种功能：第一，它 防止开关354被不能接受电平的电流永远闭合；第二，它对从功率源的脉冲宽 度提供了校正，朝着关于从功率源中的电流的切断事件发生在最优时刻的那一 点推进。
图4是本发明优选实施例的系统400的功能图。系统400与图3中的系统 300一样，但是在单稳态电路316的输出Q和单稳态电路356的输入A之间附 加有振荡器电路410。
振荡器电路410包括具有50％占空比的压控振荡器440用以产生送到单稳 态电路356的输入A的触发信号。接入到振荡器440的控制信号被调制以使振 荡器440的频率基本上与单稳态电路316的输出Q的频率相同。此外，来自振 荡器440的信号基本上与单稳态电路316的输出Q信号同相，因为它被触发离 开那个信号的上升沿。这个信号被反相并接入单稳态电路356的输入A以使单 稳态电路356的输出结果Q基本上与单稳态电路316的输出Q有180度相位 差。
在振荡器电路410中，单稳态电路316的输出Q耦合到相位检测器420， 在其中它和压控振荡器440的输出相比较。相位检测器420的输出结果与两个 输入信号之间的差成比例。这个输入耦合到分压器430并接着耦合到振荡器 440。结果是反馈网络驱动该振荡器的输出信号与单稳态电路316的输出Q的 上升沿同相。因此，振荡器440的频率和单稳态电路316的输出Q基本上相同。 振荡器440的输出也被反相器450反相并被接入单稳态电路356的输入A。这 种操作在与单稳态电路316的输出信号Q有180度相位差的一点有效地触发单 稳态电路356。
由于开关314、354的特性，在单稳态电路316、356的输出Q的信号中的 180度相位差引起以下影响：闭合开关314接着引起开关354的打开。因此， 从功率源的接通被主功率源的切断所触发。
与系统300相比较，系统400产生更好的输入和输出电流波纹抵消。如上 述所讨论的，在主功率源和从功率源之间具有不一致性。为了不损坏电路组件， 主功率源和从功率源的占空比不必互相成为镜像。这样，主功率源和从功率源 信号不能完好地消除相互的波纹分量。
局部振荡器系统400为主功率源和从功率源的占空比提供了常值校正，朝 着使它们每个都是50％并且有180度相位差的状态驱动。该校正为最优消除作 准备。与此相反，系统300没有这种校正。因此，系统400相比于系统300提 高了波纹消除。
就加入了细节的特定实施例描述了本发明，使得本发明的结构原理和操作 容易理解。在这里对特定实施例及其细节的参考，目的并不在于限制所附的权 利要求的范围。在不背离本发明的精神和范围的条件下，可以对实施例进行修 改对于本领域内的普通技术人员而言显而易见。
相关申请
本申请依照35 U.S.C.§119(e)要求2004年9月7日提出的，序列号为 60/609508并且名称为“MASTER SLACE CRITICAL CONDUCTION MODE POWER CONVERTOR(主从临界传导模式功率转换器)”的悬而未决的美国 临时申请的优先权，在此引入全文作为参考。