模拟式源极驱动装置转让专利
申请号 : CN200710087793.5
文献号 : CN100583230C
文献日 : 2010-01-20
发明人 : 颜志仁 , 谢致远
申请人 : 联詠科技股份有限公司
摘要 :
一种模拟式源极驱动装置包括运算放大器、第一电阻、第二电阻、可变增益单元以及源极驱动器。此第一电阻接至运算放大器的反相输入端与接地之间，第二电阻接至运算放大器的反相输入端与输出端之间，以构成固定增益放大。可变增益单元耦接至一模拟信号与运算放大器的非反相输入端，用来调整此模拟信号，并避免影响系统的零点位置与极点位置，因此模拟式源极驱动装置可以提供稳定的驱动输出。
权利要求 :
1.一种模拟式源极驱动装置，包括：一运算放大器，具有输出端、反相输入端以及非反相输入端，用以接收 一第一电压，来输出一第二电压；
一第一电阻，具有第一端以及第二端，该第一电阻的第一端耦接至该运 算放大器的反相输入端，该第一电阻的第二端接地；
一第二电阻，具有第一端以及第二端，该第二电阻的第一端耦接至该运 算放大器的反相输入端与该第一电阻的第一端，该第二电阻的第二端耦接该 运算放大器的输出端；
一可变增益单元，耦接该运算放大器的非反相输入端，该可变增益单元 接收一模拟信号，调整该模拟信号，并据以产生该第一电压；以及一源极驱动器，耦接该运算放大器的输出端，用以接收该第二电压，来 驱动一显示面板。
2.如权利要求1所述的模拟式源极驱动装置，其中该可变增益单元包括：一第一可变电阻，接收该模拟信号；以及一第二可变电阻，耦接至该第一可变电阻与接地之间，其中该第一电压由该第一可变电阻与该第二可变电阻耦接之处获得。
3.如权利要求1所述的模拟式源极驱动装置，其中该可变增益单元包括：一可变电阻，接收该模拟信号；以及
一第三电阻，耦接至该可变电阻与接地之间，其中该第一电压由该可变电阻与该第三电阻耦接之处获得。
4.如权利要求1所述的模拟式源极驱动装置，其中该可变增益单元包括：一第三电阻，接收该模拟信号；以及
一可变电阻，耦接至该第三电阻与接地之间，其中该第一电压由该第三电阻与该可变电阻耦接之处获得。
5.如权利要求1所述的模拟式源极驱动装置，其中该可变增益单元包括：一电流调整电路，具有第一端及第二端，该电流调整电路的第一端耦接 该模拟信号；以及一可变电阻，耦接至该电流调整电路的第二端与接地之间，其中该电流调整电路根据该模拟信号来输出一调整电流，该第一电压由 该电流调整电路与该可变电阻耦接之处获得。
6.如权利要求1所述的模拟式源极驱动装置，其中该可变增益单元包括：一可变电流调整电路，具有第一端及第二端，该可变电流调整电路的第 一端耦接该模拟信号；以及一第三电阻，耦接至该可变电流调整电路的第二端与接地之间，其中该可变电流调整电路除了根据该模拟信号输出一可变电流外，也调 整该可变电流的大小，该第一电压由该可变电流调整电路与该第三电阻耦接 之处获得。
7.如权利要求1所述的模拟式源极驱动装置，其中该可变增益单元包括：一可变电流调整电路，具有第一端及第二端，该可变电流调整电路的第 一端耦接该模拟信号；以及一可变电阻，耦接至该可变电流调整电路的第二端与接地之间，其中该可变电流调整电路除了根据该模拟信号输出一可变电流外，也调 整该可变电流的大小，该第一电压由该可变电流调整电路与该可变电阻耦接 之处获得。
8.一种模拟式源极驱动装置，包括：一可变增益放大电路，包括：
一可变增益单元，接收一模拟信号，用以调整该模拟信号，产生一第一 电压，其中该可变增益单元是由被动组件所组成；以及一固定增益放大电路，耦接该可变增益单元，用以接收该第一电压，并 放大后输出一第二电压；以及一源极驱动器，耦接该固定增益放大电路的输出，用以接收该第二电压， 来驱动一显示面板。
9.如权利要求8所述的模拟式源极驱动装置，其中该可变增益单元包括：一第一可变电阻，接收该模拟信号；以及一第二可变电阻，耦接至该第一可变电阻与接地之间，其中该第一电压由该第一可变电阻与该第二可变电阻耦接之处获得。
10.如权利要求8所述的模拟式源极驱动装置，其中该可变增益单元包 括：一可变电阻，接收该模拟信号；以及
一电阻，耦接至该可变电阻与接地之间，其中该第一电压由该可变电阻与该电阻耦接之处获得。
11.如权利要求8所述的模拟式源极驱动装置，其中该可变增益单元包 括：一电阻，接收该模拟信号；以及
一可变电阻，耦接至该电阻与接地之间，其中该第一电压由该电阻与该可变电阻耦接之处获得。
说明书 :
技术领域
本发明涉及一种模拟式源极驱动装置，特别是涉及一种调整增益并维持 输出稳定的模拟式源极驱动装置。
背景技术
一般影像译码器(video decoder)的输出分成两类，一为数字信号(digital signal)，另一为模拟信号(analog signal)。但迄今为止，影像译码器至显示面 板间的信号大部分都局限于数字信号，而较少使用模拟信号，其原因是因为 处理模拟信号的技术比较复杂。但在使用模拟信号的情况下，为使传输信号 的功率消耗最小及避免发射出过量的电磁波而造成电磁干扰(electromagnetic interference，EMI)，通常模拟式源极驱动装置所接收到的模拟信号非常小。 因此，模拟式源极驱动装置需放大模拟信号以回复正常驱动的振幅 (amplitude)大小。
图1为现有模拟式源极驱动装置的电路方块图。请参照图1，现有模拟 式源极驱动装置101包括了可变增益放大电路103以及源极驱动器107。可 变增益放大电路103包括运算放大器111、可变电阻R1以及可变电阻R2， 其中调整可变电阻R1或R2来改变可变增益放大电路103的回授控制增益， 以放大所接收到的模拟信号Vs。
为了突显现有模拟式源极驱动装置101的缺点，假设从运算放大器111 的反相输入端计算的等效输入电容为Cin，从运算放大器111的输出端计算 的等效输出电容为Cout。我们从运算放大器111的反相输入端计算等效输入 电阻为Rin，等效输入电阻Rin为可变电阻R1与可变电阻R2并联的值， Rin＝[R1×R2/(R1+R2)]；接着，从运算放大器111的输出端计算等效输出电 阻为Rout，等效输出电阻Rout为可变电阻R1与可变电阻R2串联的值， Rout＝R1+R2。然而，当调整可变电阻R1或R2时，这会影响原回授控制的 等效输入电阻Rin与等效输出电阻Rout的大小，而使等效电阻与等效电容 的乘积(Rin×Cin与Rout×Cout)也跟着改变，进而也影响回授控制的零点位 置与极点位置。这种调整可变电阻R1或可变电阻R2的方式，零点与极点 的位置偏移时会影响整个模拟式源极驱动装置101的稳定度，还会影响显示 面板109的画面灰度、颜色而使得显示面板109无法表现出细腻的明暗层次。
图1为现有模拟式源极驱动装置的电路方块图。请参照图1，现有模拟 式源极驱动装置101包括了可变增益放大电路103以及源极驱动器107。可 变增益放大电路103包括运算放大器111、可变电阻R1以及可变电阻R2， 其中调整可变电阻R1或R2来改变可变增益放大电路103的回授控制增益， 以放大所接收到的模拟信号Vs。
为了突显现有模拟式源极驱动装置101的缺点，假设从运算放大器111 的反相输入端计算的等效输入电容为Cin，从运算放大器111的输出端计算 的等效输出电容为Cout。我们从运算放大器111的反相输入端计算等效输入 电阻为Rin，等效输入电阻Rin为可变电阻R1与可变电阻R2并联的值， Rin＝[R1×R2/(R1+R2)]；接着，从运算放大器111的输出端计算等效输出电 阻为Rout，等效输出电阻Rout为可变电阻R1与可变电阻R2串联的值， Rout＝R1+R2。然而，当调整可变电阻R1或R2时，这会影响原回授控制的 等效输入电阻Rin与等效输出电阻Rout的大小，而使等效电阻与等效电容 的乘积(Rin×Cin与Rout×Cout)也跟着改变，进而也影响回授控制的零点位 置与极点位置。这种调整可变电阻R1或可变电阻R2的方式，零点与极点 的位置偏移时会影响整个模拟式源极驱动装置101的稳定度，还会影响显示 面板109的画面灰度、颜色而使得显示面板109无法表现出细腻的明暗层次。
