△-∑调制装置和信号放大设备转让专利
申请号 : CN02803052.4
文献号 : CN100586026C
文献日 : 2010-01-27
发明人 : 增田稔彦 , 大粟一敦
申请人 : 索尼株式会社
摘要 :
本发明提供一种Δ-∑调制装置和信号放大设备，该信号放大设备适合于实施输入信号的Δ-∑调制以实施信号(S1)的脉冲宽度调制以获得PWM信号(S2)以通过放大器放大该PWM信号(S2)以提供预定幅值的信号(S3)，其中该信号放大设备包括提供在Δ-∑调制器(10)中用于校正量化器(103)的输出的校正电路(104)，该校正电路(104)安装(提供)在相对于自量化器(103)的输入侧的反馈回路中或者脉冲宽度调制器(11)直接之前以校正在放大器中产生的失真。此外，根据本发明的信号放大设备比较在输入上的PWM信号和在放大器的输出以校正在Δ-∑调制器(10)中提供的量化器(103)的输出以便根据上升时间差和下降时间差消除在放大器中产生的失真量，由此校正在放大器中产生的失真。
权利要求 :
1.一种信号放大设备，包括：
Δ-∑调制器，该Δ-∑调制器包括量化器和校正电路，通过该校 正电路校正该量化器的输出或量化误差以将它作为反馈信号反馈回输 入侧；
对从Δ-∑调制器输出的信号实施脉冲宽度调制的脉冲宽度调制 器；
放大从脉冲宽度调制器中输出的PWM信号以获得输出信号的放 大器，以及从PWM信号和输出信号中检测失真量的检测装置，由此校正电 路根据在检测装置中检测的失真量校正Δ-∑调制器的量化器的输出 或量化误差，其中检测装置包括：检测PWM信号的上升时间点和输 出信号的上升时间点之间的时间差的上升检测装置；检测PWM信号 的下降时间点和输出信号的下降时间点之间的时间差的下降检测装 置；以及从在上升检测装置中所检测的上升时间差和在下降检测装置 中检测的下降时间差计算失真量的计算装置。
2.如权利要求1所述的信号放大设备，其中校正电路包括校正表 以将与已经输送的量化器的输出或量化误差对应的校正输出作为反馈 信号输出，在该校正表中彼此关联地存储了量化器的输出或量化误差 和校正输出。
3.如权利要求1所述的信号放大设备，
其中检测装置包括将在计算装置中计算的失真量转换为预定的校 正值的转换装置，和其中校正电路将在转换装置中获得的校正值与量化器的输出或量 化误差相加或相减。
4.如权利要求1所述的信号放大设备，
其中检测装置包括：
将PWM信号转换为适合于上升检测装置和下降检测装置的信号 以将它输送给上升检测装置和下降检测装置的第一电平转换器；和将输出信号转换为适合于上升检测装置和下降检测装置的另一信 号以将它输送给上升检测装置和下降检测装置的第二电平转换器。
5.如权利要求1所述的信号放大设备，
其中检测装置包括在上升检测装置和/或下降检测装置的输入单 元中提供的并使在PWM信号和输出信号之间的时序相匹配的延迟电 路。
6.一种信号放大设备，包括：
Δ-∑调制器；
基于校正信号校正从该Δ-∑调制器中输出的信号的校正电路；
实施从校正电路中输出的信号的脉冲宽度调制的脉冲宽度调制 器；
放大从脉冲宽度调制器中输出的PWM信号以获得输出信号的放 大器，以及从PWM信号和输出信号中检测失真量以提供与所检测的失真量 相对应的校正信号的检测装置，其中检测装置包括：检测PWM信号 的上升时间点和输出信号的上升时间点之间的时间差的上升检测装 置；检测PWM信号的下降时间点和输出信号的下降时间点之间的时 间差的下降检测装置；以及从在上升检测装置中所检测的上升时间差 和在下降检测装置中检测的下降时间差计算失真量的计算装置，其中校正电路根据检测装置中检测的失真量校正连接到Δ-∑调 制器的后续级的电路产生的失真。
7.如权利要求6所述的信号放大设备，
其中校正电路包括校正表以将与所输送的Δ-∑调制器的输出对 应的校正输出输出给脉冲宽度调制器，在该校正表中彼此关联地存储 了Δ-∑调制器的输出和校正输出。
8.如权利要求6所述的信号放大设备，
其中检测装置包括将在计算装置中计算的失真量转换为预定的 校正值的转换装置，和其中校正电路将在转换装置中获得的校正信号与量化器的输出 相加或相减。
9.如权利要求6所述的信号放大设备，其中检测装置包括：将PWM信号转换为适合于上升检测装置和下降检测装置的信 号以将它输送给上升检测装置和下降检测装置的第一电平转换器；和将输出信号转换为适合于上升检测装置和下降检测装置的另一 信号以将它输送给上升检测装置和下降检测装置的第二电平转换器。
10.如权利要求6所述的信号放大设备，
其中检测装置包括在上升检测装置和/或下降检测装置的输入单 元中提供的并使在PWM信号和输出信号之间的时序相匹配的延迟电 路。
说明书 :
技术领域
本发明涉及对已经进行过采样的声频信号实施Δ-Σ调制的装 置，更具体地说涉及校正在通过放大器放大Δ-Σ调制信号时产生的 信号失真的Δ-Σ调制装置和包括这种Δ-Σ调制装置的信号放大设 备。
背景技术
迄今为止，作为改善声频信号的可听的频带的S/N比的方法，大 家都熟悉Δ-Σ调制系统。在这种Δ-Σ调制系统中，比如通过噪声 整形技术将16位或更多位的PCM数字信号转换为具有从一位到几位 的更少位数的量化信号以通过本地的几位的D/A转换器将它再现为模 拟信号。
在此，解释利用Δ-Σ调制系统的声频信号的再现。如附图1所 示，再现声频信号的再现设备9包括Δ-Σ调制器90、脉冲宽度调制 器91、开关模块92、LPF(低通滤波器)93和扬声器94。
如附图2所示，Δ-Σ调制器90包括向其输送声频信号的输入 端、在声频信号和延迟信号之间进行减法运算的减法器191、对减法 器191的输出进行积分的积分器192、将积分器192的输出量化为具 有更低的位数的数字信号的量化器193和将量化器193的输出S1延迟 一个时钟(量化器的操作时钟)以将它作为延迟信号输入给减法器191 的延迟电路194。在Δ-Σ调制器90中，产生发送的声频信号以使在 奈奎斯特((Nyquist)频带中的量化噪声更小，该奈奎斯特频带具有 高达输入声频信号的采样频率的一半的频率的频带，并且使比奈奎斯 特频带更高的频带中量化噪声更多。例如，输入声频信号是24位、采 样频率为768千赫兹(＝48千赫兹×16)的数字声频数据，输出声频信 号是6位、采样频率为768千赫兹的数字信号。输出声频信号S1输入 到脉冲宽度调制器91中。脉冲宽度调制器91实施输入声频信号的脉 冲宽度调制。
脉冲宽度调制的声频信号S2通过开关模块92放大为预定幅值的 脉冲信号，并通过LPF 93将可听的频带的声频信号从扬声器94输出。
由于以比输入电压例如20V至50V更高的电源电压普通地运行 开关模块92，因此在输出信号中发生失真。此外，输出信号也通过LPF 93或扬声器94的线圈对反电动势产生影响，因此得到理想的波形比 较困难。
如附图3所示，在上述的再现装置9中，通过开关模块92放大 的信号S3是这样的信号：相对于通过脉冲宽度调制器91已经进行脉 冲宽度调制的信号S2，在上升时延迟信号Trise，在下降时信号延迟 Tfall。结果，发生的问题是信号S2的脉冲宽度和信号S3的脉冲宽度 彼此不同。存在的问题是在信号S3的上升和下降中发生了衰减振荡 (ringing)，因此不能获得象信号S2的波形。
此外，在通过开关模块92放大的信号S3驱动扬声器94的D类 放大器中，由于信号S3的失真导致了声频信号本身的失真，因此从扬 声器94中输出这种失真，存在的问题是声频特性比如失真比率和/或 S/N比率等变差。
为了消除这种失真，提出了如在日本专利申请No.214259/1997 出版物中描述的D类功率放大器。在这种D类放大器中，抑制了通过 在功率开关中产生的电源波动引起的波形失真和/或通过过冲或衰减 振荡引起的波形失真等。
