电压转换装置以及车辆转让专利
申请号 : CN200680010705.5
文献号 : CN100583613C
文献日 : 2010-01-20
发明人 : 真锅晃太 , 繁雅裕
申请人 : 丰田自动车株式会社
摘要 :
DC/DC转换器(30)包括电抗器(L)、IGBT器件(TR3)、IGBT器件(TR4)、死区时间产生单元(37)以及DC-CPU(31)。死区时间产生单元(37)响应于占空比的基准信号(GATEBA)，操作用于输出配置有无效时间的第一和第二激活信号(GUP，GUN)，从而防止该IGBT器件(TR3，TR4)二者导通，其中所述无效时间周期与死区时间相对应。该DC-CPU(31)根据流过该电抗器(L)的电流(IL)值，对基于电压控制值(Vfcr)计算的临时占空比进行校正，以输出该基准信号(GATEBA)。优选地，DC-CPU(31)将电抗器的电流值(IL)与三种状态相关联，以及当该值趋近状态转变处的值时，该DC-CPU(31)逐渐地切换校正值。
权利要求 :
1.一种与逆变器(60)结合使用的电压转换装置，包括：
电抗器(L)；
第一开关装置(TR3)，响应于第一激活信号(GUP)而操作，用 于将所述电抗器(L)的一端与第一电源节点相联接；
第二开关装置(TR4)，响应于第二激活信号(GUN)而操作，用 于将所述电抗器(L)的所述一端与接地节点相联接；
第三开关装置(TR1)，响应于所述第三激活信号(MUP)而操 作，用于将所述电抗器(L)的其他端与第二电源节点相联接；
第四开关装置(TR2)，响应于所述第四激活信号(MUN)而操 作，用于将所述电抗器(L)的所述其他端与接地节点相联接；
第一死区时间产生单元(37)，响应于占空比的基准信号 (GATEBA)而操作，用于输出设置有无效时间周期的所述第一和第 二激活信号(GUP，GUN)，其中所述无效时间周期与死区时间相对 应，所述死区时间防止所述第一和第二开关装置(TR3，TR4)二者导通；
第二死区时间产生单元(33)，响应于所述基准信号而操作，用 于输出第三激活信号(MUP)和第四激活信号(MUN)，所述第三激 活信号(MUP)和第四激活信号(MUN)分别与所述第二激活信号 (GUN)和所述第一激活信号(GUP)相同步地激活；以及控制单元(31)，其根据流过所述电抗器(L)的电流(IL)值， 对基于电压控制值计算的占空比进行校正，以输出具有校正的占空比 的所述基准信号，其中，所述控制单元(31)对所述电压控制值以及 逆变器电压值之间的偏差施加比例积分微分控制，并且根据所述电抗 器的所述电流的所述值来校正积分项从而校正所述的占空比，其中，所述逆变器的正电源端子连接到所述第一电源节点，所述 逆变器的负电源端子连接到所述接地节点，所述逆变器的电压值是在 所述第一电源节点和所述接地节点之间的电压。
2.根据权利要求1所述的电压转换装置，其中所述逆变器(60) 用于驱动电机，以及所述第二电源节点连接到电存储设备(20)。
3.根据权利要求2所述的电压转换装置，其中燃料电池(40)还 经由整流元件(42)连接到所述第一电源节点。
4.一种车辆，其包括与逆变器(60)结合使用的电压转换装置， 所述电压转换装置包括：电抗器(L)；
第一开关装置(TR3)，响应于第一激活信号(GUP)而操作，用 于将所述电抗器(L)的一端与第一电源节点相联接；
第二开关装置(TR4)，响应于第二激活信号(GUN)而操作， 用于将所述电抗器(L)的所述一端与接地节点相联接；
第三开关装置(TR1)，响应于所述第三激活信号(MUP)而操 作，用于将所述电抗器(L)的其他端与第二电源节点相联接；
第四开关装置(TR2)，响应于所述第四激活信号(MUN)而操作， 用于将所述电抗器(L)的所述其他端与接地节点相联接；
第一死区时间产生单元(37)，响应于占空比的基准信号 (GATEBA)而操作，用于输出设置有无效时间周期的所述第一和第 二激活信号(GUP，GUN)，其中所述无效时间周期与死区时间相对 应，所述死区时间防止所述第一和第二开关装置(TR3，TR4)二者导 通；
第二死区时间产生单元(33)，响应于所述基准信号而操作，用于 输出第三激活信号(MUP)和第四激活信号(MUN)，所述第三激活 信号(MUP)和第四激活信号(MUN)分别与所述第二激活信号(GUN) 和所述第一激活信号(GUP)相同步地激活；以及控制单元(31)，其根据流过所述电抗器(L)的电流(IL)值， 对基于电压控制值计算的占空比进行校正以输出具有校正后的占空比 的所述基准信号，其中，所述控制单元(31)对所述电压控制值和逆 变器电压值之间的偏差来施加比例积分微分控制，并且根据所述电抗 器的所述电流的所述值来校正积分项从而校正所述占空比，其中，所述逆变器的正电源端子连接到所述第一电源节点，所述 逆变器的负电源端子连接到所述接地节点，所述逆变器的电压值是在 所述第一电源节点和所述接地节点之间的电压。
5.根据权利要求4所述的车辆，进一步包括：
电机(61)，驱动车轮；
逆变器(60)，其驱动所述电机；以及
电存储设备(20)，其连接到所述第二电源节点。
6.根据权利要求5所述的车辆，进一步包括：
燃料电池(40)；以及
整流元件(42)，其连接在所述第一电源节点和所述燃料电池(40) 之间。
说明书 :
技术领域
本发明涉及电压转换装置以及车辆，且具体来说，涉及配置在两 个电压系统之间且能够双向地提供电流的电压转换装置，以及装备该 电压转换装置的车辆。
背景技术
日本专利特开No.2004-120844公开了一种用于与逆变器结合使用 的升压转换器。该控制装置响应于检测到的输出电压值与输出电压控 制值之间的偏差而操作，以通过比例积分控制的反馈来控制转换器开 关装置的占空比。
该控制装置利用操作电路获得逆变器的输出功率值，并利用比较 器将该值与预定值进行比较以判断转换器的电流路径，并且根据判断 结果从补偿电路输出占空比校正量，从而最小化或者防止转换器的电 压变化。
近年来，已经出现了电动汽车，混合动力汽车，燃料电池汽车及 其他类似的汽车，其采用交流电机作为驱动源用于驱动车辆，并且在 其中安装有驱动交流电机的逆变器设备。
某些上述车辆在其中安装有两个或更多电压不同的电池，例如高 电压电池用于对推进车辆进行驱动的电机，而低电压电池用于辅助的 设备。
此外，当具有安装在其中的燃料电池的汽车开始运行时，燃料电 池输出电压，该电压在获得稳定的输出之前是变化的。因此，正在研 究将燃料电池与二次电池相结合并且通过电压转换器将它们连接在一 起以便使用，以确保稳定的驱动功率。
燃料电池的输出电压以及二次电池的输出电压都随车辆的状态而 变化。因此，根据车辆所需的功率，在其间连接的电压转换器操作从 二次电池向燃料电池提供电流，反之亦然。
因此，存在这样的需要，即，根据车辆的加速度，道路的倾斜等 等，电压转换器可以快速输出所需的电压。
此外，日本专利特开No.2004-120844公开了根据逆变器的功率输 出来确定占空比的校正量。然而，对于具有与逆变器邻近相连的燃料 电池的系统，单独逆变器的输出电压可能不足以获得正确的最优校正 量。
该控制装置利用操作电路获得逆变器的输出功率值，并利用比较 器将该值与预定值进行比较以判断转换器的电流路径，并且根据判断 结果从补偿电路输出占空比校正量，从而最小化或者防止转换器的电 压变化。
近年来，已经出现了电动汽车，混合动力汽车，燃料电池汽车及 其他类似的汽车，其采用交流电机作为驱动源用于驱动车辆，并且在 其中安装有驱动交流电机的逆变器设备。
某些上述车辆在其中安装有两个或更多电压不同的电池，例如高 电压电池用于对推进车辆进行驱动的电机，而低电压电池用于辅助的 设备。
此外，当具有安装在其中的燃料电池的汽车开始运行时，燃料电 池输出电压，该电压在获得稳定的输出之前是变化的。因此，正在研 究将燃料电池与二次电池相结合并且通过电压转换器将它们连接在一 起以便使用，以确保稳定的驱动功率。
燃料电池的输出电压以及二次电池的输出电压都随车辆的状态而 变化。因此，根据车辆所需的功率，在其间连接的电压转换器操作从 二次电池向燃料电池提供电流，反之亦然。
因此，存在这样的需要，即，根据车辆的加速度，道路的倾斜等 等，电压转换器可以快速输出所需的电压。
此外，日本专利特开No.2004-120844公开了根据逆变器的功率输 出来确定占空比的校正量。然而，对于具有与逆变器邻近相连的燃料 电池的系统，单独逆变器的输出电压可能不足以获得正确的最优校正 量。
发明内容
本发明设计了一种便于控制输出电压的电压转换器，以及装备该 电压转换器的车辆。