发明内容
本发明的目的是提供一种模拟式源极驱动装置，此模拟式源极驱动装置 具有宽广的增益调整范围，可以调整模拟信号的增益，却不会影响原先稳定 时的零点位置与极点位置。
本发明提出一种模拟式源极驱动装置，其包括运算放大器、第一电阻、 第二电阻、可变增益单元以及源极驱动器。运算放大器具有输出端、反相输 入端以及非反相输入端，用以接收一第一电压来输出一第二电压。第一电阻 具有第一端以及第二端，其第一端耦接至运算放大器的反相输入端，其第二 端接地。第二电阻具有第一端以及第二端，其第一端耦接至运算放大器的反 相输入端与第一电阻的第一端，第二电阻的第二端耦接运算放大器的输出 端。可变增益单元耦接运算放大器的非反相输入端，可变增益单元接收一模 拟信号，调整模拟信号，并据以产生第一电压。源极驱动器耦接运算放大器 的输出端，用以接收第二电压来驱动一显示面板。
依照本发明实施例所述的模拟式源极驱动装置，可变增益单元可包括第 一可变电阻以及第二可变电阻。第一可变电阻接收模拟信号。第二可变电阻 耦接至第一可变电阻与接地之间，其中第一电压由第一可变电阻与第二可变 电阻耦接之处获得。
依照本发明实施例所述的模拟式源极驱动装置，可变增益单元可包括可 变电阻以及第三电阻。可变电阻接收模拟信号。第三电阻耦接至可变电阻与 接地之间，其中第一电压由可变电阻与第三电阻耦接之处获得。
依照本发明实施例所述的模拟式源极驱动装置可变增益单元可包括第 三电阻以及可变电阻。第三电阻接收模拟信号。可变电阻耦接至第三电阻与 接地之间，其中第一电压由第三电阻与可变电阻耦接之处获得。
依照本发明实施例所述的模拟式源极驱动装置可变增益单元可包括电 流调整电路以及可变电阻。电流调整电路具有第一端及第二端，电流调整电 路的第一端耦接模拟信号。可变电阻耦接至电流调整电路的第二端与接地之 间，其中电流调整电路根据模拟信号来输出一调整电流，第一电压由电流调 整电路与可变电阻耦接之处获得。
依照本发明实施例所述的模拟式源极驱动装置可变增益单元可包括可 变电流调整电路以及第三电阻。可变电流调整电路具有第一端及第二端，可 变电流调整电路的第一端耦接模拟信号。第三电阻耦接至可变电流调整电路 的第二端与接地之间，其中可变电流调整电路除了根据模拟信号输出一可变 电流外，也调整此可变电流的大小，第一电压由可变电流调整电路与第三电 阻耦接之处获得。
依照本发明实施例所述的模拟式源极驱动装置，可变增益单元可包括可 变电流调整电路以及可变电阻。可变电流调整电路具有第一端及第二端，可 变电流调整电路的第一端耦接模拟信号。可变电阻耦接至可变电流调整电路 的第二端与接地之间，其中可变电流调整电路除了根据模拟信号输出一可变 电流外，也调整此可变电流的大小，第一电压由可变电流调整电路与可变电 阻耦接之处获得。
本发明还提出一种模拟式源极驱动装置，其包括可变增益放大电路以及 源极驱动器。可变增益放大电路包括可变增益单元以及固定增益放大电路。 可变增益单元用来接收并调整模拟信号，并据以产生一第一电压，其中可变 增益单元是由被动组件所组成。固定增益放大电路耦接可变增益单元，用以 接收第一电压并放大后输出一第二电压。源极驱动器耦接固定增益放大电路 的输出，用以接收第二电压来驱动一显示面板。
依照本发明实施例所述的模拟式源极驱动装置，可变增益单元可包括第 一可变电阻以及第二可变电阻。第一可变电阻接收模拟信号。第二可变电阻 耦接至第一可变电阻与接地之间，其中第一电压由第一可变电阻与第二可变 电阻耦接之处获得。
依照本发明实施例所述的模拟式源极驱动装置，可变增益单元可包括可 变电阻以及电阻。可变电阻接收模拟信号。电阻耦接至可变电阻与接地之间， 其中第一电压由可变电阻与电阻耦接之处获得。
依照本发明实施例所述的模拟式源极驱动装置，可变增益单元可包括电 阻以及可变电阻。电阻接收模拟信号。可变电阻耦接至电阻与接地之间，其 中第一电压由电阻与可变电阻耦接之处获得。
本发明因模拟式源极驱动装置采用可变增益单元来调整模拟信号的结 构，可变增益单元用来接收并调整模拟信号。可变增益单元调整模拟信号的 过程属于开回路方式，因此可变增益单元不影响后续所耦接组件的回授电路 的零点位置与极点位置，其中上述回授电路比如为运算放大器与电阻所形成 的放大电路或是固定增益放大电路。由于回授电路的等效输入电阻与等效输 出电阻不被改变，原回授电路的零点位置与极点位置不变，因此运用可变增 益单元来调整增益、放大模拟信号，可以维持稳定回授电路的零点位置与极 点位置。本发明实施例的模拟式源极驱动装置具有宽广的增益调整范围，并 且放大模拟信号时能维持原先稳定度，能够提供稳定的驱动输出。
为使本发明的上述和其它目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举本 发明的实施例，并结合附图详细说明如下。
本发明提出一种模拟式源极驱动装置，其包括运算放大器、第一电阻、 第二电阻、可变增益单元以及源极驱动器。运算放大器具有输出端、反相输 入端以及非反相输入端，用以接收一第一电压来输出一第二电压。第一电阻 具有第一端以及第二端，其第一端耦接至运算放大器的反相输入端，其第二 端接地。第二电阻具有第一端以及第二端，其第一端耦接至运算放大器的反 相输入端与第一电阻的第一端，第二电阻的第二端耦接运算放大器的输出 端。可变增益单元耦接运算放大器的非反相输入端，可变增益单元接收一模 拟信号，调整模拟信号，并据以产生第一电压。源极驱动器耦接运算放大器 的输出端，用以接收第二电压来驱动一显示面板。
依照本发明实施例所述的模拟式源极驱动装置，可变增益单元可包括第 一可变电阻以及第二可变电阻。第一可变电阻接收模拟信号。第二可变电阻 耦接至第一可变电阻与接地之间，其中第一电压由第一可变电阻与第二可变 电阻耦接之处获得。
依照本发明实施例所述的模拟式源极驱动装置，可变增益单元可包括可 变电阻以及第三电阻。可变电阻接收模拟信号。第三电阻耦接至可变电阻与 接地之间，其中第一电压由可变电阻与第三电阻耦接之处获得。
依照本发明实施例所述的模拟式源极驱动装置可变增益单元可包括第 三电阻以及可变电阻。第三电阻接收模拟信号。可变电阻耦接至第三电阻与 接地之间，其中第一电压由第三电阻与可变电阻耦接之处获得。
依照本发明实施例所述的模拟式源极驱动装置可变增益单元可包括电 流调整电路以及可变电阻。电流调整电路具有第一端及第二端，电流调整电 路的第一端耦接模拟信号。可变电阻耦接至电流调整电路的第二端与接地之 间，其中电流调整电路根据模拟信号来输出一调整电流，第一电压由电流调 整电路与可变电阻耦接之处获得。
依照本发明实施例所述的模拟式源极驱动装置可变增益单元可包括可 变电流调整电路以及第三电阻。可变电流调整电路具有第一端及第二端，可 变电流调整电路的第一端耦接模拟信号。第三电阻耦接至可变电流调整电路 的第二端与接地之间，其中可变电流调整电路除了根据模拟信号输出一可变 电流外，也调整此可变电流的大小，第一电压由可变电流调整电路与第三电 阻耦接之处获得。
依照本发明实施例所述的模拟式源极驱动装置，可变增益单元可包括可 变电流调整电路以及可变电阻。可变电流调整电路具有第一端及第二端，可 变电流调整电路的第一端耦接模拟信号。可变电阻耦接至可变电流调整电路 的第二端与接地之间，其中可变电流调整电路除了根据模拟信号输出一可变 电流外，也调整此可变电流的大小，第一电压由可变电流调整电路与可变电 阻耦接之处获得。