这类D放大器包括如上文所描述的Δ-Σ调制单元、对Δ-Σ调 制单元的输出信号进行功率放大的功率开关、用于平滑功率开关的输 出的第一LPF、延迟Δ-Σ调制单元的输出信号的延迟器、衰减功率 开关的输出信号的幅值的衰减器、计算在延迟器的输出信号和衰减器 的输出信号之间的差值的加法器、平滑加法器的输出信号的第二LPF 和基于第二LPF的输出信号选择量化器的参考电平的选择器电路。在 Δ-Σ调制单元中将输入信号转换为二进制信号。在功率开关中功率 放大二进制信号并在第一LPF中平滑。由此将所获得的信号输送给负 载。在另一方面，延迟器延迟Δ-Σ调制单元的输出。衰减器衰减等 于延迟器的输出信号的幅值的功率开关的输出信号的幅值。此外，加 法器计算在延迟器的输出信号和衰减器的输出信号之间的差值以在第 二LPF中平滑它，由此检测在功率开关中产生的波形失真。选择器电 路根据这种波形失真量选择1位量化器的参考电平。结果，Δ-Σ调 制单元将输入信号转换为二进制信号以消除波形失真。这样，消除了 波形失真。
由于在上述的出版物中描述的D类功率放大器用于改变量化器 的参考电平，在高电平信号输入到量化器中的情况下，存在的问题是 信号被削波。此外，在D类功率放大器中，在输入到量化器中的信号 的电平被抑制到更低以不造成削波时，存在的问题是S/N变差。
此外，在适合于通过开关模块放大的信号驱动扬声器的D类放大 器中，由于信号失真造成了声频信号的失真，因此它从扬声器中输出， 存在的问题是声频特性比如失真率和/或S/N率等变差。
在此，解释利用Δ-Σ调制系统的声频信号的再现。如附图1所 示，再现声频信号的再现设备9包括Δ-Σ调制器90、脉冲宽度调制 器91、开关模块92、LPF(低通滤波器)93和扬声器94。
如附图2所示，Δ-Σ调制器90包括向其输送声频信号的输入 端、在声频信号和延迟信号之间进行减法运算的减法器191、对减法 器191的输出进行积分的积分器192、将积分器192的输出量化为具 有更低的位数的数字信号的量化器193和将量化器193的输出S1延迟 一个时钟(量化器的操作时钟)以将它作为延迟信号输入给减法器191 的延迟电路194。在Δ-Σ调制器90中，产生发送的声频信号以使在 奈奎斯特((Nyquist)频带中的量化噪声更小，该奈奎斯特频带具有 高达输入声频信号的采样频率的一半的频率的频带，并且使比奈奎斯 特频带更高的频带中量化噪声更多。例如，输入声频信号是24位、采 样频率为768千赫兹(＝48千赫兹×16)的数字声频数据，输出声频信 号是6位、采样频率为768千赫兹的数字信号。输出声频信号S1输入 到脉冲宽度调制器91中。脉冲宽度调制器91实施输入声频信号的脉 冲宽度调制。
脉冲宽度调制的声频信号S2通过开关模块92放大为预定幅值的 脉冲信号，并通过LPF 93将可听的频带的声频信号从扬声器94输出。
由于以比输入电压例如20V至50V更高的电源电压普通地运行 开关模块92，因此在输出信号中发生失真。此外，输出信号也通过LPF 93或扬声器94的线圈对反电动势产生影响，因此得到理想的波形比 较困难。
如附图3所示，在上述的再现装置9中，通过开关模块92放大 的信号S3是这样的信号：相对于通过脉冲宽度调制器91已经进行脉 冲宽度调制的信号S2，在上升时延迟信号Trise，在下降时信号延迟 Tfall。结果，发生的问题是信号S2的脉冲宽度和信号S3的脉冲宽度 彼此不同。存在的问题是在信号S3的上升和下降中发生了衰减振荡 (ringing)，因此不能获得象信号S2的波形。
此外，在通过开关模块92放大的信号S3驱动扬声器94的D类 放大器中，由于信号S3的失真导致了声频信号本身的失真，因此从扬 声器94中输出这种失真，存在的问题是声频特性比如失真比率和/或 S/N比率等变差。
为了消除这种失真，提出了如在日本专利申请No.214259/1997 出版物中描述的D类功率放大器。在这种D类放大器中，抑制了通过 在功率开关中产生的电源波动引起的波形失真和/或通过过冲或衰减 振荡引起的波形失真等。
这类D放大器包括如上文所描述的Δ-Σ调制单元、对Δ-Σ调 制单元的输出信号进行功率放大的功率开关、用于平滑功率开关的输 出的第一LPF、延迟Δ-Σ调制单元的输出信号的延迟器、衰减功率 开关的输出信号的幅值的衰减器、计算在延迟器的输出信号和衰减器 的输出信号之间的差值的加法器、平滑加法器的输出信号的第二LPF 和基于第二LPF的输出信号选择量化器的参考电平的选择器电路。在 Δ-Σ调制单元中将输入信号转换为二进制信号。在功率开关中功率 放大二进制信号并在第一LPF中平滑。由此将所获得的信号输送给负 载。在另一方面，延迟器延迟Δ-Σ调制单元的输出。衰减器衰减等 于延迟器的输出信号的幅值的功率开关的输出信号的幅值。此外，加 法器计算在延迟器的输出信号和衰减器的输出信号之间的差值以在第 二LPF中平滑它，由此检测在功率开关中产生的波形失真。选择器电 路根据这种波形失真量选择1位量化器的参考电平。结果，Δ-Σ调 制单元将输入信号转换为二进制信号以消除波形失真。这样，消除了 波形失真。
由于在上述的出版物中描述的D类功率放大器用于改变量化器 的参考电平，在高电平信号输入到量化器中的情况下，存在的问题是 信号被削波。此外，在D类功率放大器中，在输入到量化器中的信号 的电平被抑制到更低以不造成削波时，存在的问题是S/N变差。
此外，在适合于通过开关模块放大的信号驱动扬声器的D类放大 器中，由于信号失真造成了声频信号的失真，因此它从扬声器中输出， 存在的问题是声频特性比如失真率和/或S/N率等变差。
发明内容
本发明的一个目的是提供一种能够解决如上文所描述的常规设 备的问题的新颖的Δ-Σ调制装置和新颖的信号放大设备。
本发明的另一目的是提供一种事先校正在开关模块中产生的失 真的Δ-Σ调制装置和使用这种Δ-Σ调制装置的信号放大设备。
本发明的进一步的目的是提供通过反馈电路事先校正在开关模 块中产生的失真的信号放大设备。
为实现上述的目的提出的根据本发明的Δ-Σ调制装置是这样 的一种Δ-Σ调制装置，其包括量化器并运行以将这个量化器的输出 或量化误差反馈回到输入侧作为反馈信号，该Δ-Σ调制装置包括校 正电路以校正量化器的输出信号或量化误差以允许它成为反馈信号， 由此通过校正电路校正通过连接到这个Δ-Σ调制装置的后续级的电 路产生的失真。
根据本发明的Δ-Σ调制装置安装(提供)校正电路，该校正电 路校正连接到这个Δ-Σ调制装置的后续级的电路在从量化器朝输入 侧的输出或量化误差的反馈回路中产生的失真，以事先校正连接到这 个Δ-Σ调制装置的后续级的电路产生的失真。
根据本发明的另一Δ-Σ调制装置是这样的一种Δ-Σ调制装 置，其包括量化器并运行以将这个量化器的输出或量化误差作为反馈 信号反馈到输入侧，该Δ-Σ调制装置包括校正这个量化器的输出信 号的校正电路以将它输送给连接到这个Δ-Σ调制装置的后续级的电 路，由此通过这个校正电路校正由后续级的电路产生的失真。
这个Δ-Σ调制装置安装(提供)校正电路，校正连接到这个Δ -Σ调制装置的后续级的电路在量化器和连接到该后续级的电路之间 产生的失真，以事先校正连接到这个Δ-Σ调制装置的后续级的电路 产生的失真。
为实现上述目的提出的根据本发明的信号放大设备包括：Δ-Σ 调制器，该Δ-Σ调制器包括量化器和校正电路，通过该校正电路校 正这个量化器的输出或量化误差以将它作为反馈信号反馈回输入侧； 实施从Δ-Σ调制器输出的信号的脉冲宽度调制的脉冲宽度调制器； 放大从脉冲宽度调制器中输出的PWM(脉冲宽度调制)信号以获得 输出信号的放大器；在放大器中从PWM信号和输出信号中检测失真 量的检测装置；以及根据在检测装置中检测的失真量校正Δ-Σ调制 器的量化器的输出以允许将它作为反馈信号的校正电路。
这个信号放大设备运行以通过检测装置比较输入到放大器的信 号和由此输出的信号以检测这些信号的上升时间差和下降时间差，由 此从已经检测的上升时间差和下降时间差中计算通过连接到放大器的 后续级的电路的特性在放大器输出中产生的失真量，以将这个计算的 失真量反馈回Δ-Σ调制器。
根据本发明的另一信号放大设备包括：Δ-Σ调制器，基于该校 正信号校正从该Δ-Σ调制器输出的信号的校正电路；实施从校正电 路中输出的信号的脉冲宽度调制的脉冲宽度调制器，放大从脉冲宽度 调制器中输出的PWM(脉冲宽度调制)信号以获得输出信号的放大 器；以及在放大器中从PWM信号和输出信号中检测失真量以提供对 应于检测的失真量的校正信号的检测装置。