根据本发明的一个方面，涉及一种与逆变器(60)结合使用的电 压转换装置，包括：
电抗器(L)；
第一开关装置(TR3)，响应于第一激活信号(GUP)而操作，用 于将所述电抗器(L)的一端与第一电源节点相联接；
第二开关装置(TR4)，响应于第二激活信号(GUN)而操作，用 于将所述电抗器(L)的所述一端与接地节点相联接；
第三开关装置(TR1)，响应于所述第三激活信号(MUP)而操 作，用于将所述电抗器(L)的其他端与第二电源节点相联接；
第四开关装置(TR2)，响应于所述第四激活信号(MUN)而操 作，用于将所述电抗器(L)的所述其他端与接地节点相联接；
第一死区时间产生单元(37)，响应于占空比的基准信号 (GATEBA)而操作，用于输出设置有无效时间周期的所述第一和第 二激活信号(GUP，GUN)，其中所述无效时间周期与死区时间相对 应，所述死区时间防止所述第一和第二开关装置(TR3，TR4)二者导通；
第二死区时间产生单元(33)，响应于所述基准信号而操作，用 于输出第三激活信号(MUP)和第四激活信号(MUN)，所述第三激 活信号(MUP)和第四激活信号(MUN)分别与所述第二激活信号 (GUN)和所述第一激活信号(GUP)相同步地激活；以及
控制单元(31)，其根据流过所述电抗器(L)的电流(IL)值， 对基于电压控制值计算的占空比进行校正，以输出具有校正的占空比 的所述基准信号，其中，所述控制单元(31)对所述电压控制值以及 逆变器电压值之间的偏差施加比例积分微分控制，并且根据所述电抗 器的所述电流的所述值来校正积分项从而校正所述的占空比，
其中，所述逆变器的正电源端子连接到所述第一电源节点，所述 逆变器的负电源端子连接到所述接地节点，所述逆变器的电压值是在 所述第一电源节点和所述接地节点之间的电压。
根据本发明的另一个方面，涉及一种车辆，其包括与逆变器(60) 结合使用的电压转换装置，所述电压转换装置包括：
电抗器(L)；
第一开关装置(TR3)，响应于第一激活信号(GUP)而操作，用 于将所述电抗器(L)的一端与第一电源节点相联接；
第二开关装置(TR4)，响应于第二激活信号(GUN)而操作， 用于将所述电抗器(L)的所述一端与接地节点相联接；
第三开关装置(TR1)，响应于所述第三激活信号(MUP)而操 作，用于将所述电抗器(L)的其他端与第二电源节点相联接；
第四开关装置(TR2)，响应于所述第四激活信号(MUN)而操作， 用于将所述电抗器(L)的所述其他端与接地节点相联接；
第一死区时间产生单元(37)，响应于占空比的基准信号 (GATEBA)而操作，用于输出设置有无效时间周期的所述第一和第 二激活信号(GUP，GUN)，其中所述无效时间周期与死区时间相对 应，所述死区时间防止所述第一和第二开关装置(TR3，TR4)二者导 通；
第二死区时间产生单元(33)，响应于所述基准信号而操作，用于 输出第三激活信号(MUP)和第四激活信号(MUN)，所述第三激活 信号(MUP)和第四激活信号(MUN)分别与所述第二激活信号(GUN) 和所述第一激活信号(GUP)相同步地激活；以及
控制单元(31)，其根据流过所述电抗器(L)的电流(IL)值， 对基于电压控制值计算的占空比进行校正以输出具有校正后的占空比 的所述基准信号，其中，所述控制单元(31)对所述电压控制值和逆 变器电压值之间的偏差来施加比例积分微分控制，并且根据所述电抗 器的所述电流的所述值来校正积分项从而校正所述占空比，
其中，所述逆变器的正电源端子连接到所述第一电源节点，所述 逆变器的负电源端子连接到所述接地节点，所述逆变器的电压值是在 所述第一电源节点和所述接地节点之间的电压。
根据本发明，可以提供精度改善的输出电压，以及如果电抗器的 电流具有变化的状态，则输出电压可以较早地收敛于目标值。
根据本发明的一个方面，涉及一种与逆变器(60)结合使用的电 压转换装置，包括：
电抗器(L)；
第一开关装置(TR3)，响应于第一激活信号(GUP)而操作，用 于将所述电抗器(L)的一端与第一电源节点相联接；
第二开关装置(TR4)，响应于第二激活信号(GUN)而操作，用 于将所述电抗器(L)的所述一端与接地节点相联接；
第三开关装置(TR1)，响应于所述第三激活信号(MUP)而操 作，用于将所述电抗器(L)的其他端与第二电源节点相联接；
第四开关装置(TR2)，响应于所述第四激活信号(MUN)而操 作，用于将所述电抗器(L)的所述其他端与接地节点相联接；
第一死区时间产生单元(37)，响应于占空比的基准信号 (GATEBA)而操作，用于输出设置有无效时间周期的所述第一和第 二激活信号(GUP，GUN)，其中所述无效时间周期与死区时间相对 应，所述死区时间防止所述第一和第二开关装置(TR3，TR4)二者导通；
第二死区时间产生单元(33)，响应于所述基准信号而操作，用 于输出第三激活信号(MUP)和第四激活信号(MUN)，所述第三激 活信号(MUP)和第四激活信号(MUN)分别与所述第二激活信号 (GUN)和所述第一激活信号(GUP)相同步地激活；以及
控制单元(31)，其根据流过所述电抗器(L)的电流(IL)值， 对基于电压控制值计算的占空比进行校正，以输出具有校正的占空比 的所述基准信号，其中，所述控制单元(31)对所述电压控制值以及 逆变器电压值之间的偏差施加比例积分微分控制，并且根据所述电抗 器的所述电流的所述值来校正积分项从而校正所述的占空比，
其中，所述逆变器的正电源端子连接到所述第一电源节点，所述 逆变器的负电源端子连接到所述接地节点，所述逆变器的电压值是在 所述第一电源节点和所述接地节点之间的电压。
根据本发明的另一个方面，涉及一种车辆，其包括与逆变器(60) 结合使用的电压转换装置，所述电压转换装置包括：
电抗器(L)；
第一开关装置(TR3)，响应于第一激活信号(GUP)而操作，用 于将所述电抗器(L)的一端与第一电源节点相联接；
第二开关装置(TR4)，响应于第二激活信号(GUN)而操作， 用于将所述电抗器(L)的所述一端与接地节点相联接；
第三开关装置(TR1)，响应于所述第三激活信号(MUP)而操 作，用于将所述电抗器(L)的其他端与第二电源节点相联接；
第四开关装置(TR2)，响应于所述第四激活信号(MUN)而操作， 用于将所述电抗器(L)的所述其他端与接地节点相联接；
第一死区时间产生单元(37)，响应于占空比的基准信号 (GATEBA)而操作，用于输出设置有无效时间周期的所述第一和第 二激活信号(GUP，GUN)，其中所述无效时间周期与死区时间相对 应，所述死区时间防止所述第一和第二开关装置(TR3，TR4)二者导 通；
第二死区时间产生单元(33)，响应于所述基准信号而操作，用于 输出第三激活信号(MUP)和第四激活信号(MUN)，所述第三激活 信号(MUP)和第四激活信号(MUN)分别与所述第二激活信号(GUN) 和所述第一激活信号(GUP)相同步地激活；以及
控制单元(31)，其根据流过所述电抗器(L)的电流(IL)值， 对基于电压控制值计算的占空比进行校正以输出具有校正后的占空比 的所述基准信号，其中，所述控制单元(31)对所述电压控制值和逆 变器电压值之间的偏差来施加比例积分微分控制，并且根据所述电抗 器的所述电流的所述值来校正积分项从而校正所述占空比，
其中，所述逆变器的正电源端子连接到所述第一电源节点，所述 逆变器的负电源端子连接到所述接地节点，所述逆变器的电压值是在 所述第一电源节点和所述接地节点之间的电压。
根据本发明，可以提供精度改善的输出电压，以及如果电抗器的 电流具有变化的状态，则输出电压可以较早地收敛于目标值。
附图说明
图1示出了安装有本发明实施例的电压转换器的车辆的结构图。
图2示出了图1的DC/DC转换器30的详细结构的电路图。
图3示出了当开关装置的占空比小于50％时的通过电抗器的电流 如何变化的视图。
图4示出了当开关装置的占空比大于50％时的通过电抗器的电流 如何变化的视图。
图5示出了按三状态来划分电抗器电流的波形图。
图6示出了如图5所示的状态A中的电抗器的电流变化与基准信 号GATEBA之间关系的运行波形图。
图7示出了如图5所示的状态C中的电抗器的电流变化与基准信 号GATEBA之间关系的运行波形图。
图8示出了如图5所示的状态B中的电抗器的电流变化与基准信 号GATEBA之间关系的运行波形图。
图9示出了如图2所示的DC-CPU31的结构框图。
图10示出了表示DC-CPU31执行的程序的结构的流程图。
图11示出了当电抗器电流为负时电抗器电流与死区时间校正值之 间的关系。