本发明还提出一种模拟式源极驱动装置，其包括可变增益放大电路以及 源极驱动器。可变增益放大电路包括可变增益单元以及固定增益放大电路。 可变增益单元用来接收并调整模拟信号，并据以产生一第一电压，其中可变 增益单元是由被动组件所组成。固定增益放大电路耦接可变增益单元，用以 接收第一电压并放大后输出一第二电压。源极驱动器耦接固定增益放大电路 的输出，用以接收第二电压来驱动一显示面板。
依照本发明实施例所述的模拟式源极驱动装置，可变增益单元可包括第 一可变电阻以及第二可变电阻。第一可变电阻接收模拟信号。第二可变电阻 耦接至第一可变电阻与接地之间，其中第一电压由第一可变电阻与第二可变 电阻耦接之处获得。
依照本发明实施例所述的模拟式源极驱动装置，可变增益单元可包括可 变电阻以及电阻。可变电阻接收模拟信号。电阻耦接至可变电阻与接地之间， 其中第一电压由可变电阻与电阻耦接之处获得。
依照本发明实施例所述的模拟式源极驱动装置，可变增益单元可包括电 阻以及可变电阻。电阻接收模拟信号。可变电阻耦接至电阻与接地之间，其 中第一电压由电阻与可变电阻耦接之处获得。
本发明因模拟式源极驱动装置采用可变增益单元来调整模拟信号的结 构，可变增益单元用来接收并调整模拟信号。可变增益单元调整模拟信号的 过程属于开回路方式，因此可变增益单元不影响后续所耦接组件的回授电路 的零点位置与极点位置，其中上述回授电路比如为运算放大器与电阻所形成 的放大电路或是固定增益放大电路。由于回授电路的等效输入电阻与等效输 出电阻不被改变，原回授电路的零点位置与极点位置不变，因此运用可变增 益单元来调整增益、放大模拟信号，可以维持稳定回授电路的零点位置与极 点位置。本发明实施例的模拟式源极驱动装置具有宽广的增益调整范围，并 且放大模拟信号时能维持原先稳定度，能够提供稳定的驱动输出。
为使本发明的上述和其它目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举本 发明的实施例，并结合附图详细说明如下。
附图说明
图1为现有模拟式源极驱动装置的电路方块图。
图2为根据本发明一实施例的模拟式源极驱动装置的电路方块图。
图3至图8为根据本发明实施例的可变增益单元的电路图。
图9至图11为根据本发明实施例的可变电阻的电路图。
图12至图15为根据本发明实施例的可变电流调整电路图。
图16为根据本发明另一实施例的模拟式源极驱动装置的电路方块图。
附图符号说明
101：现有模拟式源极驱动装置
103：现有可变增益放大电路
107、209、1609：源极驱动器
109、211、1611：显示面板
111、205：运算放大器
201、1601：模拟式源极驱动装置
203、1603：可变增益单元
213、1613：第一电压
215、1615：第二电压
301、303、401、503、603、803、VR900、VR1000、VR1100：可变电 阻
403、501、703、R11、R12、R900～R90n、R1000～R100n、R1101～R110n、 R1301～R130n、R1401～R140n、R1500～R150n+1、Rb：电阻
601：电流调整电路
701、801、VI1200、VI1300、VI1400、VI1500：可变电流调整电路
901～90n、1001～100n、1101～110n、1201～120n、1301～130n、1401～140n、 1501～150n：开关
1602：可变增益放大电路
1605：固定增益放大电路
A1301、A1401、A1501：放大器
Cin：等效输入电容
Cout：等效输出电容
GND：接地
I6：调整电流
I7、I8、I12～I15：可变电流
Ir：输入电流
Ir13～Ir15：漏极电流
N1403：NMOS晶体管
P1200～P120n、P1301～P1302、P1401～P1402、P1501～P1502：PMOS晶 体管
R1、R2：现有可变电阻
Rin：现有等效输入电阻
Rin’：等效输入电阻
Rout：现有等效输出电阻
Rout’：等效输出电阻
V15：比例电压
VDD：工作电压
Vs：模拟信号
图2为根据本发明一实施例的模拟式源极驱动装置的电路方块图。
图3至图8为根据本发明实施例的可变增益单元的电路图。
图9至图11为根据本发明实施例的可变电阻的电路图。
图12至图15为根据本发明实施例的可变电流调整电路图。
图16为根据本发明另一实施例的模拟式源极驱动装置的电路方块图。
附图符号说明
101：现有模拟式源极驱动装置
103：现有可变增益放大电路
107、209、1609：源极驱动器
109、211、1611：显示面板
111、205：运算放大器
201、1601：模拟式源极驱动装置
203、1603：可变增益单元
213、1613：第一电压
215、1615：第二电压
301、303、401、503、603、803、VR900、VR1000、VR1100：可变电 阻
403、501、703、R11、R12、R900～R90n、R1000～R100n、R1101～R110n、 R1301～R130n、R1401～R140n、R1500～R150n+1、Rb：电阻
601：电流调整电路
701、801、VI1200、VI1300、VI1400、VI1500：可变电流调整电路
901～90n、1001～100n、1101～110n、1201～120n、1301～130n、1401～140n、 1501～150n：开关
1602：可变增益放大电路
1605：固定增益放大电路
A1301、A1401、A1501：放大器
Cin：等效输入电容
Cout：等效输出电容
GND：接地
I6：调整电流
I7、I8、I12～I15：可变电流
Ir：输入电流
Ir13～Ir15：漏极电流
N1403：NMOS晶体管
P1200～P120n、P1301～P1302、P1401～P1402、P1501～P1502：PMOS晶 体管
R1、R2：现有可变电阻
Rin：现有等效输入电阻
Rin’：等效输入电阻
Rout：现有等效输出电阻
Rout’：等效输出电阻
V15：比例电压
VDD：工作电压
Vs：模拟信号
具体实施方式
请参照图2，图2为根据本发明一实施例的模拟式源极驱动装置的电路 方块图。模拟式源极驱动装置201包括了可变增益单元203、运算放大器205、 电阻R11、电阻R12以及源极驱动器209。模拟式源极驱动装置201的各单 元或组件的耦接方式如下所述。运算放大器205具有输出端、反相输入端以 及非反相输入端。可变增益单元203接收一模拟信号Vs，并且可变增益单 元203的输出耦接至运算放大器205的非反相输入端。电阻R11耦接于运算 放大器205的反相输入端与接地之间。电阻R12的一端耦接至运算放大器 205的反相输入端，电阻R12的另一端耦接至运算放大器205的输出端。源 极驱动器209耦接至运算放大器205的输出端。
接下来，说明此模拟式源极驱动装置201的工作原理。首先，运算放大 器205、电阻R11与电阻R12的耦接方式将形成一闭回路的放大电路，其中 电阻R11与电阻R12为固定的电阻值，因此运算放大器205可以提供一固 定增益为1+R12/R11的放大值。模拟式源极驱动装置201的增益调整是由可 变增益单元203来负责，因为可变增益单元203是以单方向来处理模拟信号 Vs的接收与调整增益大小后的输出，所以模拟信号Vs的增益调整过程中并 没有形成一闭回路的路径，而且此可变增益单元203也未与其它单元电路形 成闭回路的路径。当可变增益单元203接收一模拟信号Vs之后，可变增益 单元203就调整模拟信号Vs的增益，并据以产生第一电压213。接着，运 算放大器205的非反相输入端接收到第一电压213，将此第一电压213放大 并输出一第二电压215。最后，源极驱动器209接收到第二电压215，并用 来驱动一显示面板211。