这个信号放大设备运行以通过检测装置比较输入到放大器的信 号和由此输出的信号以检测这些信号的上升时间差和下降时间差，由 此从已经检测的上升时间差和下降时间差中计算通过连接到放大器的 后续级的电路的特性在放大器输出中产生的失真量，以将对应于这个 计算的失真量的反馈信号反馈回校正电路。
通过下文参考附图给出的实施例可以更加清楚通过本发明获得 的本发明的进一步的目的和实际的优点。
本发明的另一目的是提供一种事先校正在开关模块中产生的失 真的Δ-Σ调制装置和使用这种Δ-Σ调制装置的信号放大设备。
本发明的进一步的目的是提供通过反馈电路事先校正在开关模 块中产生的失真的信号放大设备。
为实现上述的目的提出的根据本发明的Δ-Σ调制装置是这样 的一种Δ-Σ调制装置，其包括量化器并运行以将这个量化器的输出 或量化误差反馈回到输入侧作为反馈信号，该Δ-Σ调制装置包括校 正电路以校正量化器的输出信号或量化误差以允许它成为反馈信号， 由此通过校正电路校正通过连接到这个Δ-Σ调制装置的后续级的电 路产生的失真。
根据本发明的Δ-Σ调制装置安装(提供)校正电路，该校正电 路校正连接到这个Δ-Σ调制装置的后续级的电路在从量化器朝输入 侧的输出或量化误差的反馈回路中产生的失真，以事先校正连接到这 个Δ-Σ调制装置的后续级的电路产生的失真。
根据本发明的另一Δ-Σ调制装置是这样的一种Δ-Σ调制装 置，其包括量化器并运行以将这个量化器的输出或量化误差作为反馈 信号反馈到输入侧，该Δ-Σ调制装置包括校正这个量化器的输出信 号的校正电路以将它输送给连接到这个Δ-Σ调制装置的后续级的电 路，由此通过这个校正电路校正由后续级的电路产生的失真。
这个Δ-Σ调制装置安装(提供)校正电路，校正连接到这个Δ -Σ调制装置的后续级的电路在量化器和连接到该后续级的电路之间 产生的失真，以事先校正连接到这个Δ-Σ调制装置的后续级的电路 产生的失真。
为实现上述目的提出的根据本发明的信号放大设备包括：Δ-Σ 调制器，该Δ-Σ调制器包括量化器和校正电路，通过该校正电路校 正这个量化器的输出或量化误差以将它作为反馈信号反馈回输入侧； 实施从Δ-Σ调制器输出的信号的脉冲宽度调制的脉冲宽度调制器； 放大从脉冲宽度调制器中输出的PWM(脉冲宽度调制)信号以获得 输出信号的放大器；在放大器中从PWM信号和输出信号中检测失真 量的检测装置；以及根据在检测装置中检测的失真量校正Δ-Σ调制 器的量化器的输出以允许将它作为反馈信号的校正电路。
这个信号放大设备运行以通过检测装置比较输入到放大器的信 号和由此输出的信号以检测这些信号的上升时间差和下降时间差，由 此从已经检测的上升时间差和下降时间差中计算通过连接到放大器的 后续级的电路的特性在放大器输出中产生的失真量，以将这个计算的 失真量反馈回Δ-Σ调制器。
根据本发明的另一信号放大设备包括：Δ-Σ调制器，基于该校 正信号校正从该Δ-Σ调制器输出的信号的校正电路；实施从校正电 路中输出的信号的脉冲宽度调制的脉冲宽度调制器，放大从脉冲宽度 调制器中输出的PWM(脉冲宽度调制)信号以获得输出信号的放大 器；以及在放大器中从PWM信号和输出信号中检测失真量以提供对 应于检测的失真量的校正信号的检测装置。
这个信号放大设备运行以通过检测装置比较输入到放大器的信 号和由此输出的信号以检测这些信号的上升时间差和下降时间差，由 此从已经检测的上升时间差和下降时间差中计算通过连接到放大器的 后续级的电路的特性在放大器输出中产生的失真量，以将对应于这个 计算的失真量的反馈信号反馈回校正电路。
通过下文参考附图给出的实施例可以更加清楚通过本发明获得 的本发明的进一步的目的和实际的优点。
附图说明
附图1所示为再现声频信号的再现设备的方块图。
附图2所示为Δ-Σ调制器的方块图。
附图3所示为脉冲宽度调制信号和在开关模块12上放大的信号 的波形图。
附图4所示为本发明应用的放大声频信号的D类功率放大设备的 方块图。
附图5所示为本发明所应用的D类功率放大设备的第一Δ-Σ调 制器的方块图。
附图6所示为本发明所应用的D类功率放大设备具有的校正电路 的校正表。
附图7所示为本发明所应用的D类功率放大设备具有的第二Δ-Σ 调制器的方块图。
附图8所示为本发明所应用的通过BTL连接放大声频信号的D 类功率放大设备的方块图。
附图9所示为本发明所应用的通过BTL连接的D类功率放大设 备具有的第一Δ-Σ调制器的方块图。
附图10所示为通过使第二开关模块衰减振荡影响第一开关模块 时的波形图。
附图11所示为本发明所应用的通过BTL连接的D类功率放大设 备具有的第二Δ-Σ调制器的方块图。
附图12所示为本发明所应用的放大声频信号的D类功率放大设 备的方块图。
附图13所示为本发明所应用的D类功率放大设备具有的第三Δ- Σ调制器的方块图。
附图14所示为本发明所应用的D类功率放大设备具有的第四Δ- Σ调制器的方块图。
附图15所示为脉冲宽度调制信号的波形、通过开关模块放大的 信号的波形、通过上升分量的差产生的波形、通过下降分量的差产生 的波形、反向输出波形和清除信号的波形。
附图16所示为本发明所应用的放大声频信号的D类功率放大设 备的方块图。
附图17所示为本发明所应用的D类功率放大器具有的第五Δ- Σ调制器的方块图。
附图18所示为本发明所应用的D类功率放大器具有的第六Δ- Σ调制器的方块图。
附图2所示为Δ-Σ调制器的方块图。
附图3所示为脉冲宽度调制信号和在开关模块12上放大的信号 的波形图。
附图4所示为本发明应用的放大声频信号的D类功率放大设备的 方块图。
附图5所示为本发明所应用的D类功率放大设备的第一Δ-Σ调 制器的方块图。
附图6所示为本发明所应用的D类功率放大设备具有的校正电路 的校正表。
附图7所示为本发明所应用的D类功率放大设备具有的第二Δ-Σ 调制器的方块图。
附图8所示为本发明所应用的通过BTL连接放大声频信号的D 类功率放大设备的方块图。
附图9所示为本发明所应用的通过BTL连接的D类功率放大设 备具有的第一Δ-Σ调制器的方块图。
附图10所示为通过使第二开关模块衰减振荡影响第一开关模块 时的波形图。
附图11所示为本发明所应用的通过BTL连接的D类功率放大设 备具有的第二Δ-Σ调制器的方块图。
附图12所示为本发明所应用的放大声频信号的D类功率放大设 备的方块图。
附图13所示为本发明所应用的D类功率放大设备具有的第三Δ- Σ调制器的方块图。
附图14所示为本发明所应用的D类功率放大设备具有的第四Δ- Σ调制器的方块图。
附图15所示为脉冲宽度调制信号的波形、通过开关模块放大的 信号的波形、通过上升分量的差产生的波形、通过下降分量的差产生 的波形、反向输出波形和清除信号的波形。
附图16所示为本发明所应用的放大声频信号的D类功率放大设 备的方块图。
附图17所示为本发明所应用的D类功率放大器具有的第五Δ- Σ调制器的方块图。
附图18所示为本发明所应用的D类功率放大器具有的第六Δ- Σ调制器的方块图。
具体实施方式
现在参考附图描述根据本发明的Δ-Σ调制装置和信号放大设 备的实施例。
首先，通过应用于D类功率放大设备的本发明的实例进行解释。
如附图4所示，本发明所应用的D类功率放大设备1包括实施声 频信号的Δ-Σ调制的Δ-Σ调制器10、实施Δ-Σ调制信号的PWM (脉冲宽度调制)的脉冲宽度调制器11、将PWM(脉冲宽度调制) 信号S2放大为预定幅值的信号的开关模块12和对放大为具有预定幅 值的信号S3实施滤波处理以消除高频带的频率分量的LPF(低通滤 波器)13。通过LPF 13已经消除了高频带的频率分量的信号输送给扬 声器14。因此，再现了可听的频段的声频信号。