图12示出了当电抗器电流为正时电抗器电流与死区时间校正值之 间的关系。
图13示出了在第二实施例中代替图2的DC-CPU31的 DC-CPU31A的结构框图。
图14示出了表示DC-CPU31A执行处理的结构的流程图。
图15示出了切换积分项增益的实例。
图2示出了图1的DC/DC转换器30的详细结构的电路图。
图3示出了当开关装置的占空比小于50％时的通过电抗器的电流 如何变化的视图。
图4示出了当开关装置的占空比大于50％时的通过电抗器的电流 如何变化的视图。
图5示出了按三状态来划分电抗器电流的波形图。
图6示出了如图5所示的状态A中的电抗器的电流变化与基准信 号GATEBA之间关系的运行波形图。
图7示出了如图5所示的状态C中的电抗器的电流变化与基准信 号GATEBA之间关系的运行波形图。
图8示出了如图5所示的状态B中的电抗器的电流变化与基准信 号GATEBA之间关系的运行波形图。
图9示出了如图2所示的DC-CPU31的结构框图。
图10示出了表示DC-CPU31执行的程序的结构的流程图。
图11示出了当电抗器电流为负时电抗器电流与死区时间校正值之 间的关系。
图12示出了当电抗器电流为正时电抗器电流与死区时间校正值之 间的关系。
图13示出了在第二实施例中代替图2的DC-CPU31的 DC-CPU31A的结构框图。
图14示出了表示DC-CPU31A执行处理的结构的流程图。
图15示出了切换积分项增益的实例。
具体实施方式
以下，将参考附图更具体地描述本发明的实施例。在图中，用相 同的表示方法表示相同或者相应的部件，并且不会重复地进行描述。
车辆的总体结构
图1用于示出了安装有本发明实施例的电压转换器的车辆的结构 图。作为一个实例，该车辆被显示为燃料电池汽车。然而，该车辆不 限于此。本发明还可应用到电动汽车以及混合动力汽车。
参考图1，车辆运行，由此使得连接到轮63L以及63R的同步电 机61用作驱动力源。通过供电系统1向同步电机61提供功率。供电 系统1输出直流电流，该直流电流随后被逆变器60转换为三相交流电 流，并由此提供给同步电机61。同步电机61还可以用作刹车中的发电 机。
供电系统1配置有燃料电池40，电池20，DC/DC转换器30等等。 燃料电池40是利用氢和氧的电化学反应来产生功率的设备。作为一个 实例，可以使用固体大分子燃料电池。然而，燃料电池40不限于此。 可以利用磷酸燃料电池，熔化的碳酸盐燃料电池或者各种类型的燃料 电池来实现。当产生功率时其利用了氢气，利用再生成酒精或者类似 的原材料来产生氢气。在本实施例中，在被称为燃料电池40的装置中， 还可以包括用于产生功率的叠式储存器，用于产生可燃气体的重整器 等等。请注意，重整器可以被替换为利用氢阻塞合金，氢气瓶等本身 存储氢气的结构。
电池20是可充电和可放电的二次电池，以及作为一个实例，可以 使用镍金属氢化物电池。此外，可采用各种类型的二次电池。此外， 除了二次电池之外，例如可以使用可充电以及可放电的电力存储器来 代替电池20，例如电容器。
燃料电池40和电池20并联连接到逆变器60。从燃料电池40到逆 变器60的电路设置有二极管42，以防止从电池20流动的电流或同步 电机61产生的电流回流。恰当地使用并联连接的每个电源的功率使得 可以对每个电源之间的电压的相对差进行控制。出于该目的，本实施 例在逆变器60和电池20之间提供DC/DC转换器30。DC/DC转换器 30是直流电压转换器。DC/DC转换器30用于从电池20接收DC电压， 调节所接收的DC电压，并将所调节的电压输出到逆变器60，并且用 于从燃料电池40或者电机61接收DC电压，调节所接收的DC电压， 并将所调节的电压输出到电池20。具有以上功能的DC/DC转换器30 使得电池20被充电和放电。
在电池20和DC/DC转换器30之间连接有车辆辅助设备50和FC 辅助设备51。换言之，电池20用作这些辅助设备的电源。车辆辅助设 备50是用于操作车辆的各种电力设备。其包括照明装置，空调器，液 压泵等等。FC辅助设备51是用于操作燃料电池40的各种电力设备。 其包括用于提供燃气的泵，将被重整的源材料等，调节重整器的温度 的加热器等等。
通过控制单元10的控制来操作上述的每个部件，该控制单元10 被配置为内部包括CPU，RAM和ROM的微型计算机。控制单元10 控制逆变器60进行开关，以向同步电机61输出与所需的驱动功率相 对应的三相交流电流。为了提供与所需的驱动功率相对应的功率，其 控制燃料电池40和DC/DC转换器30的运行。
为了实现上述控制，控制单元10从各种传感器接收信号，其包括 例如油门踏板传感器11，检测电池20的SOC的充电状态(SOC)))传感 器21，检测燃料电池40的气体流速的流速传感器41，以及检测车辆 速度的车速传感器62。尽管未示出，控制单元10还连接到其他各种类 型的传感器。
图2示出了图1的DC/DC转换器30的详细结构的电路图。注意， 为了有助于理解操作，图2还示出了DC/DC转换器30附近的部分中 的一部分结构。
参考图2，该车辆配置有电池20，连接在电池20的端子之间的滤 波电容器6，逆变器60，由逆变器60驱动的电机61，串联连接并向逆 变器提供直流电压的二极管42和燃料电池40，连接在逆变器的电源端 子之间的滤波电容器14。二极管42是用于防止电流流入燃料电池40 的保护装置。
该车辆进一步具有安装在其中的电压传感器22，其检测电池20 的电压VB，检测流向电池20的电流IB的电流传感器23，检测逆变器 的电压VINV的电压传感器44，检测流动接近逆变器的电流IINV的电 流传感器43，以及DC/DC转换器30，其在电池电压VB以及逆变器电 压VINV之间相互地执行电压转换。
DC/DC转换器30包括连接在电池20的终端之间的第一桥臂，连 接在逆变器60的电源端子之间的第二桥臂以及连接在第一和第二桥臂 之间的电抗器L。
第一桥臂包括串联连接在电池20的正负电极之间的IGBT器件 TR1和TR2，以及并联连接到IGBT器件TR1的二极管D1，并联连接 到IGBT器件TR2的二极管D2。
IGBT器件TR1具有连接到电池20的正电极的集电极以及连接到 节点N1的发射极。连接二极管D1，由此使得从节点N1朝着电池20 的正电极的方向为正向。
IGBT器件TR2具有连接到节点N1的集电极以及连接到电池20 的负电极的发射极。连接二极管D2，由此使得从电池20的负电极朝 着节点N1的方向为正向。
第二桥臂包括串联连接在逆变器的正负电源端子之间的IGBT器 件TR3和TR4，二极管D3并联连接到IGBT器件TR3，二极管D4并 联连接到IGBT器件TR4。
IGBT器件TR3具有连接到逆变器60的正电源端子的集电源端子 以及连接到节点N2的发射极。连接二极管D3，由此使得从节点N2 朝着逆变器60的正电源端子的方向为正向。
IGBT器件TR4具有连接到节点N2的集电极以及连接到逆变器 60的负电源端子的发射极。连接二极管D4，由此使得从逆变器60的 负电源端子朝着节点N2的方向为正向。
电抗器L被连接在节点N1和N2之间。
可以假定电池20的电压VB和燃料电池40输出的电压的范围分 别局部地重叠。例如，通过镍金属氢化物电池来实现该电池，且为了 说明，其供电电压在例如200V到300V的范围内变化。另一方面，为 了说明，燃料电池40输出的电压在例如240V到400V的范围内变化。 同样地，电池20的电压可以比燃料电池40输出的的电压更高或者更 低。因此，如先前已经描述的，DC/DC转换器30被配置为具有第一和 第二桥臂。该结构允许从电池20到逆变器60的上/下电压变换以及从 逆变器60到电池20的上/下电压变换。
DC/DC转换器30进一步包括DC-CPU31，缓存器32，逆变缓存 器34，35，36，38和39，死区时间产生单元33和37，检测电抗器L的电 流IL值的电流传感器SE。
DC-CPU31响应于电压控制值Vfcr和电流值IL而操作，以输出用 作占空比参考的信号GATEBA，用于开关该转换器。由缓存器32向死 区时间产生单元33发送信号GATEBA。死区时间产生单元33延迟输 出信号的上升，以提供两个具有其相应的有效周期的互补输出信号， 该互补输出信号之间具有死区时间。在死区时间期间，该两个输出信 号都无效。
死区时间产生单元33输出互补的信号，随后该互补信号被分别输 入到逆变缓存器34和35。逆变缓存器34向IGBT器件TR1输出门信 号MUP。逆变缓存器35向IGBT器件TR2输出门信号MUN。