于本实施例中，源极驱动器209与现有模拟式源极驱动装置是相同作法， 故不再赘述。
上述调整模拟信号Vs增益的路径是从可变增益单元203的接收开始， 一直到运算放大器205的非反相输入端为止。由于调整模拟信号Vs增益的 路径是一开回路的路径，并且电阻R11与电阻R12都为固定的电阻值，所 以从运算放大器205的反相输入端计算等效输入电阻Rin’为一固定值， Rin ’＝[R11×R12/(R11+R12)]，而且从运算放大器205的输出端计算等效输出 电阻Rout’亦为某一固定值，Rout’＝R11+R12。在调整可变增益单元205之前 与之后，计算出运算放大器205的闭回授控制的等效输入电阻Rin’与等效输 出电阻Rout’皆为固定不变，因此回授控制系统的零点位置与极点位置皆不 改变，可以使得模拟式源极驱动装置201维持既有的稳定状态。从可变增益 单元203调整模拟信号Vs，亦不会影响其后续耦接组件间的回授关系。
请继续参考图2，在本发明另一实施例中，电阻R11可以为无限大，电 阻R12可以为0，也就是R11＝∞，R12＝0。因此，运算放大器205、电阻R11 与电阻R12的耦接方式会形成一倍增益的放大电路。运算放大器205可以用 来当作接收模拟信号Vs的缓冲器，也可以作为源极驱动器209的缓冲输入 的用。
除此之外，可变增益单元203的实施方式可以进一步参照以下图3至图 8等绘示的说明，而图3至图8为根据本发明实施例的可变增益单元203的 电路图，在本发明实施例中并不以此些图例为限。请先参照图3，图3所绘 示的可变增益单元203使用了可变电阻301与可变电阻303，其中可变电阻 303耦接于可变电阻301与接地GND之间。当可变电阻301接收模拟信号 Vs，则可变电阻301与可变电阻303耦接之处将会输出一第一电压213。因 此，可以藉由调整可变电阻301的大小或者调整可变电阻303的大小来进行 调整可变增益单元203的增益。
请参照图4，图4的可变增益单元203是以可变电阻401与电阻403作 为组成的构件。接着请参照图5，图5的可变增益单元203则使用电阻501 与可变电阻503。上述图4或图5中，同样是从两电阻的耦接处来输出第一 电压213，所以图3至图5的工作原理都是运用电阻来达成分压的效果，所 以其增益都是小于1，但是并非用以限定本发明，其它大于等于1的接法亦 可在本发明的保护范围的内。
请参照图6，图6所绘示的可变增益单元203使用了电流调整电路601 与可变电阻603，其中可变电阻603耦接于电流调整电路601与接地GND 之间。假设电流调整电路601接收模拟信号Vs，调整过的模拟信号Vs是以 一调整电流I6传送出去。在本实施例中，电流调整电路601根据模拟信号 Vs来输出一调整电流I6，其中调整电流I6是与模拟信号Vs有关，而与电 流调整电路601的接收与输出的两端电压无关。另外，模拟信号Vs可以为 一电流信号方式进入电流调整电路601。此调整电流I6以数学函数表示如下， I6＝f1(Vs)，其中f1()表示为一函数。因为图2的运算放大器205的非反相输 入端的输入阻抗为无限大，运算放大器205的非反相输入端不容许任何电流 流入，所以调整电流I6全流过可变电阻603，而在可变电阻603的两端形成 压降。第一电压213可以在可变电阻603与电流调整电路601耦接之处获得。 另外，调整可变电阻603的大小，可以使输出的第一电压213改变。
请参照图7，图7所绘示的可变增益单元203使用可变电流调整电路701 与电阻703，其中电阻703耦接于可变电流调整电路701与接地GND之间。 假设可变电流调整电路701接收模拟信号Vs，调整过的模拟信号Vs是以可 变电流I7方式传送出去。在本实施例中，可变电流调整电路701除了根据 模拟信号Vs输出一可变电流I7外，也调整可变电流I7的大小，可变电流 I7是与模拟信号Vs以及参考电压有关。
在另一实施例中，假设可变电流调整电路701包括了如图6的电流调整 电路601以及多个MOS(metal oxide semiconductor)晶体管，其中多个MOS 晶体管耦接成一可改变电流倍率的电流镜电路。此可变电流I7以数学函数 表示如下，I7＝f2(Vs，W/L)，其中f2()表示为一函数，W与L分别为MOS晶 体管的信道宽度与信道长度，而可变电流I7与模拟信号Vs以及W/L有关。 因为运算放大器205的非反相输入端不容许任何电流流入，所以调整过的可 变电流I7全流过电阻703，而在电阻703两端形成一压降。所以，在电阻 703与可变电流调整电路701耦接之处可以获得第一电压213。
请参照图8，图8所绘示的可变增益单元203使用可变电流调整电路801 与可变电阻803，其中可变电阻803耦接于可变电流调整电路801与接地 GND之间。假设可变电流调整电路801接收模拟信号Vs，调整过的模拟信 号Vs是以可变电流I8方式传送出去。可变电流调整电路801除了根据模拟 信号Vs输出一可变电流I8外，也调整可变电流I8的大小。在本实施例中， 可变电流调整电路801与可变电阻803的工作原理可以藉由上述图6与图7 的说明来类推，在此不多加赘述。
另外，上述图3至图8中的任何一个可变电阻301、303、401、503、603 与803等的实施方式可以进一步参照下面图9至图11的绘示说明，而图9 至图11为根据本发明实施例的可变电阻的电路图。请先参照图9，图9的可 变电阻VR900的耦接方式如图所示，除电阻R900外，电阻R901至电阻R90n 中，每一电阻的两端耦接至一对应序号的开关的两端而形成一并接，其中电 阻R901与开关901并接，电阻R902与开关902并接，以相同方式一直耦 接，直到电阻R90n与开关90n并接。接着，电阻逐一串联起来，电阻R900 串联电阻R901，电阻R901串联电阻R902，以相同方式一直串联耦接，直 到电阻R90n-1串联电阻R90n，最后将形成一可变电阻VR900。可变电阻 VR900的调整方式可以藉由控制开关901至90n的导通(turn on)或不导通 (turn off)，来改变可变电阻VR900的电阻值大小。
请参照图10，图10可变电阻VR1000包括了电阻R1000～电阻R100n 以及开关1001～开关100n。电阻R1000至电阻R100n中，每一电阻各具有 第一端与第二端，其中电阻R1000的第二端耦接至电阻R1001的第一端， 接着电阻R1001的第二端耦接至电阻R1002的第一端，以相同方式一直耦 接，直到电阻R100n-1的第二端耦接至电阻R100n的第一端。在开关1001～ 开关100n中，每一开关各具有第一端与第二端，而各个开关的第二端共同 耦接至电阻R100n的第二端，然后开关1001的第一端耦接至电阻R1000与 电阻R1001之间，开关1002的第一端耦接至电阻R1001与电阻R1002之间， 以相同方式一直耦接，直到开关100n的第一端耦接至电阻R100n-1与电阻 R100n之间。当调整可变电阻VR1000时，以控制开关1001～100n的导通或 不导通，藉由改变任何一个开关(1001～100n)的导通状态可以来调整出适合的 电阻值。
接下来，请参照图11。图11的可变电阻VR1100包括了电阻R1101～ 电阻R110n以及开关1101～开关110n。每一电阻或开关都各具有第一端与第 二端。可变电阻VR1100中各组件耦接方式如下。电阻R1101的第二端耦接 开关1101的第一端，电阻R1102的第二端耦接开关1102的第一端，以相同 方式耦接，一直到电阻R110n的第二端耦接开关110n的第一端。接着，每 一电阻(R1101～R110n)的第一端共同耦接在一起，每一开关(1101～110n)的第 二端共同耦接在一起。当调整可变电阻VR1100时，以控制开关1101～110n 的导通或不导通，藉由改变开关的导通状态来调整可变电阻VR1100的值。