在此，描述Δ-Σ调制方法。在采样信号的情况下，模拟信号的 最大频率f0的两倍的值是奈奎斯特频率2f0。在通过小于这个奈奎斯特 频率2f0的采样频率fs实施采样时，输出高于fs/2的频率分量的频谱， 在这种情况下朝fs/2的低频侧产生混叠。这称为混叠失真或混叠噪声。 在输入信号输入给积分器以通过量化器将该输出转换为较少位数的位 流信号以将该信号反馈回积分器以将一类负反馈信号施加到其中时， 积分器的输入是在输入信号和已经进行数字转换的信号之间的误差， 以及提供数字输出以使误差变为等于零。这种调制方法称为Δ-Σ调 制方法。在环路内的积分器具有噪声整形的作用(功能)以对更高的 频带去除量化噪声。随着积分器的等级越高该作用越大。随着量化器 的采样频率越高转换精度变得越高。为此，在许多情况下综合使用过 采样技术。
在Δ-Σ调制方法中，可以简单地实施预处理(抗混叠)以防止 这种混叠失真。在输入信号的最大频率f0和采样频率fs彼此接近的情 况下，要求预处理电路(抗混叠滤波器)以使特征锐化。由于这种模 拟滤波器实现起来比较困难，因此对信号的不良影响也不小。考虑到 这些问题，在以高于基本采样频率fs的频率实施量化时，奈奎斯特频 率2f0也平移到更高的频带。因此，可以使用柔和的特征的模拟滤波器， 对信号的影响也可以减小。因此，通过预定的时间间隔将大于奈奎斯 特频率2f0的信号分量消除到最小的数据。因此，在Δ-Σ调制方法中， 可以消除更高频率分量的信号而不会对信号产生不良的影响。
在Δ-Σ调制方法中，消除了更高频率分量的信号，因此可以将 其转换为比输入数据的量化位更少的位数的数据。此外，由于结合噪 声整形的作用，还可以进一步减小量化位数。
注意，Δ-Σ调制方法也可以应用于在实施D/A转换的情况中或 实施A/D转换的情况中。在实施D/A转换的情况下，Δ-Σ调制器10 可以整个地由数字电路组成，并使减法器和/或积分器等为数字电路。
在通过Δ-Σ调制系统进行数据转换中，声频特性比如总的谐波 失真(在总谐波分量和信号之间的比率)和/或S/N比等都可以相对容 易地以较高的性能实现，以及例如通过噪声整形技术将16位或更多的 PCM数字信号转换为从1位到几位的较低位数的量化信号以通过几位 的本地转换器能够将它再现为所需的输出信号。
如附图5所示，适合于通过上述的Δ-Σ调制方法实施信号的Δ -Σ调制的Δ-Σ调制器10包括向其输入声频信号的输入端100、实 施在声频信号和延迟信号之间的减法的减法器101、对减法器101的 输出进行积分的积分器102、量化积分器102的输出以将其输出的量 化器103、在其中包括如在下文中描述的校正表106的校正电路104、 和延迟校正电路104的输出信号S4一个时钟(量化器103的操作时钟) 以将它作为延迟信号输入到减法器101的延迟电路107。例如，输入 声频信号是具有24位和768千赫兹(＝48千赫兹×16)的采样频率的 数字声频数据，输出声频信号是具有6位和768千赫兹的采样频率的 数字信号。
开关模块12是通过开关操作放大信号的放大器。开关模块12是 接通(ON)和切断(OFF)电源的开关电路。在开关模块12接通时， 输送最大的功率。在开关模块切断时，电源停止。在以相同的间隔重 复接通和切断操作时，获得一半的平均输出。如果接通时间较长，则 提供更大的输出。如果接通时间较短，则提供较小的输出。开关模块 12是利用通过接通和切断之间的比率获得平均输出的变化的放大器。 注意，开关模块12根据从脉冲宽度调制器11中输入的信号的脉冲宽 度的幅值控制开关的接通和切断之间的比率。
此外，由于开关模块12在比输入信号更高的电源电压下普通的 操作，因此在输出信号中产生了失真。此外，LPF 13也产生了失真。 在本发明中，在Δ-Σ调制器10中安装(提供)包括校正表106的校 正电路104以校正Δ-Σ调制输出以事先校正在Δ-Σ调制器10的后 续级中发生的失真，从而消除在脉冲宽度调制器11和开关模块中实施 放大所产生的失真，在该校正表106中考虑了产生失真的开关模块12 和LPF 13的特性。下文结合校正电路104所具有的校正表106进行解 释。
如附图5所示，校正电路104包括转换电路105和校正表106。 校正表106是这样的表：在脉冲信号S2的脉冲宽度T0和信号S3的 脉冲宽度T1彼此相差在开关模块12或LPF 13中产生的失真(在附 图3中所示并如前文在通过脉冲宽度调制器11在量化器103中将调制 信号S1量化为脉冲信号S2以通过开关模块12将脉冲信号S2放大为 预定幅值的信号S3的过程中所述)的情况下，信号S1转换为信号S4， 在该转换中考虑在开关模块12和LPF 13中产生的失真以使信号S3 的脉冲宽度T1产生脉冲宽度T0。
根据校正电路104的校正表106将量化器103的输出信号S1校 正为信号S4，并将其反馈回输入侧。例如，如附图6所示，在量化器 103的输出信号S1是对应于脉冲宽度调制器11的输出信号S2的脉冲 宽度t0的值y0的情况下，校正电路104的输出信号S4反馈回输入侧 作为对应于通过开关模块12放大为具有预定幅值的信号S3的脉冲宽 度t1的值y1。即，在Δ-Σ调制器10中，在输出对应于脉冲宽度t0 的值的同时假设在量化噪声的下一操作上输出对应于脉冲宽度t1的值 的前提下实施操作。
注意，校正电路104用于相对于某些输入信号确定预定的输出信 号，并通过组合的逻辑电路或存储器实现。在信号S1是6位的情况下， 校正表以64个字的存储器实现，转换电路105可以具有将信号S1的 值转换为这个存储器的参考地址的功能。在输入信号是模拟信号的情 况下，这个转换电路105可以由D/A转换构成。
比如扬声器14或者环境温度等因素也可能产生失真。由于从开 关模块12输出的信号也受到这种失真的影响，因此校正电路104可以 包括考虑比如扬声器14或者环境温度的情况的多个校正表以根据所 使用的环境实施在校正表之间的切换。附图5所示为从控制单元(未 示)中输送的控制信号SS以便通过该控制信号SS选择校正表的结构。
如附图7所示，作为另一实例，校正电路204可以安装(提供) 在量化器103和脉冲宽度调制器11之间。在这种情况下，由Δ-Σ调 制器210的减法器101、积分器102、量化器103和延迟电路107构成 的部分是普通的Δ-Σ调制电路。在校正电路204中提供的校正表206 与前文描述的校正表106的结构相同，但与输出信号S1对应的输出信 号S4的值不同。例如，在量化器103的输出信号S1是对应于脉冲宽 度调制器11的输出信号S2的脉冲宽度t0的值y0情况下，校正电路204 的输出信号S4作为这样的值输出：使通过开关模块12放大到预定的 幅值的信号S3的脉冲宽度t1等于t0。即，在Δ-Σ调制器210中， 在内部量化器103输出对应于脉冲宽度t0的值的同时，通过校正电路 204校正输出值以使开关模块12的输出信号S3的脉冲宽度通过其后 续的脉冲宽度调制器11变为t0。转换电路205与前述的转换电路105 类似地作用。类似地，还可以使用这样的结构：从控制单元(未示) 输送控制信号SS以通过控制信号SS选择多个控制表中的一个。
如上文所述的D类功率放大设备1将考虑了在开关模块12或 LPF 13中产生的失真的校正电路104或204安装(提供)在Δ-Σ调 制器10的量化器103和延迟电路107之间或者在Δ-Σ调制器210和 脉冲宽度调制器11之间，以通过校正电路在对从Δ-Σ调制器10或 210中输出的信号的脉冲宽度调制的过程中消除在校正电路中考虑的 在开关模块12或LPF 13中产生的失真，以通过开关模块12将脉冲宽 度调制的信号放大为预定幅值的信号，由此可以防止声频特性质量降 低。
在D类功率放大设备1中，由于在开关模块12、LPF 13和扬声 器14中产生的失真的影响受到了预期的控制，因此不需要插入检测 电路等，这种检测电路构成了在开关模块12、LPF 13和扬声器14之 间的噪声混合的原因。因此，可以容易地构造该系统。在D类功率放 大设备1中，由于开关模块12的失真通过数字信号处理通过预期的控 制进行补偿，因此不存在噪声比如电源波动等的影响。此外，因为通 过校正表进行预期控制，因此即使在较大的功率输出时进行校正的情 况下，仍然可以事先选择值以使Δ-Σ调制器10或210不振荡。