此外，还通过逆变缓存器36向死区时间产生单元37发送信号 GATEBA。死区时间产生单元37延迟输入信号的上升或者下降，以提 供两个具有相应的有效周期的互补输出信号，该互补输出信号之间具 有死区时间。在死区时间期间，该两个输出信号都无效。
死区时间产生单元37输出互补的信号，随后该互补信号被输入到 逆变缓存器38和39。逆变缓存器38向IGBT器件TR3输出门信号GUP。 逆变缓存器39向IGBT器件TR4输出门信号GUN。
图3示出了当开关装置的占空比小于50％时的通过电抗器的电流 如何变化的视图。
图4示出了当开关装置的占空比大于50％时的通过电抗器的电流 如何变化的视图。
此处通过Ton/(Ton+Toff)来表示″占空比″，其中Ton表示开关装置 的导通时间，以及Toff表示开关装置的关断时间。
此外，电抗器的电流具有由ΔI/ΔT＝V/L确定的斜率，图3和4表 示如下情况下的电抗器的电流IL，其中为了便于理解，转换器的入口 和出口的电压相等。
如图3所示，当IL基准脉冲的占空比D小于50％时，电抗器的电 流IL逐渐减少。相反，如图4所示，当IL基准脉冲的占空比D大于 50％时，电抗器的电流IL逐渐增加。
当图2的电池20放电时，IGBT器件TR1和TR4被控制导通，从 而向电抗器L储存能量。随后当IGBT器件TR1和TR4都被控制关断 时，存储在电抗器L中的能量通过二极管D2→电抗器L→二极管D3 的电流路径放电。
这允许从电池20提供的功率驱动逆变器60并使电机61旋转。与 此同时，IGBT器件TR2和TR3被控制为导通，从而减小电阻以减小 二极管D2和D3处的损耗。然而，应当指出，当IGBT装置切换为关 断时，其关断具有延迟，且因此提供了具有死区时间的栅极控制信号。
当施加了图2的DC-CPU31产生的基准信号GATEBA时，使用 PWM控制产生对IGBT器件的栅极进行驱动的信号，增加了例如对导 通设备的命令进行延迟的结构，以避免上下桥臂短路的风险，以及为 了防止上述短路，该上下桥臂使它们的IGBT器件都关断一段时间，该 时间段被称为死区时间。
尽管未示出，电机61经由减速齿轮连接到车轮。在如下情况下， 电池20会因此而放电，所述情况是：当电机61运转在相当高的功率 范围，而燃料电池40不能独自提供满足所需功率的功率时；当车辆在 燃料电池40效率很低的范围内被驱动或以较小负载行驶或停止时，等 等。
当图2的电池20充电时，IGBT器件TR2和TR3被控制导通，从 而向电抗器L储存能量。随后当IGBT设备TR2和TR3都被控制关断 时，存储在电抗器L中的能量通过二极管D4→电抗器L→二极管D1 的电流路径放电。
在如下情况，电池20会由此充电，所述情况是：当电池20具有 减小的SOC以及燃料电池40还具有带有裕度的输出时；或者正在行驶 的车辆刹车以及电机61提供再生操作以向电池20恢复并存储电能时。
通过该操作，提供了燃料电池40处产生的直流电功率，或者通过 再生操作在电机61产生的交流电功率在逆变器60处被转换为直流电 功率，并由此提供该功率以对电池20进行充电。
还利用引入死区时间来完成电池20的充电，从而防止上下桥臂短 路。
图5示出了按三状态来划分的电抗器电流的波形图。
参考图5，状态A是其中电抗器的电流IL在一个开关周期中恒定 为负的状态。注意，当电抗器具有如图2所示的电抗器电流IL的箭头 表示的方向的电流时，该电抗器具有正向电流。换言之，状态A是其 中从燃料电池40或者逆变器60对电池20进行充电的状态。
状态C是其中电抗器的电流IL在一个开关周期中恒定为正的状 态。换言之，状态C是其中电池20向逆变器60放电的状态。
状态B是如下的状态，其中在一个开关周期期间，电抗器的电流 IL具有正值的最大值Imax以及具有负值的最小值Imin。换言之，状态 B是其中对进行电池20充电的电流和电池20放电的电流彼此近似抵消 的状态。
图6示出了如图5所示的状态A中电抗器的电流变化与基准信号 GATEBA之间关系的运行波形图。
参考图2和6，因此，如图6的波形图所示，从DC-CPU31输出 的基准信号GATEBA使IGBT器件TR1-TR4导通和关断，该基准信号 GATEBA具有由死区时间产生单元33和37增加的死区时间。
更具体地，在时间t1处，基准信号GATEBA下降，并且响应于 此，已经导通的IGBT器件TR1和TR4关断或者无效，以及当经过了 死区时间Tdt1或者到达了时间t3时，已经关断的IGBT器件TR2和 TR3导通或者被激活。
随后，在时间t4处，基准信号GATEBA上升，并且响应于此， 已经导通的IGBT器件TR2和TR3关断或者无效，以及当经过了死区 时间Tdt2或者到达了时间t6时，已经关断的IGBT器件TR1和TR4 导通或者被激活。
注意，IGBT器件TR1-TR4分别具有与其并联连接的二极管 D1-D4。在死区时间期间，这还允许电流在二极管的正向方向流动。
在状态A中，电抗器的电流IL为负，即，从图2的节点N2流到 节点N1。因此，当IGBT器件TR1-TR4全部关断时，即，在死区时间 处，二极管D1以及D4导通。
换言之，在IGBT器件TR1和TR4导通的时间t6到t7加上死区 时间Tdt1以及Tdt2，即时间t4到t9期间，电抗器的电流IL在一个周 期中增加，而电抗器的电流IL仅在时间t3到t4的一个周期中减少， 即，当IGBT器件TR2和TR3导通时。
同样地，如果基准信号GATEBA具有50％的占空比，则在状态A 中电抗器的电流IL将具有逐渐增加的趋势。
图7示出了如图5所示的状态C中电抗器的电流变化与基准信号 GATEBA之间关系的运行波形图。
图7中的基准信号GATEBA以及IGBT器件TR1-TR4如何导通和 关断与图6中的情形相类似。因此，不再重复地对其进行描述。
参考图2和7，在状态C中，电抗器的电流IL为正，即，从图2 的节点N1流到节点N2。因此，当IGBT器件TR1-TR4全部关断时即， 在死区时间处，二极管D2和D3导通。
换言之，在从t3到t4的IGBT器件TR2和TR3的导通时间以及 死区时间Tdt1和Tdt2的总时间，即，时间t1到t6期间，电抗器的电 流IL在一个周期中减少，而电抗器的电流IL仅在时间t6到t7的一个 周期中增加，即，当IGBT器件TR1和TR4导通时。
同样地，如果基准信号GATEBA具有50％的占空比，则在状态C 中电抗器的电流IL将具有逐渐减少的趋势。
图8示出了如图5所示的状态B中电抗器的电流变化与基准信号 GATEBA之间关系的运行波形图。
图8中的基准信号GATEBA以及IGBT器件TR1-TR4如何导通和 关断与图6中的情形相类似。因此，不再重复地对其进行描述。
参考图2和8，在状态B中，重复如下的时间周期，所述时间周 期是电抗器的电流IL为正的时间周期，即，电抗器的电流IL从图2 的节点N1流到节点N2的时间周期，以及电抗器的电流IL为负的时间 周期，即电抗器的电流IL从图2节点N2流到节点N1的时间周期。
在那种情况下，在从t3到t4的IGBT器件TR2和TR3的导通时 间以及死区时间Tdt1的总时间，即，时间t1到t4期间，电抗器的电 流IL在一个周期中减少，以及在IGBT器件TR1和TR4的导通时间以 及死区时间Tdt2的总时间期间，即，时间t4到t7期间，电抗器的电 流IL在一个周期中增加。
同样地，如果基准信号GATEBA具有50％的占空比以及死区时间 Tdt1和Tdt2相等，则在状态B中，电抗器的电流IL将具有维持其当 前具有的状态的倾向。
因此，如已经参考图6-8描述的，基准信号GATEBA的占空比以 及在电抗器处使电流实际增加/减小的占空比的区别取决于电抗器的电 流状态。
同样地，为了精确控制，需要根据电抗器的电流状态来校正基准 信号GATEBA的占空比。
更具体地，在状态A中，需要将基准信号GATEBA的占空比校正 为小于目标，以及在状态C中，需要将基准信号GATEBA的占空比校 正为大于目标。
第一实施例
图9示出了如图2所示的的DC-CPU31的结构框图。
参考图9，DC-CPU31包括操作单元72，其计算逆变器电压值VINV 与电压控制值Vfcr之间的差ΔVfc；处理单元74，求差ΔVfc的导数； 操作单元76，其用导数项增益KdV乘以处理部件74的输出；处理单 元80，其对差ΔVfc进行积分；操作单元82，其用处理单元80的输出 乘以积分项增益KiV；操作单元78，其用差ΔVfc，乘以比例项KpV； 以及操作单元84，其计算操作单元76，82以及84的输出的和。操作 单元84输出和信号Vfc。