上述实施例中虽以图9至图11来说明可变电阻的实施方式，然而本发 明的实施方式不应以此受限。另外在实施例中，图7与图8的可变电流调整 电路701与801的实施方式可以进一步参照以下图12至图15的绘示说明， 而图12至图15为根据本发明实施例的可变电流调整电路图。
请参照图12，图12的可变电流调整电路VI1200包括PMOS晶体管 P1200～P120n以及开关1201～120n。每一PMOS晶体管具有源极端、漏极端 与栅极端。可变电流调整电路VI1200的组件耦接方式如下。每一PMOS晶 体管(P1200～P120n)的源极端共同耦接至一工作电压VDD，每一PMOS晶体 管(P1200～P120n)的栅极端共同耦接在一起，并且PMOS晶体管P1200的栅 极端耦接至其漏极端，而PMOS晶体管P1200的漏极端接收一模拟信号Vs， 此可变电流调整电路VI1200的输出为一可调整的可变电流I12。此可变电流 调整电路VI1200的耦接方式将形成一组电流镜电路。当模拟信号Vs以一电 流信号输入时，如图上所绘示的输入电流Ir，以控制开关1201～120n的导通 与否来输出具有倍率关系的可变电流I12。当PMOS晶体管P1200与PMOS 晶体管P1201～P120n的通道长度相同时，则此组电流镜电路将以某一信道宽 度的整数倍率放大输入电流Ir来产生可变电流I12。其中根据开关1201～120n 的导通或不导通情形来输出可变电流I12。可变电流I12为输入电流Ir的某 一倍率的放大，此可变电流I12放大输入电流Ir的倍率范围从1倍到n倍， 其中n为一正整数。例如，当开关1201与1202为导通时，可变电流调整电 路VI1200输出的可变电流I12为2倍的输入电流Ir，I12＝2×Ir。
请参照图13，图13的可变电流调整电路VI1300包括放大器A1301、 PMOS晶体管P1301～P1302、开关1301～130n以及电阻R1301～R130n。可变 电流调整电路VI1300的各组件耦接方式如下。放大器A1301具有反相输入 端、非反相输入端与输出端，放大器A1301的反相输入端耦接至模拟信号 Vs，放大器A1301的输出端耦接至PMOS晶体管P1301的栅极端与PMOS 晶体管P1302的栅极端。PMOS晶体管P1301的源极端与PMOS晶体管P1302 的源极端共同耦接至一工作电压VDD。每一开关(1301～130n)或电阻 (R1301～R130n)具有第一端与第二端。每一开关(1301～130n)的第一端共同耦 接至放大器A1301的非反相输入端与PMOS晶体管P1301的漏极端。开关 1301的第二端耦接至电阻R1301的第一端，开关1302的第二端耦接至电阻 R1302的第一端，以相同方式继续耦接，一直到开关130n的第二端耦接至 电阻R130n的第一端。然后，每一开关(1301～130n)的第二端共同接地。
如上所述，放大器A1301的反相输入端的电位为模拟信号Vs，而放大 器A1301的非反相输入端的电位因为虚短路特性亦为模拟信号Vs。PMOS 晶体管P1301的漏极电流Ir13的流量视所控制的开关的导通情形来决定。例 如1，开关1301导通时，则Ir13＝Vs/R1301；例如2，开关1302导通时，则 Ir13＝Vs/R1302；例如3，若假设开关130n导通时，则可变电流Ir13＝Vs/R130n。 因此若依序导通开关1301至130n，则可变电流I13会逐渐改变电流量。或 者，可变电流I13的大小亦可只导通其中固定某一个开关来使电流固定。另 外，假设PMOS晶体管P1301与P1302为相同的通道宽度与长度，又PMOS 晶体管P1301的栅极至源极电压Vgs1与PMOS晶体管P1302的栅极至源极 电压Vgs2相等，Vgs1＝Vgs2，则PMOS晶体管P1301的漏极电流Ir13等于 PMOS晶体管P1302的漏极电流I13，Ir13＝I13，其中漏极电流I13为可变电 流调整电路VI1300的输出，PMOS晶体管P1301的漏极电流I13同为此输 出的可变电流I13，而可变电流I13的计算可以由上述说明来获得。
请参照图14，图14的可变电流调整电路VI1400包括放大器A1401、 PMOS晶体管P1401～P1402、NMOS晶体管N1403、开关1401～140n以及电 阻R1401～R140n。可变电流调整电路VI1400的各组件耦接方式如下。放大 器A1401具有反相输入端、非反相输入端与输出端，放大器A1401的非反 相输入端耦接至模拟信号Vs，放大器A1401的输出端耦接至NMOS晶体管 N1403的栅极端。PMOS晶体管P1401的源极端与PMOS晶体管P1402的源 极端共同耦接至一工作电压VDD，PMOS晶体管P1401的栅极端与PMOS 晶体管P1402的栅极端共同耦接至NMOS晶体管N1403的漏极端。每一开 关(1401～140n)、电阻(R1401～R140n)具有第一端与第二端。每一开关 (1401～140n)的第一端共同耦接至放大器A1401的反相输入端与NMOS晶体 管N1403的源极端。开关1401的第二端耦接至电阻R1401的第一端，开关 1402的第二端耦接至电阻R1402的第一端，以相同方式继续耦接，一直到 开关140n的第二端耦接至电阻R140n的第一端。然后，每一电阻 (R1401～R140n)的第二端共同接地。
如上所述，可变电流调整电路VI1400的工作原理与图13的可变电流调 整电路VI1300类似，可变电流I14等于NMOS晶体管N1403的漏极电流(或 源极电流)Ir14，而漏极电流Ir14的导通流量与计算方式与前述图13的漏极 电流I13的原理相同，可以根据前面的叙述来类推，在此不多加赘述。
请参照图15，图15的可变电流调整电路VI1500包括电阻 R1500～R150n+1、开关1501～150n、放大器A1501、PMOS晶体管P1501～P1502 以及电阻Rb。可变电流调整电路VI1500的各组件耦接方式如下。每一电阻 (R1500～R150n+1、Rb)、开关(1501～150n)具有第一端与第二端。放大器A1501 具有反相输入端、非反相输入端与输出端。电阻R1500的第一端耦接至模拟 信号Vs。然后，电阻R1500的第二端耦接至电阻R1501的第一端与开关1501 的第一端，电阻R1501的第二端耦接至电阻R1502的第一端，开关1501的 第二端与开关1502的第一端，以相同方式继续耦接，一直到电阻R150n的 第二端耦接至电阻R150n+1的第一端与开关150n的第二端，接着电阻 R150n+1的第二端接地。开关1501的第一端耦接至放大器A1501的反相输 入端。PMOS晶体管P1501的源极端与PMOS晶体管P1502的源极端共同 耦接至一工作电压VDD，PMOS晶体管P1501的栅极端与PMOS晶体管 P1502的栅极端共同耦接至放大器A1501的输出端。电阻Rb的第一端耦接 至放大器A1501的非反相输入端与PMOS晶体管P1501的漏极端，电阻Rb 的第二端接地。