虽然在上文描述的第一实施例中已经描述了使用一阶Δ-Σ调 制器的实例，但是也可以使用更高阶的Δ-Σ调制器。本发明可以应 用于这种结构的Δ-Σ调制器中以在如下所描述的实例的情况下将量 化器的输入信号和输出信号之差(即量化误差)反馈回输入侧，这就 能够对量化器的输出信号或量化误差进行非常类似地校正。
然后，下文参考本发明的第二实施例结合附图进行详细地解释。
在本实例中，如附图8所示，本发明应用于通过BTL(桥路连接 负载)连接的D类功率放大设备2。
在此，解释功率放大器的连接形式。在功率放大器中，已有立体 声模式使用两个声道的普通的连接和单声道模式使用两个声道的BTL 连接。在BTL连接中，相位反相的信号输入到两个放大器以通过扬声 器合成它们。此外，在BTL连接中，仅仅分别使用扬声器端子的+侧。 通过使用BTL连接，极大地增加了输出信号以改善声音质量。
通过具有如上特征的BTL连接实现的D类功率放大设备2包括 实施声频信号的Δ-Σ调制的Δ-Σ调制器20、实施Δ-Σ调制信号 的脉冲宽度调制的脉冲宽度调制器21、放大脉冲宽度调制信号以使其 具有预定的幅值的第一开关模块22、对通过第一开关模块22放大为 预定幅值的信号进行滤波处理以消除更高频带的频率分量的第一LPF 23、放大脉冲宽度调制信号以使其具有预定的幅值的第二开关模块24、 和对通过第二开关模块24放大为预定幅值的信号进行滤波处理的第 二LPF 25。通过LPF 23和LPF 25已经消除了更高频带的频率分量的 信号输送给扬声器26，在扬声器26中实施信号的合成。
由于Δ-Σ调制方法是在前文所述的第一实施例中已经解释的 方法，因此省去了对其的详细描述。
如附图9所示，Δ-Σ调制器20包括向其输入声频信号的输入 端110、实施在声频信号和延迟信号之间的减法的减法器111、对减法 器111的输出进行积分的积分器112、量化积分器112的输出以将其 输出的量化器113、在其中包括如在下文中描述的校正表116的校正 电路114、和延迟校正电路114的输出信号一个时钟(量化器113的 操作时钟)以将它作为延迟信号输入到减法器111的延迟电路117。
由于第一开关模块22和第二开关模块24的操作类似于在前文描 述的第一实施例中已经解释的开关模块12的操作，因此在此省去了对 它们的详细描述。
由于D类功率放大设备2具有的第一开关模块22和第二开关模 块24在比输入信号更高的电源电压下普通地运行，因此在输出信号中 产生了失真。由于通过第一LPF 23和第二LPF 25线圈产生的反电动 势的影响在输出信号中产生了失真。在本发明中，包括校正表116的 校正电路114安装(提供)在Δ-Σ调制器20以便实施这种校正以事 先消除第一和第二开关模块22和24和第一和第二LPF 23和LPF 25 的失真，在该校正表116中考虑了产生失真的第一和第二开关模块22 和24和第一和第二LPF 23和LPF 25的特性。下文描述校正电路114 所具有的校正表。
在通过脉冲宽度调制器21在量化器113中量化的信号S5调制为 脉冲信号S6和脉冲信号S7以通过第一开关模块22将脉冲信号S6放 大为预定幅值的信号S8以通过第二开关模块24将脉冲信号S7放大为 预定幅值的信号S9的情况下，例如在信号S9中产生衰减振荡，如附 图10所示，通过这种衰减振荡影响第一开关模块22的操作。结果， 如附图10所示，改变下降时序以使脉冲宽度变化。由于脉冲宽度不同 于所需的值的缘故，除此上文所述之外，当然还存在这样的事实：在 前文参考附图3已经描述的相应的开关模块中的上升时间Trise和下降 时间Tfall分别彼此不同。在通过BTL连接形成的结构中，通过两个开 关模块的输出信号S8和S9的差动输出驱动扬声器26。即使在相应的 开关模块22、24的输出中产生了失真，结果也足够校正在第一开关模 块22和第二开关模块24之间的差动输出中的失真。考虑到上述情况， 校正电路114包括所考虑的将信号S5转换为信号S10的校正表116， 以使不会由于在这些开关模块22、24的输出信号S8和S9之间的差动 输出而产生失真。校正电路114用于相对于输入信号确定预定的输出 信号，并通过组合的电路或存储器实现它。例如，在输出信号是6位 的情况下，通过64个字的存储器实现校正表，并且转换电路115可以 具有将信号S5的值转换为这个存储器的参考地址的功能。在输入信号 是模拟信号的情况下，这种转换电路115可以由D/A转换器构成。
比如扬声器26或者环境温度等因素也可能产生失真。由于从第 一和第二开关模块22和24中输出的信号也受到这种失真的影响，因 此校正电路114可以包括多个校正表，在该校正表中考虑比如扬声器 26或者环境温度等的情况以根据所使用的环境实现在校正表之间的切 换。附图9所示为从控制单元(未示)中输送控制信号SS以便通过该 控制信号SS选择校正表的结构。
如附图11所示，作为进一步的实例，校正电路214可以安装(提 供)在量化器113和脉冲宽度调制器21之间。在这种情况下，由Δ- Σ调制器220的减法器111、积分器112、量化器113和延迟电路117 构成的部分是普通的Δ-Σ调制电路。在校正电路214中提供的校正 表216与前文描述的校正表116的结构相同，但与输出信号S5对应的 输出信号S10的值不同。例如，在量化器113的输出信号S5是对应于 脉冲宽度调制器21的输出信号S6和S7之间的差动输出脉冲宽度t0 的值y0的情况下，校正电路214的输出信号S10作为这样的值y2输出： 使通过开关模块22、24放大使其具有预定的幅值的信号S8和S9之间 的差动输出脉冲宽度t1等于t0。即，通过校正电路214Δ-Σ调制器 220校正输出值，以使在内部量化器113输出对应于脉冲宽度t0的值 的同时，开关模块22、24的输出信号S8和S9之间的差动输出脉冲宽 度通过其后续的脉冲宽度调制器21变为t0。转换电路215与前述的转 换电路115类似地作用。此外，类似地，还可以使用这样的结构：从 控制单元(未示)输送控制信号SS以通过该控制信号SS选择多个控 制表中的一个。
如上文所述的D类功率放大设备2适合于将考虑了在第一和第二 开关模块22和24或第一和第二LPF 23和25中产生的失真的校正电 路114或214安装(提供)在Δ-Σ调制器20的量化器113和延迟电 路117之间或者在Δ-Σ调制器220和脉冲宽度调制器21之间，以便 在通过脉冲宽度调制器21对从Δ-Σ调制器20或220中输出的信号 实施脉冲宽度调制以通过第一和第二开关模块22和24分别将脉冲宽 度调制信号放大为预定幅值的信号的过程中通过校正电路114或214 消除在所考虑的第一和第二开关模块22和24或第一和第二LPF 23 和25中产生的失真，由此使其能够防止声频特性质量降低。
在本实例的D类功率放大设备2中，由于在第一和第二开关模块 22和24、第一和第二LPF 23和25和扬声器26中产生的失真的影响 受到了预期的控制，因此不需要插入检测电路等，这种检测电路构成 了在第一和第二开关模块22和24、第一和第二LPF 23和25和扬声 器26之间噪声混合的原因。为此，可以容易地构造该系统。在D类 功率放大设备2中，由于第一和第二开关模块22和24的失真通过数 字信号处理通过预期的控制进行补偿，因此不存在噪声比如电源波动 等的影响。此外，因为通过校正表进行预期控制，因此即使在较大的 功率输出时进行校正的情况下，仍然可以事先选择值以使Δ-Σ调制 器20或220不振荡。
虽然在上文描述的第二实施例中已经描述了使用一阶Δ-Σ调 制器的实例，但是也可以使用更高阶的Δ-Σ调制器。本发明也可以 应用于这种结构的Δ-Σ调制器中以将量化器的输入信号和输出信号 之差(即量化误差)反馈回输入侧，如在下文所描述的实例的情况那 样。
然后，下文参考本发明的第三实施例结合附图进行详细地解释。 注意，相同的参考标号分别应用于与在前文描述的实施例中已经解释 的功能块具有类似的功能的功能块，并且省去对它们的详细描述。
本发明应用于例如在附图12中所示的D类功率放大设备3。