DC-CPU31进一步包括前馈处理单元86，其接收电压控制信号 Vfcr以及电池的电压值VB，并且计算并输出Vfcr/(VB+Vfcr)作为电压 值Vfcreq，死区时间校正单元90，其从图2的电流传感器SE接收电抗 器的电流IL，确定其具有图5的状态A-C的哪一个状态，并且相应于 所确定的状态，选择将占空比校正了如下数量的值，其中所述数量与 死区时间相对应，加法处理单元88，其将死区时间校正单元90的输出、 电压值Vfc以及电压值Vfcreq相加，从而输出电压值V1，以及PWM 处理单元92，其接收电压值V1以及输出基准信号GATEBA。
死区时间校正单元90执行处理，以为状态A、B和C分别输出例 如，-36V、5.4V以及42.8V的电压值作为校正值。
PWM处理单元92将信号GATEBA输出到图2的缓存器32和逆 变缓存器36，该信号GATEBA表明用作开关参考的时间，其与作为加 法处理单元88所提供的加法结果而提供的电压值V1相对应。
图10示出了DC-CPU31执行的程序的结构的流程图。当控制的主 程序执行每一预定的时间或者每当产生了预定条件时，就调用该程序。
参考图10，当程序开始时，最初在步骤S1处，DC-CPU31获得从 图2的电流传感器SE输出的电抗器的电流值IL并且检测当前电抗器 的电流具有图5的状态A-C中的哪一种。
更具体地，当电流值IL在一个周期中增加/减少时，观察其峰值。 如果Imax＜0，则判断电抗器的电流具有状态A。如果Imin＞0，则判断 电抗器的电流具有状态C。如果Imin＜0＜Imax，则判断电抗器的电流具 有状态B。
随后，在步骤S2处计算死区时间校正值。例如，对于状态A、B 和C，-36V、5.4V以及42.8V的电压值分别被提供作为校正值，由于 之前输入到图9的PWM处理单元92，因此利用与此相对应的电压值 计算基准信号GATEBA的占空比。如果时间被用作表达的基准且 Tdt1＝Tdt2＝Tdt，则根据图6、8和7，对于状态A、B和C，+Tdt、0 和-Tdt分别是校正基准信号GATEBA的占空比的值(即，死区时间校 正值)。该程序随后前进至步骤S3。
在步骤S3处，开始对前馈项(FF项)和反馈项(FB项)进行计 算。通过计算Vfcr/(VB+Vfcr)从而获得FF项。通过对电压控制值Vfcr 和逆变器的电压值VINV之间的差ΔVfc执行PID程序从而获得FB项。 然后对FF项+FB项+死区时间校正值进行计算以获得图9的电压值V1， 以及获得了与电压值V1相对应的占空比的基准信号GATEBA。
当步骤S3完成时，控制回到主程序。通过上述程序，可以提供精 度改善的输出电压，以及如果电抗器的电流具有变化的状态，则输出 电压可以较早地收敛于目标值。
第一实施例的示例性变化
在第一实施例中，选择并由此确定了与电抗器电流的三状态中的 一种相对应的死区时间校正值。然而，当电抗器的电流瞬变从一种状 态变化到不同的状态时，对于电压可控性来说仍然存在改进的空间。
更具体地，如果电抗器的电流从状态A变化到状态B并随后变化 到状态C，如图5所示，在获得稳定的输出电压之前，当状态A切换 到状态B时突然地瞬时切换死区时间校正值可能会导致需要时间。
图11示出了当电抗器电流为负时电抗器电流与死区时间校正值之 间的关系。
图12示出了当电抗器电流为正时电抗器电流与死区时间校正值之 间的关系。
如果在一个周期中电抗器的电流具有最大值Imax＜0，则如图11 所示，对于Imax＜-I1的范围来说，死区时间校正值ΔT被固定为-Tdt， 以及对于-I1＜Imax＜0的范围来说，死区时间校正值ΔT从-Tdt逐渐变化 到0。
相对地，如果在一个周期中电抗器的电流具有最小值Imin＞0，则 如图12所示，对于Imin＞I2的范围来说，死区时间校正值ΔT被固定为 +Tdt，以及对于0＜Imin＜I2的范围来说，死区时间校正值ΔT从0逐渐 变化到+Tdt。
换言之，在图2中，DC/DC转换器30包括电抗器L；IGBT器件 TR3，其响应于第一激活信号GUP而操作，以将逆变器的第一电源节 点与电抗器L的一端相联接；IGBT器件TR4，其响应于第二激活信号 GUN而操作，以将接地节点与电抗器L的一端相联接；死区时间产生 单元37；以及DC-CPU31。
死区时间产生单元37响应于占空比的基准信号GATEBA而操作， 以输出第一和第二激活信号GUP和GUN，其具有与死区时间相对应的 无效时间周期，该死区时间防止IGBT器件Tr3和Tr4二者导通。 DC-CPU31根据流过电抗器L的电抗器的电流值IL来校正临时的占空 比，并输出基准信号GATEBA，其中基于电压控制值Vfcr计算该临时 的占空比。DC-CPU31将电抗器的电流值IL与三种状态相关联，以及 当电抗器的电流值趋近状态转变处的值时，DC-CPU31根据如图11和 12所示的映射逐渐地切换校正值。
因此，当电抗器的电流瞬变从一种状态变化到不同状态时，具有 由死区时间校正值校正的占空比的基准信号GATEBA还允许了平稳的 电压控制。
第二实施例
在第二实施例中，DC-CPU31被替换为DC-CPU31A。
图13示出了在第二实施例中代替图2的DC-CPU31的 DC-CPU31A的结构框图。
参考图13，DC-CPU31A包括操作单元72，其计算逆变器电压值 VINV与电压控制值Vfcr之间的差ΔVfc；处理单元74，求差ΔVfc的微 分；操作单元76，其用导数项增益KdV乘以处理单元74的输出；处 理单元80，其对差ΔVfc进行积分；操作单元82A，其用处理单元80 的输出乘以积分项增益KiV；操作单元78，其用差ΔVfc乘以平均比例 项KpV；以及操作单元84，其计算操作单元76，82A以及84的输出 的和。操作单元84输出和信号Vfc。操作单元82A从图2的电流传感 器SE接收电抗器的电流值IL，判断其具有图5的状态A-C中的哪一 种，并且增加/减少该积分项增益从而与所判断的状态相对应。
DC-CPU31A进一步包括前馈处理单元86，接收电压控制信号Vfcr 以及电池的电压值VB，并且计算且输出Vfcr/(VB+Vfcr)作为电压值 Vfcreq，加法处理单元88A将电压值Vfc与电压值Vfcreq相加，以输 出电压值V1A，以及PWM处理单元92接收电压值V1A并输出基准信 号GATEBA。
PWM处理单元92将信号GATEBA输出到图2的缓存器32和逆 变缓存器36，该信号GATEBA表明用作开关参考的时间，其与作为加 法处理单元88A所提供的加法结果而提供的电压值V1A相对应。
图14示出了DC-CPU31A执行处理的结构的流程图。当控制的主 程序执行每一段预定的时间或者每当产生了预定条件时，就调用该程 序。
参考图14，当程序开始时，最初在步骤S11处，DC-CPU31A从 图2的电流传感器SE的输出获得电抗器的电流值IL，并且检测当前电 抗器的电流具有图5的状态A-C中的哪一种。
更具体地，当电流值IL在一个周期中增加/减少时，观察其峰值。 如果Imax＜0，则判断电抗器的电流具有状态A。如果Imin＞0，则判断 电抗器的电流具有状态C。如果Imin＜0＜Imax，则判断电抗器的电流具 有状态B。
随后在步骤S12处，判断电抗器的电流IL是否具有与其紧邻之前 采样时获得的状态不同的状态。更具体地，在图5的状态A-C中，检 测是否有A→B，B→C或C→B，B→A的状态转变出现。
在步骤S12处，如果电抗器的电流具有变化的状态，则该程序前 进至步骤S13，且在预定时间段内增加/减小积分项增益，由于当施加 了PID控制时，积分项增益受到了与死区时间相对应的量的占空比校 正，且因此，先前当检测到电抗器电流的变化状态时，立即将积分项 增益与电抗器电流的变化状态相匹配。
图15示出了切换积分项增益的实例。
参考图15，横轴表示与电抗器电流的状态相对应的电池电流。纵 轴表示校正过的积分项增益。当电池电流为负时，即，当对电池进行 充电时，积分项增益为-60V。当电池电流为正时，即，当对电池进行 放电时，积分项增益为+30V。当电池电流大约为0时，积分项增益是 -10V。
注意，如图5所示，当电池电流为正时，电抗器的电流具有与状 态C相对应的状态，而如图5所示，当电池电流为负时，电抗器的电 流具有与状态A相对应的状态，以及当电池电流大约为0时，电抗器 的电流具有与状态B相对应的状态。同样地，即使电抗器L未配置有 电流传感器SE，观测电池电流IB使得能够总体地控制占空比的校正。
再次参考图14，当步骤S13结束时，该程序前进至步骤S14。如 果在步骤S12处没有检测到电抗器电流的变化状态，则该程序也前进 至步骤S14。