如上所述，可变电流调整电路VI1500的工作原理如下。电阻 R1500～R150n+1与开关1501～150n使模拟信号Vs造成分压，当接收模拟信 号Vs之后，控制开关(1501～150n)的导通状态，可以输出一比例电压V15。 获得此比例电压V15是根据模拟信号Vs的压降，于是放大器A1501的反相 输入端的电位为电压V15，放大器A1501的非反相输入端的电位由于虚短路 特性等于此比例电压V15。PMOS晶体管P1501漏极电流Ir15等于比例电压 V15除以电阻Rb，Ir15＝V15/Rb。假设PMOS晶体管P1501与P1502为相同 信道宽度与信道长度，则可变电流调整电路VI1500所输出的可变电流I15 与漏极电流Ir15为1∶1的比例。因此，可以从控制开关1501～150n着手，来 达成调整可变电流调整电路VI1500的输出可变电流I15电流值大小的功效。
上述实施例中虽以图12至图15来说明可变电流调整电路的实施，然而 本发明的实施方式不应以此受限。
请参照图16，为根据本发明另一实施例的模拟式源极驱动装置的电路方 块图。模拟式源极驱动装置1601包括了可变增益放大电路1602以及源极驱 动器1609，其中可变增益放大电路1602包括可变增益单元1603以及固定增 益放大电路1605，而可变增益单元1603是由被动组件所组成。模拟式源极 驱动装置1601的各组件耦接方式如下。可变增益单元1603接收一模拟信号 Vs，固定增益放大电路1605耦接可变增益单元1603的输出，源极驱动器 1609耦接固定增益放大电路1605的输出。
如上所述，模拟式源极驱动装置1601的工作原理如下所述。可变增益 单元1603接收模拟信号Vs，用以调整模拟信号Vs来产生第一电压1613。 固定增益放大电路1605接收第一电压1613，并放大后输出一第二电压1615。 源极驱动器1609接收第二电压1615来驱动一显示面板1611。因可变增益单 元1603是由被动组件所组成，而调整可变增益单元1603的输出并不会改变 固定增益放大电路1605的回授稳定度。另外，固定增益放大电路1605的回 授控制没有零点位置与极点位置偏移的问题，所以调整可变增益单元1603 的增益的前后，极点与零点位置并没有改变，故不影响到模拟式源极驱动装 置1601稳定时的零点位置与极点位置。故从可变增益单元1603调整增益时， 模拟式源极驱动装置1601维持既有的稳定度。
现在对图2与图16的模拟式源极驱动装置的电路进行比较，请参照图2 与图16，主要的不同点在于可变增益单元1603是由被动组件所组成。因此 可变增益单元1603的实施方式可以参考上述实施例中图3至图5的说明， 而图3至图5为几种不同方式的可变增益单元的电路图。接着，可变增益单 元的电路可以使用可变电阻，如可变电阻301、303、401或503等，则可以 再参考上述实施例中图9至图11的说明来进行。
综上所述，本发明因模拟式源极驱动装置采用可变增益单元来调整模拟 信号，而可变增益单元调整模拟信号的过程属于开回路方式，因此可变增益 单元不会影响其后续所耦接组件的回授电路的零点位置与极点位置，其中上 述的回授电路比如为运算放大器与电阻所形成的放大电路或是固定增益放 大电路。由于回授电路的等效输入电阻与等效输出电阻都不会被改变，原稳 定系统的零点位置与极点位置没有偏移。因此运用可变增益单元来调整增 益、放大模拟信号，可以维持既有稳定回授电路的零点位置与极点位置。本 发明实施例的模拟式源极驱动装置，优点是当接收的模拟信号予以放大或缩 小时，具有宽广的增益调整范围，并且放大模拟信号同时能一直维持原先系 统的稳定度，能够提供稳定的驱动输出。
虽然本发明已以实施例披露如上，然其并非用以限定本发明，本领域的 技术人员在不脱离本发明的精神和范围的前提下可作若干的更动与润饰，因 此本发明的保护范围以本发明的权利要求为准。
接下来，说明此模拟式源极驱动装置201的工作原理。首先，运算放大 器205、电阻R11与电阻R12的耦接方式将形成一闭回路的放大电路，其中 电阻R11与电阻R12为固定的电阻值，因此运算放大器205可以提供一固 定增益为1+R12/R11的放大值。模拟式源极驱动装置201的增益调整是由可 变增益单元203来负责，因为可变增益单元203是以单方向来处理模拟信号 Vs的接收与调整增益大小后的输出，所以模拟信号Vs的增益调整过程中并 没有形成一闭回路的路径，而且此可变增益单元203也未与其它单元电路形 成闭回路的路径。当可变增益单元203接收一模拟信号Vs之后，可变增益 单元203就调整模拟信号Vs的增益，并据以产生第一电压213。接着，运 算放大器205的非反相输入端接收到第一电压213，将此第一电压213放大 并输出一第二电压215。最后，源极驱动器209接收到第二电压215，并用 来驱动一显示面板211。
于本实施例中，源极驱动器209与现有模拟式源极驱动装置是相同作法， 故不再赘述。
上述调整模拟信号Vs增益的路径是从可变增益单元203的接收开始， 一直到运算放大器205的非反相输入端为止。由于调整模拟信号Vs增益的 路径是一开回路的路径，并且电阻R11与电阻R12都为固定的电阻值，所 以从运算放大器205的反相输入端计算等效输入电阻Rin’为一固定值， Rin ’＝[R11×R12/(R11+R12)]，而且从运算放大器205的输出端计算等效输出 电阻Rout’亦为某一固定值，Rout’＝R11+R12。在调整可变增益单元205之前 与之后，计算出运算放大器205的闭回授控制的等效输入电阻Rin’与等效输 出电阻Rout’皆为固定不变，因此回授控制系统的零点位置与极点位置皆不 改变，可以使得模拟式源极驱动装置201维持既有的稳定状态。从可变增益 单元203调整模拟信号Vs，亦不会影响其后续耦接组件间的回授关系。
请继续参考图2，在本发明另一实施例中，电阻R11可以为无限大，电 阻R12可以为0，也就是R11＝∞，R12＝0。因此，运算放大器205、电阻R11 与电阻R12的耦接方式会形成一倍增益的放大电路。运算放大器205可以用 来当作接收模拟信号Vs的缓冲器，也可以作为源极驱动器209的缓冲输入 的用。
除此之外，可变增益单元203的实施方式可以进一步参照以下图3至图 8等绘示的说明，而图3至图8为根据本发明实施例的可变增益单元203的 电路图，在本发明实施例中并不以此些图例为限。请先参照图3，图3所绘 示的可变增益单元203使用了可变电阻301与可变电阻303，其中可变电阻 303耦接于可变电阻301与接地GND之间。当可变电阻301接收模拟信号 Vs，则可变电阻301与可变电阻303耦接之处将会输出一第一电压213。因 此，可以藉由调整可变电阻301的大小或者调整可变电阻303的大小来进行 调整可变增益单元203的增益。
请参照图4，图4的可变增益单元203是以可变电阻401与电阻403作 为组成的构件。接着请参照图5，图5的可变增益单元203则使用电阻501 与可变电阻503。上述图4或图5中，同样是从两电阻的耦接处来输出第一 电压213，所以图3至图5的工作原理都是运用电阻来达成分压的效果，所 以其增益都是小于1，但是并非用以限定本发明，其它大于等于1的接法亦 可在本发明的保护范围的内。
请参照图6，图6所绘示的可变增益单元203使用了电流调整电路601 与可变电阻603，其中可变电阻603耦接于电流调整电路601与接地GND 之间。假设电流调整电路601接收模拟信号Vs，调整过的模拟信号Vs是以 一调整电流I6传送出去。在本实施例中，电流调整电路601根据模拟信号 Vs来输出一调整电流I6，其中调整电流I6是与模拟信号Vs有关，而与电 流调整电路601的接收与输出的两端电压无关。另外，模拟信号Vs可以为 一电流信号方式进入电流调整电路601。此调整电流I6以数学函数表示如下， I6＝f1(Vs)，其中f1()表示为一函数。因为图2的运算放大器205的非反相输 入端的输入阻抗为无限大，运算放大器205的非反相输入端不容许任何电流 流入，所以调整电流I6全流过可变电阻603，而在可变电阻603的两端形成 压降。第一电压213可以在可变电阻603与电流调整电路601耦接之处获得。 另外，调整可变电阻603的大小，可以使输出的第一电压213改变。