D类功率放大设备3包括实施声频信号的Δ-Σ调制的Δ-Σ调 制器30、实施Δ-Σ调制信号的脉冲宽度调制的脉冲宽度调制器31、 将脉冲宽度调制信号S2放大为预定的幅值的信号S3的开关模块32、 将脉冲宽度调制信号S2转换为预定的幅值的电压的第一电平转换器 33、将通过开关模块32放大使其具有预定幅值的信号S3转换为预定 幅值的电压的第二电平转换器34、检测第一电平转换器33的输出信 号S21和第二电平转换器34的输出信号S31的上升部分的时间差的上 升检测器35、检测第一电平转换器33的输出信号S21和第二电平转 换器34的输出信号S31的下降部分的时间差的下降检测器36、从上 升检测器35的输出信号S41和下降检测器36的输出信号S51中计算 失真量的计算单元37、和对通过开关模块32放大为预定幅值的信号 S3进行滤波处理以消除更高频带的频率分量的LPF 38。通过LPF 38 已经消除了高频带的频率分量的信号输送给扬声器39。因此，再现可 听的频带的声频信号。
如附图13所示，通过Δ-Σ调制方法对信号实施Δ-Σ调制的 Δ-Σ调制器30包括向其输入声频信号的输入端100、实施在声频信 号和延迟信号之间的减法的减法器101、对减法器101的输出进行积 分的积分器102、量化积分器102的输出以将其输出的量化器103、将 量化器103的输出信号S1和计算单元37的输出信号SC相加的加法 器108、和将加法器108的输出信号延迟一个时钟(量化器103的操 作时钟)以将它作为延迟信号输入到减法器101的延迟电路107。注 意，在需要将计算单元37的输出信号SC转换为相对于量化器103的 输出信号适合的值的情况下，设想在计算单元37和加法器108之间安 装(提供)校正电路，该校正电路校正计算单元37的输出信号SC 以 使它改变为相对于量化器103的输出信号适合的值。
作为进一步的实例，如附图14所示，可以使Δ-Σ调制器230 具有如下的结构：包括向其输送声频信号的输入端110、在声频信号 和延迟信号之间进行减法运算的减法器111、对减法器111的输出进 行量化的量化器113、实施减法器111的输出信号、量化器113的输 出信号和计算单元37的输出信号的加和/或减的加法器118、和将加法 器118的输出信号延迟一个时钟(量化器113的操作时钟)以将它作 为延迟信号输入给减法器111的延迟电路117。在这种加法器118中， 实施这种操作以根据量化器113的输入信号和输出信号之间的差值 (即量化误差)校正计算单元37的输出信号SC以将它输出给延迟电 路117。注意，在需要将计算单元37的输出信号SC转换为相对于量 化器113的输出信号适合的值的情况下，在计算单元37和加法器118 之间提供将计算单元37的输出信号SC校正为相对于量化器113的输 出信号适合的值的校正电路。
开关模块32是通过与前文在附图4中描述的开关模块12类似地 开关操作放大信号的放大器。由于开关模块32在相对于输入信号更高 的电源电压上普通地运行，因此在输出信号中产生了失真。此外，可 以认为如参考附图3所解释在开关模块中的上升时间Trise和下降时间 Tfall不同的事实也构成了脉冲宽度不同于所需的值的原因。比如LPF 38、扬声器39和环境温度等因素也可能产生失真。在D类功率放大 器3中，从脉冲宽度调制器31的输出信号S2的脉冲宽度和通过上述 原因使其产生失真的开关模块32的输出信号S3的脉冲宽度中检测脉 冲宽度差值以将校正信号SC反馈回Δ-Σ调制器30以实施校正以在 开关模块32实施放大中实现取消，在校正信号SC中考虑了比如开关 模块32、LPF 38、扬声器39和环境温度等的特性产生的上述的脉冲 宽度差值。
下文参考附图15描述反馈操作。
第一电平转换器33将脉冲宽度调制器31的输出信号S2转换为 适合于上升检测器35和下降检测器36的信号S21。第二电平转换器 34将开关模块32的输出信号S3转换为适合于上升检测器35和下降 检测器36的信号S31。上升检测器35比较信号S21的上升时间点和 信号S31的上升时间点以检测该差值(时间差)。如附图15所示，上 升检测器35从所检测的差值中产生信号S41以将它输送给计算单元 37。此外，下降检测器36比较信号S21的下降时间点和信号S31的 下降时间点以检测该差值(时间差)。下降检测器36从所检测的差值 中产生信号S51以将它输送给计算单元37。计算单元37基于从上升 检测器35输送的信号S41和从下降检测器36输送的信号S51的预定 的时钟信号产生计数器信号SC。该计数器信号SC指示对应于通过开 关模块32和LPF 38等的特性产生的失真量的值。计算单元37将计数器 信号SC输送给Δ-Σ调制器30的加法器108或者加法器118作为校 正信号。注意，在检测到如附图15所示的清除信号的情况下，使计数 器信号SC恢复为零。使输出清除信号的时序与Δ-Σ调制器30的操 作周期相同。
这样构造的D类功率放大设备3将由开关模块32、LPF 38和扬 声器39等的特性产生的失真量通过第一电平转换器33、第二电平转 换器34、上升检测器35、下降检测器36和计算单元37反馈给Δ-Σ 调制器30的加法器108或加法器118，以在通过脉冲宽度调制器31 对从Δ-Σ调制器30中输出的信号的脉冲宽度调制的过程中消除通 过反馈输入的由开关模块32、LPF 38和扬声器39等的特性产生的失 真量，以通过开关模块32将脉冲宽度调制信号放大为预定的幅值的信 号，由此可以防止声频特性的质量变差并不降低Δ-Σ调制处理的S/N 比。
注意，上升检测器35和下降检测器36可以直接处理脉冲宽度调 制器31的输出信号S2和开关模块32的输出信号S3，因此就不需要 第一和第二电平转换器33和34，延迟电路可以安装(提供)在第一 和第二电平转换器33和34的位置上以实现在信号S2和信号S3之间 的时序。
虽然在上文描述的第三实施例中已经描述了使用一阶Δ-Σ调 制器的实例，但是也可以使用更高阶的Δ-Σ调制器。
然后，参考附图结合本发明的第四实施例更详细地解释。
在本实例中，本发明应用于如在附图16中所示的D类功率放大 设备4。
D类功率放大设备4包括实施声频信号的Δ-Σ调制的Δ-Σ调 制器40、实施Δ-Σ调制信号和计算单元48的输出信号SC之间的减 法的减法器41、实施减法器41的输出信号的脉冲宽度调制的脉冲宽 度调制器42、将脉冲宽度调制信号S2放大为预定的幅值的信号S3的 开关模块43、将脉冲宽度调制信号S2转换为预定的幅值的电压的第 一电平转换器44、将通过开关模块43放大使其具有预定幅值的信号 S3转换为预定幅值的电压的第二电平转换器45、检测第一电平转换器 44的输出信号S21和第二电平转换器45的输出信号S31的相应的上 升时间点的差值(时间差)的上升检测器46、检测第一电平转换器44 的输出信号S21和第二电平转换器45的输出信号S31的下降时间点的 差值(时间差)的下降检测器47、从上升检测器46的输出信号S41 和下降检测器47的输出信号S51中计算对应于失真量的值的计算单元 48、和对通过开关模块43放大为预定幅值的信号S3进行滤波处理以 消除更高频带的频率分量的LPF 49。此外，通过LPF 49已经消除了 高频带的频率分量的信号输送给扬声器50。因此，再现可听的频带的 声频信号。
由于Δ-Σ调制方法是在前文所述的第一实施例中已经解释的 方法，因此省去了对其的详细描述。
如附图17所示，Δ-Σ调制器40包括向其输入声频信号的输入 端120、实施在声频信号和延迟信号之间的减法的减法器121、对减法 器121的输出进行积分的积分器122、量化积分器122的输出以将其 输出的量化器123、和延迟量化器123的输出信号S1一个时钟(量化 器123的操作时钟)以将它输入到减法器121作为延迟信号的延迟电 路124。量化器123的输出信号S1输送给减法器41。
注意，在需要将计算单元48的输出信号SC转换为相对于量化器 123的输出信号适合的值的情况下，在计算单元48和减法器41之间 安装(提供)校正电路，该校正电路将计算单元48的输出信号SC校 正为相对于量化器123的输出信号适合的值。