在步骤S14处，开始对前馈项(FF项)和反馈项(FB项)进行 计算。通过计算Vfcr/(VB+Vfcr)从而获得FF项。通过对电压控制值Vfcr 和逆变器电压值VINV之间的差ΔVfc执行PID程序从而获得FB项。 根据需要，PID程序具有增加/减小的积分项增益。随后，对FF项+FB 项进行计算以获得图13的电压值V1A，以及获得了与电压值V1A相 对应的占空比的基准信号GATEBA。
当步骤S14完成时，程序前进至步骤S15，控制回到主程序。如 果电抗器的电流具有变化状态，则上述程序允许输出电压快速地收敛 到目标值。
应当理解，此处公开的实施例在任何方面都是说明性的而非限制 性的。本发明的保护范围由权利要求书的权项限定，而不是由以上说 明书限定的，且意图是包括任何落入权利要求书的权项范围内的变形 以及等同物。
车辆的总体结构
图1用于示出了安装有本发明实施例的电压转换器的车辆的结构 图。作为一个实例，该车辆被显示为燃料电池汽车。然而，该车辆不 限于此。本发明还可应用到电动汽车以及混合动力汽车。
参考图1，车辆运行，由此使得连接到轮63L以及63R的同步电 机61用作驱动力源。通过供电系统1向同步电机61提供功率。供电 系统1输出直流电流，该直流电流随后被逆变器60转换为三相交流电 流，并由此提供给同步电机61。同步电机61还可以用作刹车中的发电 机。
供电系统1配置有燃料电池40，电池20，DC/DC转换器30等等。 燃料电池40是利用氢和氧的电化学反应来产生功率的设备。作为一个 实例，可以使用固体大分子燃料电池。然而，燃料电池40不限于此。 可以利用磷酸燃料电池，熔化的碳酸盐燃料电池或者各种类型的燃料 电池来实现。当产生功率时其利用了氢气，利用再生成酒精或者类似 的原材料来产生氢气。在本实施例中，在被称为燃料电池40的装置中， 还可以包括用于产生功率的叠式储存器，用于产生可燃气体的重整器 等等。请注意，重整器可以被替换为利用氢阻塞合金，氢气瓶等本身 存储氢气的结构。
电池20是可充电和可放电的二次电池，以及作为一个实例，可以 使用镍金属氢化物电池。此外，可采用各种类型的二次电池。此外， 除了二次电池之外，例如可以使用可充电以及可放电的电力存储器来 代替电池20，例如电容器。
燃料电池40和电池20并联连接到逆变器60。从燃料电池40到逆 变器60的电路设置有二极管42，以防止从电池20流动的电流或同步 电机61产生的电流回流。恰当地使用并联连接的每个电源的功率使得 可以对每个电源之间的电压的相对差进行控制。出于该目的，本实施 例在逆变器60和电池20之间提供DC/DC转换器30。DC/DC转换器 30是直流电压转换器。DC/DC转换器30用于从电池20接收DC电压， 调节所接收的DC电压，并将所调节的电压输出到逆变器60，并且用 于从燃料电池40或者电机61接收DC电压，调节所接收的DC电压， 并将所调节的电压输出到电池20。具有以上功能的DC/DC转换器30 使得电池20被充电和放电。
在电池20和DC/DC转换器30之间连接有车辆辅助设备50和FC 辅助设备51。换言之，电池20用作这些辅助设备的电源。车辆辅助设 备50是用于操作车辆的各种电力设备。其包括照明装置，空调器，液 压泵等等。FC辅助设备51是用于操作燃料电池40的各种电力设备。 其包括用于提供燃气的泵，将被重整的源材料等，调节重整器的温度 的加热器等等。
通过控制单元10的控制来操作上述的每个部件，该控制单元10 被配置为内部包括CPU，RAM和ROM的微型计算机。控制单元10 控制逆变器60进行开关，以向同步电机61输出与所需的驱动功率相 对应的三相交流电流。为了提供与所需的驱动功率相对应的功率，其 控制燃料电池40和DC/DC转换器30的运行。
为了实现上述控制，控制单元10从各种传感器接收信号，其包括 例如油门踏板传感器11，检测电池20的SOC的充电状态(SOC)))传感 器21，检测燃料电池40的气体流速的流速传感器41，以及检测车辆 速度的车速传感器62。尽管未示出，控制单元10还连接到其他各种类 型的传感器。
图2示出了图1的DC/DC转换器30的详细结构的电路图。注意， 为了有助于理解操作，图2还示出了DC/DC转换器30附近的部分中 的一部分结构。
参考图2，该车辆配置有电池20，连接在电池20的端子之间的滤 波电容器6，逆变器60，由逆变器60驱动的电机61，串联连接并向逆 变器提供直流电压的二极管42和燃料电池40，连接在逆变器的电源端 子之间的滤波电容器14。二极管42是用于防止电流流入燃料电池40 的保护装置。
该车辆进一步具有安装在其中的电压传感器22，其检测电池20 的电压VB，检测流向电池20的电流IB的电流传感器23，检测逆变器 的电压VINV的电压传感器44，检测流动接近逆变器的电流IINV的电 流传感器43，以及DC/DC转换器30，其在电池电压VB以及逆变器电 压VINV之间相互地执行电压转换。
DC/DC转换器30包括连接在电池20的终端之间的第一桥臂，连 接在逆变器60的电源端子之间的第二桥臂以及连接在第一和第二桥臂 之间的电抗器L。
第一桥臂包括串联连接在电池20的正负电极之间的IGBT器件 TR1和TR2，以及并联连接到IGBT器件TR1的二极管D1，并联连接 到IGBT器件TR2的二极管D2。
IGBT器件TR1具有连接到电池20的正电极的集电极以及连接到 节点N1的发射极。连接二极管D1，由此使得从节点N1朝着电池20 的正电极的方向为正向。
IGBT器件TR2具有连接到节点N1的集电极以及连接到电池20 的负电极的发射极。连接二极管D2，由此使得从电池20的负电极朝 着节点N1的方向为正向。
第二桥臂包括串联连接在逆变器的正负电源端子之间的IGBT器 件TR3和TR4，二极管D3并联连接到IGBT器件TR3，二极管D4并 联连接到IGBT器件TR4。
IGBT器件TR3具有连接到逆变器60的正电源端子的集电源端子 以及连接到节点N2的发射极。连接二极管D3，由此使得从节点N2 朝着逆变器60的正电源端子的方向为正向。
IGBT器件TR4具有连接到节点N2的集电极以及连接到逆变器 60的负电源端子的发射极。连接二极管D4，由此使得从逆变器60的 负电源端子朝着节点N2的方向为正向。
电抗器L被连接在节点N1和N2之间。
可以假定电池20的电压VB和燃料电池40输出的电压的范围分 别局部地重叠。例如，通过镍金属氢化物电池来实现该电池，且为了 说明，其供电电压在例如200V到300V的范围内变化。另一方面，为 了说明，燃料电池40输出的电压在例如240V到400V的范围内变化。 同样地，电池20的电压可以比燃料电池40输出的的电压更高或者更 低。因此，如先前已经描述的，DC/DC转换器30被配置为具有第一和 第二桥臂。该结构允许从电池20到逆变器60的上/下电压变换以及从 逆变器60到电池20的上/下电压变换。
DC/DC转换器30进一步包括DC-CPU31，缓存器32，逆变缓存 器34，35，36，38和39，死区时间产生单元33和37，检测电抗器L的电 流IL值的电流传感器SE。
DC-CPU31响应于电压控制值Vfcr和电流值IL而操作，以输出用 作占空比参考的信号GATEBA，用于开关该转换器。由缓存器32向死 区时间产生单元33发送信号GATEBA。死区时间产生单元33延迟输 出信号的上升，以提供两个具有其相应的有效周期的互补输出信号， 该互补输出信号之间具有死区时间。在死区时间期间，该两个输出信 号都无效。
死区时间产生单元33输出互补的信号，随后该互补信号被分别输 入到逆变缓存器34和35。逆变缓存器34向IGBT器件TR1输出门信 号MUP。逆变缓存器35向IGBT器件TR2输出门信号MUN。
此外，还通过逆变缓存器36向死区时间产生单元37发送信号 GATEBA。死区时间产生单元37延迟输入信号的上升或者下降，以提 供两个具有相应的有效周期的互补输出信号，该互补输出信号之间具 有死区时间。在死区时间期间，该两个输出信号都无效。
死区时间产生单元37输出互补的信号，随后该互补信号被输入到 逆变缓存器38和39。逆变缓存器38向IGBT器件TR3输出门信号GUP。 逆变缓存器39向IGBT器件TR4输出门信号GUN。
图3示出了当开关装置的占空比小于50％时的通过电抗器的电流 如何变化的视图。
图4示出了当开关装置的占空比大于50％时的通过电抗器的电流 如何变化的视图。
此处通过Ton/(Ton+Toff)来表示″占空比″，其中Ton表示开关装置 的导通时间，以及Toff表示开关装置的关断时间。