请参照图7，图7所绘示的可变增益单元203使用可变电流调整电路701 与电阻703，其中电阻703耦接于可变电流调整电路701与接地GND之间。 假设可变电流调整电路701接收模拟信号Vs，调整过的模拟信号Vs是以可 变电流I7方式传送出去。在本实施例中，可变电流调整电路701除了根据 模拟信号Vs输出一可变电流I7外，也调整可变电流I7的大小，可变电流 I7是与模拟信号Vs以及参考电压有关。
在另一实施例中，假设可变电流调整电路701包括了如图6的电流调整 电路601以及多个MOS(metal oxide semiconductor)晶体管，其中多个MOS 晶体管耦接成一可改变电流倍率的电流镜电路。此可变电流I7以数学函数 表示如下，I7＝f2(Vs，W/L)，其中f2()表示为一函数，W与L分别为MOS晶 体管的信道宽度与信道长度，而可变电流I7与模拟信号Vs以及W/L有关。 因为运算放大器205的非反相输入端不容许任何电流流入，所以调整过的可 变电流I7全流过电阻703，而在电阻703两端形成一压降。所以，在电阻 703与可变电流调整电路701耦接之处可以获得第一电压213。
请参照图8，图8所绘示的可变增益单元203使用可变电流调整电路801 与可变电阻803，其中可变电阻803耦接于可变电流调整电路801与接地 GND之间。假设可变电流调整电路801接收模拟信号Vs，调整过的模拟信 号Vs是以可变电流I8方式传送出去。可变电流调整电路801除了根据模拟 信号Vs输出一可变电流I8外，也调整可变电流I8的大小。在本实施例中， 可变电流调整电路801与可变电阻803的工作原理可以藉由上述图6与图7 的说明来类推，在此不多加赘述。
另外，上述图3至图8中的任何一个可变电阻301、303、401、503、603 与803等的实施方式可以进一步参照下面图9至图11的绘示说明，而图9 至图11为根据本发明实施例的可变电阻的电路图。请先参照图9，图9的可 变电阻VR900的耦接方式如图所示，除电阻R900外，电阻R901至电阻R90n 中，每一电阻的两端耦接至一对应序号的开关的两端而形成一并接，其中电 阻R901与开关901并接，电阻R902与开关902并接，以相同方式一直耦 接，直到电阻R90n与开关90n并接。接着，电阻逐一串联起来，电阻R900 串联电阻R901，电阻R901串联电阻R902，以相同方式一直串联耦接，直 到电阻R90n-1串联电阻R90n，最后将形成一可变电阻VR900。可变电阻 VR900的调整方式可以藉由控制开关901至90n的导通(turn on)或不导通 (turn off)，来改变可变电阻VR900的电阻值大小。
请参照图10，图10可变电阻VR1000包括了电阻R1000～电阻R100n 以及开关1001～开关100n。电阻R1000至电阻R100n中，每一电阻各具有 第一端与第二端，其中电阻R1000的第二端耦接至电阻R1001的第一端， 接着电阻R1001的第二端耦接至电阻R1002的第一端，以相同方式一直耦 接，直到电阻R100n-1的第二端耦接至电阻R100n的第一端。在开关1001～ 开关100n中，每一开关各具有第一端与第二端，而各个开关的第二端共同 耦接至电阻R100n的第二端，然后开关1001的第一端耦接至电阻R1000与 电阻R1001之间，开关1002的第一端耦接至电阻R1001与电阻R1002之间， 以相同方式一直耦接，直到开关100n的第一端耦接至电阻R100n-1与电阻 R100n之间。当调整可变电阻VR1000时，以控制开关1001～100n的导通或 不导通，藉由改变任何一个开关(1001～100n)的导通状态可以来调整出适合的 电阻值。
接下来，请参照图11。图11的可变电阻VR1100包括了电阻R1101～ 电阻R110n以及开关1101～开关110n。每一电阻或开关都各具有第一端与第 二端。可变电阻VR1100中各组件耦接方式如下。电阻R1101的第二端耦接 开关1101的第一端，电阻R1102的第二端耦接开关1102的第一端，以相同 方式耦接，一直到电阻R110n的第二端耦接开关110n的第一端。接着，每 一电阻(R1101～R110n)的第一端共同耦接在一起，每一开关(1101～110n)的第 二端共同耦接在一起。当调整可变电阻VR1100时，以控制开关1101～110n 的导通或不导通，藉由改变开关的导通状态来调整可变电阻VR1100的值。
上述实施例中虽以图9至图11来说明可变电阻的实施方式，然而本发 明的实施方式不应以此受限。另外在实施例中，图7与图8的可变电流调整 电路701与801的实施方式可以进一步参照以下图12至图15的绘示说明， 而图12至图15为根据本发明实施例的可变电流调整电路图。
请参照图12，图12的可变电流调整电路VI1200包括PMOS晶体管 P1200～P120n以及开关1201～120n。每一PMOS晶体管具有源极端、漏极端 与栅极端。可变电流调整电路VI1200的组件耦接方式如下。每一PMOS晶 体管(P1200～P120n)的源极端共同耦接至一工作电压VDD，每一PMOS晶体 管(P1200～P120n)的栅极端共同耦接在一起，并且PMOS晶体管P1200的栅 极端耦接至其漏极端，而PMOS晶体管P1200的漏极端接收一模拟信号Vs， 此可变电流调整电路VI1200的输出为一可调整的可变电流I12。此可变电流 调整电路VI1200的耦接方式将形成一组电流镜电路。当模拟信号Vs以一电 流信号输入时，如图上所绘示的输入电流Ir，以控制开关1201～120n的导通 与否来输出具有倍率关系的可变电流I12。当PMOS晶体管P1200与PMOS 晶体管P1201～P120n的通道长度相同时，则此组电流镜电路将以某一信道宽 度的整数倍率放大输入电流Ir来产生可变电流I12。其中根据开关1201～120n 的导通或不导通情形来输出可变电流I12。可变电流I12为输入电流Ir的某 一倍率的放大，此可变电流I12放大输入电流Ir的倍率范围从1倍到n倍， 其中n为一正整数。例如，当开关1201与1202为导通时，可变电流调整电 路VI1200输出的可变电流I12为2倍的输入电流Ir，I12＝2×Ir。
请参照图13，图13的可变电流调整电路VI1300包括放大器A1301、 PMOS晶体管P1301～P1302、开关1301～130n以及电阻R1301～R130n。可变 电流调整电路VI1300的各组件耦接方式如下。放大器A1301具有反相输入 端、非反相输入端与输出端，放大器A1301的反相输入端耦接至模拟信号 Vs，放大器A1301的输出端耦接至PMOS晶体管P1301的栅极端与PMOS 晶体管P1302的栅极端。PMOS晶体管P1301的源极端与PMOS晶体管P1302 的源极端共同耦接至一工作电压VDD。每一开关(1301～130n)或电阻 (R1301～R130n)具有第一端与第二端。每一开关(1301～130n)的第一端共同耦 接至放大器A1301的非反相输入端与PMOS晶体管P1301的漏极端。开关 1301的第二端耦接至电阻R1301的第一端，开关1302的第二端耦接至电阻 R1302的第一端，以相同方式继续耦接，一直到开关130n的第二端耦接至 电阻R130n的第一端。然后，每一开关(1301～130n)的第二端共同接地。