作为进一步的实例，如附图18所示，可以使Δ-Σ调制器240 具有如下的结构：包括向其输送声频信号的输入端130、在声频信号 和延迟信号之间进行减法运算的减法器131、对减法器131的输出进 行量化的量化器132、将减法器131的输出信号和量化器132的输出 信号相加的加法器133、和使加法器133的输出信号延迟一个时钟(量 化器132的操作时钟)以将它作为延迟信号输入给减法器131的延迟 电路134。
也是在本实例中，在需要将计算单元48的输出信号SC转换为 相对于量化器132的输出信号适合的值的情况下，在计算单元48和减 法器41之间安装(提供)校正电路，该校正电路将计算单元48的输 出信号SC校正为相对于量化器132的输出信号适合的值。
由于开关模块43的操作类似于在前文描述的第一实施例中解释 的开关模块12的操作，因此在此省去详细的解释。
由于D类功率放大设备4具有的开关模块43在相对于输入信号 更高的电源电压上普通地运行，因此在输出信号中产生了失真。此外， 可以认为如参考附图3所解释在开关模块中的上升时间Trise和下降时 间Tfall彼此不同的事实也构成了脉冲宽度不同于所需的值的原因。比 如LPF 49、扬声器50和环境温度等因素也可能产生失真。在D类功 率放大设备4中，从脉冲宽度调制器42的输出信号S2的脉冲宽度和 通过上述因素产生失真的开关模块43的输出信号S3的脉冲宽度中检 测这些脉冲宽度之间的差值(时间差)以将校正信号SC反馈回Δ-Σ 调制器40以实施在开关模块43实施放大中取消的校正，在校正信号 SC中考虑了比如开关模块43和LPF 49等的特性产生的上述的脉冲 宽度差值。下文描述反馈操作。
第一电平转换器44将脉冲宽度调制器42的输出信号S2转换为 适合于上升检测器46和下降检测器47的信号S21。第二电平转换器 45将开关模块43的输出信号S3转换为适合于上升检测器46和下降 检测器47的信号S31。上升检测器46比较信号S21的上升时间点和 信号S31的上升时间点以检测该差值(时间差)。上升检测器46从所 检测的差值中产生信号S41以将它输送给计算单元48。此外，下降检 测器47比较信号S21的下降时间点和信号S31的下降时间点以检测 该差值(时间差)。下降检测器47从所检测的差值中产生信号S51以 将它输送给计算单元48。计算单元48基于从已经输送的信号S41和 S51中的预定时钟信号产生计数器信号SC。该计数器信号SC指示对应于 通过开关模块43和LPF 49等的特性产生的失真量的值。计算单元48 将计数器信号SC输送给减法器41作为校正信号。注意，在计算单元 48检测到清除信号的情况下，使计数器信号SC恢复为零。使输出清 除信号的时序与Δ-Σ调制器40的操作周期相同。
这样构造的D类功率放大设备4将由开关模块43、LPF 39和扬 声器40等产生的失真量通过第一电平转换器44、第二电平转换器45、 上升检测器46、下降检测器47和计算单元48反馈给减法器41，以在 通过脉冲宽度调制器42对从减法器41中输出的信号的脉冲宽度调制 的过程中消除通过反馈已经输入的由开关模块43、LPF 39等中产生的 失真量，以通过开关模块43将脉冲宽度调制信号放大为预定的幅值的 信号，由此可以防止声频特性的质量变差并不降低Δ-Σ调制处理的 S/N比。
在上升检测器46和下降检测器47可以直接处理脉冲宽度调制器 42的输出信号S2和开关模块43的输出信号的情况下，就不需要第一 和第二电平转换器44和45。此外，延迟电路可以安装(提供)在第 一和第二电平转换器44和45的位置上以实现在信号S2和信号S3之 间的时序。
虽然在上文描述的第四实施例中已经描述了使用一阶Δ-Σ调 制器的实例，但是也可以使用更高阶的Δ-Σ调制器。
工业实用性
如上文详细地解释，在根据本发明的Δ-Σ调制装置中，包括考 虑了放大器和/或滤波器的特性的校正表的校正电路提供在Δ-Σ调 制器的量化器和延迟电路之间或在Δ-Σ调制器和脉冲宽度调制器之 间，由此在通过放大器将通过Δ-Σ调制器和脉冲宽度调制器调制的 信号放大为预定幅值的信号的过程中通过校正电路消除在所考虑的放 大器和/或滤波器中产生的失真以便能够防止声频特性的质量变差。
在根据本发明的信号放大设备中，使用这种方法从放大器的输入 信号和输出信号之间的差值中检测通过连接到脉冲宽度调制器的后续 级的电路的特性产生的失真，以将所检测的失真量反馈给Δ-Σ调制 器或减法器以在通过放大器将由Δ-Σ调制器和脉冲宽度调制器调制 的信号放大为预定幅值的信号的过程中消除已经反馈回的失真量。因 此，可以防止声频特性的质量变差且不降低Δ-Σ调制处理的S/N比。
首先，通过应用于D类功率放大设备的本发明的实例进行解释。
如附图4所示，本发明所应用的D类功率放大设备1包括实施声 频信号的Δ-Σ调制的Δ-Σ调制器10、实施Δ-Σ调制信号的PWM (脉冲宽度调制)的脉冲宽度调制器11、将PWM(脉冲宽度调制) 信号S2放大为预定幅值的信号的开关模块12和对放大为具有预定幅 值的信号S3实施滤波处理以消除高频带的频率分量的LPF(低通滤 波器)13。通过LPF 13已经消除了高频带的频率分量的信号输送给扬 声器14。因此，再现了可听的频段的声频信号。
在此，描述Δ-Σ调制方法。在采样信号的情况下，模拟信号的 最大频率f0的两倍的值是奈奎斯特频率2f0。在通过小于这个奈奎斯特 频率2f0的采样频率fs实施采样时，输出高于fs/2的频率分量的频谱， 在这种情况下朝fs/2的低频侧产生混叠。这称为混叠失真或混叠噪声。 在输入信号输入给积分器以通过量化器将该输出转换为较少位数的位 流信号以将该信号反馈回积分器以将一类负反馈信号施加到其中时， 积分器的输入是在输入信号和已经进行数字转换的信号之间的误差， 以及提供数字输出以使误差变为等于零。这种调制方法称为Δ-Σ调 制方法。在环路内的积分器具有噪声整形的作用(功能)以对更高的 频带去除量化噪声。随着积分器的等级越高该作用越大。随着量化器 的采样频率越高转换精度变得越高。为此，在许多情况下综合使用过 采样技术。
在Δ-Σ调制方法中，可以简单地实施预处理(抗混叠)以防止 这种混叠失真。在输入信号的最大频率f0和采样频率fs彼此接近的情 况下，要求预处理电路(抗混叠滤波器)以使特征锐化。由于这种模 拟滤波器实现起来比较困难，因此对信号的不良影响也不小。考虑到 这些问题，在以高于基本采样频率fs的频率实施量化时，奈奎斯特频 率2f0也平移到更高的频带。因此，可以使用柔和的特征的模拟滤波器， 对信号的影响也可以减小。因此，通过预定的时间间隔将大于奈奎斯 特频率2f0的信号分量消除到最小的数据。因此，在Δ-Σ调制方法中， 可以消除更高频率分量的信号而不会对信号产生不良的影响。
在Δ-Σ调制方法中，消除了更高频率分量的信号，因此可以将 其转换为比输入数据的量化位更少的位数的数据。此外，由于结合噪 声整形的作用，还可以进一步减小量化位数。
注意，Δ-Σ调制方法也可以应用于在实施D/A转换的情况中或 实施A/D转换的情况中。在实施D/A转换的情况下，Δ-Σ调制器10 可以整个地由数字电路组成，并使减法器和/或积分器等为数字电路。
在通过Δ-Σ调制系统进行数据转换中，声频特性比如总的谐波 失真(在总谐波分量和信号之间的比率)和/或S/N比等都可以相对容 易地以较高的性能实现，以及例如通过噪声整形技术将16位或更多的 PCM数字信号转换为从1位到几位的较低位数的量化信号以通过几位 的本地转换器能够将它再现为所需的输出信号。
如附图5所示，适合于通过上述的Δ-Σ调制方法实施信号的Δ -Σ调制的Δ-Σ调制器10包括向其输入声频信号的输入端100、实 施在声频信号和延迟信号之间的减法的减法器101、对减法器101的 输出进行积分的积分器102、量化积分器102的输出以将其输出的量 化器103、在其中包括如在下文中描述的校正表106的校正电路104、 和延迟校正电路104的输出信号S4一个时钟(量化器103的操作时钟) 以将它作为延迟信号输入到减法器101的延迟电路107。例如，输入 声频信号是具有24位和768千赫兹(＝48千赫兹×16)的采样频率的 数字声频数据，输出声频信号是具有6位和768千赫兹的采样频率的 数字信号。