此外，电抗器的电流具有由ΔI/ΔT＝V/L确定的斜率，图3和4表 示如下情况下的电抗器的电流IL，其中为了便于理解，转换器的入口 和出口的电压相等。
如图3所示，当IL基准脉冲的占空比D小于50％时，电抗器的电 流IL逐渐减少。相反，如图4所示，当IL基准脉冲的占空比D大于 50％时，电抗器的电流IL逐渐增加。
当图2的电池20放电时，IGBT器件TR1和TR4被控制导通，从 而向电抗器L储存能量。随后当IGBT器件TR1和TR4都被控制关断 时，存储在电抗器L中的能量通过二极管D2→电抗器L→二极管D3 的电流路径放电。
这允许从电池20提供的功率驱动逆变器60并使电机61旋转。与 此同时，IGBT器件TR2和TR3被控制为导通，从而减小电阻以减小 二极管D2和D3处的损耗。然而，应当指出，当IGBT装置切换为关 断时，其关断具有延迟，且因此提供了具有死区时间的栅极控制信号。
当施加了图2的DC-CPU31产生的基准信号GATEBA时，使用 PWM控制产生对IGBT器件的栅极进行驱动的信号，增加了例如对导 通设备的命令进行延迟的结构，以避免上下桥臂短路的风险，以及为 了防止上述短路，该上下桥臂使它们的IGBT器件都关断一段时间，该 时间段被称为死区时间。
尽管未示出，电机61经由减速齿轮连接到车轮。在如下情况下， 电池20会因此而放电，所述情况是：当电机61运转在相当高的功率 范围，而燃料电池40不能独自提供满足所需功率的功率时；当车辆在 燃料电池40效率很低的范围内被驱动或以较小负载行驶或停止时，等 等。
当图2的电池20充电时，IGBT器件TR2和TR3被控制导通，从 而向电抗器L储存能量。随后当IGBT设备TR2和TR3都被控制关断 时，存储在电抗器L中的能量通过二极管D4→电抗器L→二极管D1 的电流路径放电。
在如下情况，电池20会由此充电，所述情况是：当电池20具有 减小的SOC以及燃料电池40还具有带有裕度的输出时；或者正在行驶 的车辆刹车以及电机61提供再生操作以向电池20恢复并存储电能时。
通过该操作，提供了燃料电池40处产生的直流电功率，或者通过 再生操作在电机61产生的交流电功率在逆变器60处被转换为直流电 功率，并由此提供该功率以对电池20进行充电。
还利用引入死区时间来完成电池20的充电，从而防止上下桥臂短 路。
图5示出了按三状态来划分的电抗器电流的波形图。
参考图5，状态A是其中电抗器的电流IL在一个开关周期中恒定 为负的状态。注意，当电抗器具有如图2所示的电抗器电流IL的箭头 表示的方向的电流时，该电抗器具有正向电流。换言之，状态A是其 中从燃料电池40或者逆变器60对电池20进行充电的状态。
状态C是其中电抗器的电流IL在一个开关周期中恒定为正的状 态。换言之，状态C是其中电池20向逆变器60放电的状态。
状态B是如下的状态，其中在一个开关周期期间，电抗器的电流 IL具有正值的最大值Imax以及具有负值的最小值Imin。换言之，状态 B是其中对进行电池20充电的电流和电池20放电的电流彼此近似抵消 的状态。
图6示出了如图5所示的状态A中电抗器的电流变化与基准信号 GATEBA之间关系的运行波形图。
参考图2和6，因此，如图6的波形图所示，从DC-CPU31输出 的基准信号GATEBA使IGBT器件TR1-TR4导通和关断，该基准信号 GATEBA具有由死区时间产生单元33和37增加的死区时间。
更具体地，在时间t1处，基准信号GATEBA下降，并且响应于 此，已经导通的IGBT器件TR1和TR4关断或者无效，以及当经过了 死区时间Tdt1或者到达了时间t3时，已经关断的IGBT器件TR2和 TR3导通或者被激活。
随后，在时间t4处，基准信号GATEBA上升，并且响应于此， 已经导通的IGBT器件TR2和TR3关断或者无效，以及当经过了死区 时间Tdt2或者到达了时间t6时，已经关断的IGBT器件TR1和TR4 导通或者被激活。
注意，IGBT器件TR1-TR4分别具有与其并联连接的二极管 D1-D4。在死区时间期间，这还允许电流在二极管的正向方向流动。
在状态A中，电抗器的电流IL为负，即，从图2的节点N2流到 节点N1。因此，当IGBT器件TR1-TR4全部关断时，即，在死区时间 处，二极管D1以及D4导通。
换言之，在IGBT器件TR1和TR4导通的时间t6到t7加上死区 时间Tdt1以及Tdt2，即时间t4到t9期间，电抗器的电流IL在一个周 期中增加，而电抗器的电流IL仅在时间t3到t4的一个周期中减少， 即，当IGBT器件TR2和TR3导通时。
同样地，如果基准信号GATEBA具有50％的占空比，则在状态A 中电抗器的电流IL将具有逐渐增加的趋势。
图7示出了如图5所示的状态C中电抗器的电流变化与基准信号 GATEBA之间关系的运行波形图。
图7中的基准信号GATEBA以及IGBT器件TR1-TR4如何导通和 关断与图6中的情形相类似。因此，不再重复地对其进行描述。
参考图2和7，在状态C中，电抗器的电流IL为正，即，从图2 的节点N1流到节点N2。因此，当IGBT器件TR1-TR4全部关断时即， 在死区时间处，二极管D2和D3导通。
换言之，在从t3到t4的IGBT器件TR2和TR3的导通时间以及 死区时间Tdt1和Tdt2的总时间，即，时间t1到t6期间，电抗器的电 流IL在一个周期中减少，而电抗器的电流IL仅在时间t6到t7的一个 周期中增加，即，当IGBT器件TR1和TR4导通时。
同样地，如果基准信号GATEBA具有50％的占空比，则在状态C 中电抗器的电流IL将具有逐渐减少的趋势。
图8示出了如图5所示的状态B中电抗器的电流变化与基准信号 GATEBA之间关系的运行波形图。
图8中的基准信号GATEBA以及IGBT器件TR1-TR4如何导通和 关断与图6中的情形相类似。因此，不再重复地对其进行描述。
参考图2和8，在状态B中，重复如下的时间周期，所述时间周 期是电抗器的电流IL为正的时间周期，即，电抗器的电流IL从图2 的节点N1流到节点N2的时间周期，以及电抗器的电流IL为负的时间 周期，即电抗器的电流IL从图2节点N2流到节点N1的时间周期。
在那种情况下，在从t3到t4的IGBT器件TR2和TR3的导通时 间以及死区时间Tdt1的总时间，即，时间t1到t4期间，电抗器的电 流IL在一个周期中减少，以及在IGBT器件TR1和TR4的导通时间以 及死区时间Tdt2的总时间期间，即，时间t4到t7期间，电抗器的电 流IL在一个周期中增加。
同样地，如果基准信号GATEBA具有50％的占空比以及死区时间 Tdt1和Tdt2相等，则在状态B中，电抗器的电流IL将具有维持其当 前具有的状态的倾向。
因此，如已经参考图6-8描述的，基准信号GATEBA的占空比以 及在电抗器处使电流实际增加/减小的占空比的区别取决于电抗器的电 流状态。
同样地，为了精确控制，需要根据电抗器的电流状态来校正基准 信号GATEBA的占空比。
更具体地，在状态A中，需要将基准信号GATEBA的占空比校正 为小于目标，以及在状态C中，需要将基准信号GATEBA的占空比校 正为大于目标。
第一实施例
图9示出了如图2所示的的DC-CPU31的结构框图。
参考图9，DC-CPU31包括操作单元72，其计算逆变器电压值VINV 与电压控制值Vfcr之间的差ΔVfc；处理单元74，求差ΔVfc的导数； 操作单元76，其用导数项增益KdV乘以处理部件74的输出；处理单 元80，其对差ΔVfc进行积分；操作单元82，其用处理单元80的输出 乘以积分项增益KiV；操作单元78，其用差ΔVfc，乘以比例项KpV； 以及操作单元84，其计算操作单元76，82以及84的输出的和。操作 单元84输出和信号Vfc。
DC-CPU31进一步包括前馈处理单元86，其接收电压控制信号 Vfcr以及电池的电压值VB，并且计算并输出Vfcr/(VB+Vfcr)作为电压 值Vfcreq，死区时间校正单元90，其从图2的电流传感器SE接收电抗 器的电流IL，确定其具有图5的状态A-C的哪一个状态，并且相应于 所确定的状态，选择将占空比校正了如下数量的值，其中所述数量与 死区时间相对应，加法处理单元88，其将死区时间校正单元90的输出、 电压值Vfc以及电压值Vfcreq相加，从而输出电压值V1，以及PWM 处理单元92，其接收电压值V1以及输出基准信号GATEBA。
死区时间校正单元90执行处理，以为状态A、B和C分别输出例 如，-36V、5.4V以及42.8V的电压值作为校正值。