如上所述，放大器A1301的反相输入端的电位为模拟信号Vs，而放大 器A1301的非反相输入端的电位因为虚短路特性亦为模拟信号Vs。PMOS 晶体管P1301的漏极电流Ir13的流量视所控制的开关的导通情形来决定。例 如1，开关1301导通时，则Ir13＝Vs/R1301；例如2，开关1302导通时，则 Ir13＝Vs/R1302；例如3，若假设开关130n导通时，则可变电流Ir13＝Vs/R130n。 因此若依序导通开关1301至130n，则可变电流I13会逐渐改变电流量。或 者，可变电流I13的大小亦可只导通其中固定某一个开关来使电流固定。另 外，假设PMOS晶体管P1301与P1302为相同的通道宽度与长度，又PMOS 晶体管P1301的栅极至源极电压Vgs1与PMOS晶体管P1302的栅极至源极 电压Vgs2相等，Vgs1＝Vgs2，则PMOS晶体管P1301的漏极电流Ir13等于 PMOS晶体管P1302的漏极电流I13，Ir13＝I13，其中漏极电流I13为可变电 流调整电路VI1300的输出，PMOS晶体管P1301的漏极电流I13同为此输 出的可变电流I13，而可变电流I13的计算可以由上述说明来获得。
请参照图14，图14的可变电流调整电路VI1400包括放大器A1401、 PMOS晶体管P1401～P1402、NMOS晶体管N1403、开关1401～140n以及电 阻R1401～R140n。可变电流调整电路VI1400的各组件耦接方式如下。放大 器A1401具有反相输入端、非反相输入端与输出端，放大器A1401的非反 相输入端耦接至模拟信号Vs，放大器A1401的输出端耦接至NMOS晶体管 N1403的栅极端。PMOS晶体管P1401的源极端与PMOS晶体管P1402的源 极端共同耦接至一工作电压VDD，PMOS晶体管P1401的栅极端与PMOS 晶体管P1402的栅极端共同耦接至NMOS晶体管N1403的漏极端。每一开 关(1401～140n)、电阻(R1401～R140n)具有第一端与第二端。每一开关 (1401～140n)的第一端共同耦接至放大器A1401的反相输入端与NMOS晶体 管N1403的源极端。开关1401的第二端耦接至电阻R1401的第一端，开关 1402的第二端耦接至电阻R1402的第一端，以相同方式继续耦接，一直到 开关140n的第二端耦接至电阻R140n的第一端。然后，每一电阻 (R1401～R140n)的第二端共同接地。
如上所述，可变电流调整电路VI1400的工作原理与图13的可变电流调 整电路VI1300类似，可变电流I14等于NMOS晶体管N1403的漏极电流(或 源极电流)Ir14，而漏极电流Ir14的导通流量与计算方式与前述图13的漏极 电流I13的原理相同，可以根据前面的叙述来类推，在此不多加赘述。
请参照图15，图15的可变电流调整电路VI1500包括电阻 R1500～R150n+1、开关1501～150n、放大器A1501、PMOS晶体管P1501～P1502 以及电阻Rb。可变电流调整电路VI1500的各组件耦接方式如下。每一电阻 (R1500～R150n+1、Rb)、开关(1501～150n)具有第一端与第二端。放大器A1501 具有反相输入端、非反相输入端与输出端。电阻R1500的第一端耦接至模拟 信号Vs。然后，电阻R1500的第二端耦接至电阻R1501的第一端与开关1501 的第一端，电阻R1501的第二端耦接至电阻R1502的第一端，开关1501的 第二端与开关1502的第一端，以相同方式继续耦接，一直到电阻R150n的 第二端耦接至电阻R150n+1的第一端与开关150n的第二端，接着电阻 R150n+1的第二端接地。开关1501的第一端耦接至放大器A1501的反相输 入端。PMOS晶体管P1501的源极端与PMOS晶体管P1502的源极端共同 耦接至一工作电压VDD，PMOS晶体管P1501的栅极端与PMOS晶体管 P1502的栅极端共同耦接至放大器A1501的输出端。电阻Rb的第一端耦接 至放大器A1501的非反相输入端与PMOS晶体管P1501的漏极端，电阻Rb 的第二端接地。
如上所述，可变电流调整电路VI1500的工作原理如下。电阻 R1500～R150n+1与开关1501～150n使模拟信号Vs造成分压，当接收模拟信 号Vs之后，控制开关(1501～150n)的导通状态，可以输出一比例电压V15。 获得此比例电压V15是根据模拟信号Vs的压降，于是放大器A1501的反相 输入端的电位为电压V15，放大器A1501的非反相输入端的电位由于虚短路 特性等于此比例电压V15。PMOS晶体管P1501漏极电流Ir15等于比例电压 V15除以电阻Rb，Ir15＝V15/Rb。假设PMOS晶体管P1501与P1502为相同 信道宽度与信道长度，则可变电流调整电路VI1500所输出的可变电流I15 与漏极电流Ir15为1∶1的比例。因此，可以从控制开关1501～150n着手，来 达成调整可变电流调整电路VI1500的输出可变电流I15电流值大小的功效。
上述实施例中虽以图12至图15来说明可变电流调整电路的实施，然而 本发明的实施方式不应以此受限。
请参照图16，为根据本发明另一实施例的模拟式源极驱动装置的电路方 块图。模拟式源极驱动装置1601包括了可变增益放大电路1602以及源极驱 动器1609，其中可变增益放大电路1602包括可变增益单元1603以及固定增 益放大电路1605，而可变增益单元1603是由被动组件所组成。模拟式源极 驱动装置1601的各组件耦接方式如下。可变增益单元1603接收一模拟信号 Vs，固定增益放大电路1605耦接可变增益单元1603的输出，源极驱动器 1609耦接固定增益放大电路1605的输出。
如上所述，模拟式源极驱动装置1601的工作原理如下所述。可变增益 单元1603接收模拟信号Vs，用以调整模拟信号Vs来产生第一电压1613。 固定增益放大电路1605接收第一电压1613，并放大后输出一第二电压1615。 源极驱动器1609接收第二电压1615来驱动一显示面板1611。因可变增益单 元1603是由被动组件所组成，而调整可变增益单元1603的输出并不会改变 固定增益放大电路1605的回授稳定度。另外，固定增益放大电路1605的回 授控制没有零点位置与极点位置偏移的问题，所以调整可变增益单元1603 的增益的前后，极点与零点位置并没有改变，故不影响到模拟式源极驱动装 置1601稳定时的零点位置与极点位置。故从可变增益单元1603调整增益时， 模拟式源极驱动装置1601维持既有的稳定度。
现在对图2与图16的模拟式源极驱动装置的电路进行比较，请参照图2 与图16，主要的不同点在于可变增益单元1603是由被动组件所组成。因此 可变增益单元1603的实施方式可以参考上述实施例中图3至图5的说明， 而图3至图5为几种不同方式的可变增益单元的电路图。接着，可变增益单 元的电路可以使用可变电阻，如可变电阻301、303、401或503等，则可以 再参考上述实施例中图9至图11的说明来进行。
综上所述，本发明因模拟式源极驱动装置采用可变增益单元来调整模拟 信号，而可变增益单元调整模拟信号的过程属于开回路方式，因此可变增益 单元不会影响其后续所耦接组件的回授电路的零点位置与极点位置，其中上 述的回授电路比如为运算放大器与电阻所形成的放大电路或是固定增益放 大电路。由于回授电路的等效输入电阻与等效输出电阻都不会被改变，原稳 定系统的零点位置与极点位置没有偏移。因此运用可变增益单元来调整增 益、放大模拟信号，可以维持既有稳定回授电路的零点位置与极点位置。本 发明实施例的模拟式源极驱动装置，优点是当接收的模拟信号予以放大或缩 小时，具有宽广的增益调整范围，并且放大模拟信号同时能一直维持原先系 统的稳定度，能够提供稳定的驱动输出。
虽然本发明已以实施例披露如上，然其并非用以限定本发明，本领域的 技术人员在不脱离本发明的精神和范围的前提下可作若干的更动与润饰，因 此本发明的保护范围以本发明的权利要求为准。