PWM处理单元92将信号GATEBA输出到图2的缓存器32和逆 变缓存器36，该信号GATEBA表明用作开关参考的时间，其与作为加 法处理单元88所提供的加法结果而提供的电压值V1相对应。
图10示出了DC-CPU31执行的程序的结构的流程图。当控制的主 程序执行每一预定的时间或者每当产生了预定条件时，就调用该程序。
参考图10，当程序开始时，最初在步骤S1处，DC-CPU31获得从 图2的电流传感器SE输出的电抗器的电流值IL并且检测当前电抗器 的电流具有图5的状态A-C中的哪一种。
更具体地，当电流值IL在一个周期中增加/减少时，观察其峰值。 如果Imax＜0，则判断电抗器的电流具有状态A。如果Imin＞0，则判断 电抗器的电流具有状态C。如果Imin＜0＜Imax，则判断电抗器的电流具 有状态B。
随后，在步骤S2处计算死区时间校正值。例如，对于状态A、B 和C，-36V、5.4V以及42.8V的电压值分别被提供作为校正值，由于 之前输入到图9的PWM处理单元92，因此利用与此相对应的电压值 计算基准信号GATEBA的占空比。如果时间被用作表达的基准且 Tdt1＝Tdt2＝Tdt，则根据图6、8和7，对于状态A、B和C，+Tdt、0 和-Tdt分别是校正基准信号GATEBA的占空比的值(即，死区时间校 正值)。该程序随后前进至步骤S3。
在步骤S3处，开始对前馈项(FF项)和反馈项(FB项)进行计 算。通过计算Vfcr/(VB+Vfcr)从而获得FF项。通过对电压控制值Vfcr 和逆变器的电压值VINV之间的差ΔVfc执行PID程序从而获得FB项。 然后对FF项+FB项+死区时间校正值进行计算以获得图9的电压值V1， 以及获得了与电压值V1相对应的占空比的基准信号GATEBA。
当步骤S3完成时，控制回到主程序。通过上述程序，可以提供精 度改善的输出电压，以及如果电抗器的电流具有变化的状态，则输出 电压可以较早地收敛于目标值。
第一实施例的示例性变化
在第一实施例中，选择并由此确定了与电抗器电流的三状态中的 一种相对应的死区时间校正值。然而，当电抗器的电流瞬变从一种状 态变化到不同的状态时，对于电压可控性来说仍然存在改进的空间。
更具体地，如果电抗器的电流从状态A变化到状态B并随后变化 到状态C，如图5所示，在获得稳定的输出电压之前，当状态A切换 到状态B时突然地瞬时切换死区时间校正值可能会导致需要时间。
图11示出了当电抗器电流为负时电抗器电流与死区时间校正值之 间的关系。
图12示出了当电抗器电流为正时电抗器电流与死区时间校正值之 间的关系。
如果在一个周期中电抗器的电流具有最大值Imax＜0，则如图11 所示，对于Imax＜-I1的范围来说，死区时间校正值ΔT被固定为-Tdt， 以及对于-I1＜Imax＜0的范围来说，死区时间校正值ΔT从-Tdt逐渐变化 到0。
相对地，如果在一个周期中电抗器的电流具有最小值Imin＞0，则 如图12所示，对于Imin＞I2的范围来说，死区时间校正值ΔT被固定为 +Tdt，以及对于0＜Imin＜I2的范围来说，死区时间校正值ΔT从0逐渐 变化到+Tdt。
换言之，在图2中，DC/DC转换器30包括电抗器L；IGBT器件 TR3，其响应于第一激活信号GUP而操作，以将逆变器的第一电源节 点与电抗器L的一端相联接；IGBT器件TR4，其响应于第二激活信号 GUN而操作，以将接地节点与电抗器L的一端相联接；死区时间产生 单元37；以及DC-CPU31。
死区时间产生单元37响应于占空比的基准信号GATEBA而操作， 以输出第一和第二激活信号GUP和GUN，其具有与死区时间相对应的 无效时间周期，该死区时间防止IGBT器件Tr3和Tr4二者导通。 DC-CPU31根据流过电抗器L的电抗器的电流值IL来校正临时的占空 比，并输出基准信号GATEBA，其中基于电压控制值Vfcr计算该临时 的占空比。DC-CPU31将电抗器的电流值IL与三种状态相关联，以及 当电抗器的电流值趋近状态转变处的值时，DC-CPU31根据如图11和 12所示的映射逐渐地切换校正值。
因此，当电抗器的电流瞬变从一种状态变化到不同状态时，具有 由死区时间校正值校正的占空比的基准信号GATEBA还允许了平稳的 电压控制。
第二实施例
在第二实施例中，DC-CPU31被替换为DC-CPU31A。
图13示出了在第二实施例中代替图2的DC-CPU31的 DC-CPU31A的结构框图。
参考图13，DC-CPU31A包括操作单元72，其计算逆变器电压值 VINV与电压控制值Vfcr之间的差ΔVfc；处理单元74，求差ΔVfc的微 分；操作单元76，其用导数项增益KdV乘以处理单元74的输出；处 理单元80，其对差ΔVfc进行积分；操作单元82A，其用处理单元80 的输出乘以积分项增益KiV；操作单元78，其用差ΔVfc乘以平均比例 项KpV；以及操作单元84，其计算操作单元76，82A以及84的输出 的和。操作单元84输出和信号Vfc。操作单元82A从图2的电流传感 器SE接收电抗器的电流值IL，判断其具有图5的状态A-C中的哪一 种，并且增加/减少该积分项增益从而与所判断的状态相对应。
DC-CPU31A进一步包括前馈处理单元86，接收电压控制信号Vfcr 以及电池的电压值VB，并且计算且输出Vfcr/(VB+Vfcr)作为电压值 Vfcreq，加法处理单元88A将电压值Vfc与电压值Vfcreq相加，以输 出电压值V1A，以及PWM处理单元92接收电压值V1A并输出基准信 号GATEBA。
PWM处理单元92将信号GATEBA输出到图2的缓存器32和逆 变缓存器36，该信号GATEBA表明用作开关参考的时间，其与作为加 法处理单元88A所提供的加法结果而提供的电压值V1A相对应。
图14示出了DC-CPU31A执行处理的结构的流程图。当控制的主 程序执行每一段预定的时间或者每当产生了预定条件时，就调用该程 序。
参考图14，当程序开始时，最初在步骤S11处，DC-CPU31A从 图2的电流传感器SE的输出获得电抗器的电流值IL，并且检测当前电 抗器的电流具有图5的状态A-C中的哪一种。
更具体地，当电流值IL在一个周期中增加/减少时，观察其峰值。 如果Imax＜0，则判断电抗器的电流具有状态A。如果Imin＞0，则判断 电抗器的电流具有状态C。如果Imin＜0＜Imax，则判断电抗器的电流具 有状态B。
随后在步骤S12处，判断电抗器的电流IL是否具有与其紧邻之前 采样时获得的状态不同的状态。更具体地，在图5的状态A-C中，检 测是否有A→B，B→C或C→B，B→A的状态转变出现。
在步骤S12处，如果电抗器的电流具有变化的状态，则该程序前 进至步骤S13，且在预定时间段内增加/减小积分项增益，由于当施加 了PID控制时，积分项增益受到了与死区时间相对应的量的占空比校 正，且因此，先前当检测到电抗器电流的变化状态时，立即将积分项 增益与电抗器电流的变化状态相匹配。
图15示出了切换积分项增益的实例。
参考图15，横轴表示与电抗器电流的状态相对应的电池电流。纵 轴表示校正过的积分项增益。当电池电流为负时，即，当对电池进行 充电时，积分项增益为-60V。当电池电流为正时，即，当对电池进行 放电时，积分项增益为+30V。当电池电流大约为0时，积分项增益是 -10V。
注意，如图5所示，当电池电流为正时，电抗器的电流具有与状 态C相对应的状态，而如图5所示，当电池电流为负时，电抗器的电 流具有与状态A相对应的状态，以及当电池电流大约为0时，电抗器 的电流具有与状态B相对应的状态。同样地，即使电抗器L未配置有 电流传感器SE，观测电池电流IB使得能够总体地控制占空比的校正。
再次参考图14，当步骤S13结束时，该程序前进至步骤S14。如 果在步骤S12处没有检测到电抗器电流的变化状态，则该程序也前进 至步骤S14。
在步骤S14处，开始对前馈项(FF项)和反馈项(FB项)进行 计算。通过计算Vfcr/(VB+Vfcr)从而获得FF项。通过对电压控制值Vfcr 和逆变器电压值VINV之间的差ΔVfc执行PID程序从而获得FB项。 根据需要，PID程序具有增加/减小的积分项增益。随后，对FF项+FB 项进行计算以获得图13的电压值V1A，以及获得了与电压值V1A相 对应的占空比的基准信号GATEBA。
当步骤S14完成时，程序前进至步骤S15，控制回到主程序。如 果电抗器的电流具有变化状态，则上述程序允许输出电压快速地收敛 到目标值。
应当理解，此处公开的实施例在任何方面都是说明性的而非限制 性的。本发明的保护范围由权利要求书的权项限定，而不是由以上说 明书限定的，且意图是包括任何落入权利要求书的权项范围内的变形 以及等同物。