开关模块12是通过开关操作放大信号的放大器。开关模块12是 接通(ON)和切断(OFF)电源的开关电路。在开关模块12接通时， 输送最大的功率。在开关模块切断时，电源停止。在以相同的间隔重 复接通和切断操作时，获得一半的平均输出。如果接通时间较长，则 提供更大的输出。如果接通时间较短，则提供较小的输出。开关模块 12是利用通过接通和切断之间的比率获得平均输出的变化的放大器。 注意，开关模块12根据从脉冲宽度调制器11中输入的信号的脉冲宽 度的幅值控制开关的接通和切断之间的比率。
此外，由于开关模块12在比输入信号更高的电源电压下普通的 操作，因此在输出信号中产生了失真。此外，LPF 13也产生了失真。 在本发明中，在Δ-Σ调制器10中安装(提供)包括校正表106的校 正电路104以校正Δ-Σ调制输出以事先校正在Δ-Σ调制器10的后 续级中发生的失真，从而消除在脉冲宽度调制器11和开关模块中实施 放大所产生的失真，在该校正表106中考虑了产生失真的开关模块12 和LPF 13的特性。下文结合校正电路104所具有的校正表106进行解 释。
如附图5所示，校正电路104包括转换电路105和校正表106。 校正表106是这样的表：在脉冲信号S2的脉冲宽度T0和信号S3的 脉冲宽度T1彼此相差在开关模块12或LPF 13中产生的失真(在附 图3中所示并如前文在通过脉冲宽度调制器11在量化器103中将调制 信号S1量化为脉冲信号S2以通过开关模块12将脉冲信号S2放大为 预定幅值的信号S3的过程中所述)的情况下，信号S1转换为信号S4， 在该转换中考虑在开关模块12和LPF 13中产生的失真以使信号S3 的脉冲宽度T1产生脉冲宽度T0。
根据校正电路104的校正表106将量化器103的输出信号S1校 正为信号S4，并将其反馈回输入侧。例如，如附图6所示，在量化器 103的输出信号S1是对应于脉冲宽度调制器11的输出信号S2的脉冲 宽度t0的值y0的情况下，校正电路104的输出信号S4反馈回输入侧 作为对应于通过开关模块12放大为具有预定幅值的信号S3的脉冲宽 度t1的值y1。即，在Δ-Σ调制器10中，在输出对应于脉冲宽度t0 的值的同时假设在量化噪声的下一操作上输出对应于脉冲宽度t1的值 的前提下实施操作。
注意，校正电路104用于相对于某些输入信号确定预定的输出信 号，并通过组合的逻辑电路或存储器实现。在信号S1是6位的情况下， 校正表以64个字的存储器实现，转换电路105可以具有将信号S1的 值转换为这个存储器的参考地址的功能。在输入信号是模拟信号的情 况下，这个转换电路105可以由D/A转换构成。
比如扬声器14或者环境温度等因素也可能产生失真。由于从开 关模块12输出的信号也受到这种失真的影响，因此校正电路104可以 包括考虑比如扬声器14或者环境温度的情况的多个校正表以根据所 使用的环境实施在校正表之间的切换。附图5所示为从控制单元(未 示)中输送的控制信号SS以便通过该控制信号SS选择校正表的结构。
如附图7所示，作为另一实例，校正电路204可以安装(提供) 在量化器103和脉冲宽度调制器11之间。在这种情况下，由Δ-Σ调 制器210的减法器101、积分器102、量化器103和延迟电路107构成 的部分是普通的Δ-Σ调制电路。在校正电路204中提供的校正表206 与前文描述的校正表106的结构相同，但与输出信号S1对应的输出信 号S4的值不同。例如，在量化器103的输出信号S1是对应于脉冲宽 度调制器11的输出信号S2的脉冲宽度t0的值y0情况下，校正电路204 的输出信号S4作为这样的值输出：使通过开关模块12放大到预定的 幅值的信号S3的脉冲宽度t1等于t0。即，在Δ-Σ调制器210中， 在内部量化器103输出对应于脉冲宽度t0的值的同时，通过校正电路 204校正输出值以使开关模块12的输出信号S3的脉冲宽度通过其后 续的脉冲宽度调制器11变为t0。转换电路205与前述的转换电路105 类似地作用。类似地，还可以使用这样的结构：从控制单元(未示) 输送控制信号SS以通过控制信号SS选择多个控制表中的一个。
如上文所述的D类功率放大设备1将考虑了在开关模块12或 LPF 13中产生的失真的校正电路104或204安装(提供)在Δ-Σ调 制器10的量化器103和延迟电路107之间或者在Δ-Σ调制器210和 脉冲宽度调制器11之间，以通过校正电路在对从Δ-Σ调制器10或 210中输出的信号的脉冲宽度调制的过程中消除在校正电路中考虑的 在开关模块12或LPF 13中产生的失真，以通过开关模块12将脉冲宽 度调制的信号放大为预定幅值的信号，由此可以防止声频特性质量降 低。
在D类功率放大设备1中，由于在开关模块12、LPF 13和扬声 器14中产生的失真的影响受到了预期的控制，因此不需要插入检测 电路等，这种检测电路构成了在开关模块12、LPF 13和扬声器14之 间的噪声混合的原因。因此，可以容易地构造该系统。在D类功率放 大设备1中，由于开关模块12的失真通过数字信号处理通过预期的控 制进行补偿，因此不存在噪声比如电源波动等的影响。此外，因为通 过校正表进行预期控制，因此即使在较大的功率输出时进行校正的情 况下，仍然可以事先选择值以使Δ-Σ调制器10或210不振荡。
虽然在上文描述的第一实施例中已经描述了使用一阶Δ-Σ调 制器的实例，但是也可以使用更高阶的Δ-Σ调制器。本发明可以应 用于这种结构的Δ-Σ调制器中以在如下所描述的实例的情况下将量 化器的输入信号和输出信号之差(即量化误差)反馈回输入侧，这就 能够对量化器的输出信号或量化误差进行非常类似地校正。
然后，下文参考本发明的第二实施例结合附图进行详细地解释。
在本实例中，如附图8所示，本发明应用于通过BTL(桥路连接 负载)连接的D类功率放大设备2。
在此，解释功率放大器的连接形式。在功率放大器中，已有立体 声模式使用两个声道的普通的连接和单声道模式使用两个声道的BTL 连接。在BTL连接中，相位反相的信号输入到两个放大器以通过扬声 器合成它们。此外，在BTL连接中，仅仅分别使用扬声器端子的+侧。 通过使用BTL连接，极大地增加了输出信号以改善声音质量。
通过具有如上特征的BTL连接实现的D类功率放大设备2包括 实施声频信号的Δ-Σ调制的Δ-Σ调制器20、实施Δ-Σ调制信号 的脉冲宽度调制的脉冲宽度调制器21、放大脉冲宽度调制信号以使其 具有预定的幅值的第一开关模块22、对通过第一开关模块22放大为 预定幅值的信号进行滤波处理以消除更高频带的频率分量的第一LPF 23、放大脉冲宽度调制信号以使其具有预定的幅值的第二开关模块24、 和对通过第二开关模块24放大为预定幅值的信号进行滤波处理的第 二LPF 25。通过LPF 23和LPF 25已经消除了更高频带的频率分量的 信号输送给扬声器26，在扬声器26中实施信号的合成。
由于Δ-Σ调制方法是在前文所述的第一实施例中已经解释的 方法，因此省去了对其的详细描述。
如附图9所示，Δ-Σ调制器20包括向其输入声频信号的输入 端110、实施在声频信号和延迟信号之间的减法的减法器111、对减法 器111的输出进行积分的积分器112、量化积分器112的输出以将其 输出的量化器113、在其中包括如在下文中描述的校正表116的校正 电路114、和延迟校正电路114的输出信号一个时钟(量化器113的 操作时钟)以将它作为延迟信号输入到减法器111的延迟电路117。
由于第一开关模块22和第二开关模块24的操作类似于在前文描 述的第一实施例中已经解释的开关模块12的操作，因此在此省去了对 它们的详细描述。
由于D类功率放大设备2具有的第一开关模块22和第二开关模 块24在比输入信号更高的电源电压下普通地运行，因此在输出信号中 产生了失真。由于通过第一LPF 23和第二LPF 25线圈产生的反电动 势的影响在输出信号中产生了失真。在本发明中，包括校正表116的 校正电路114安装(提供)在Δ-Σ调制器20以便实施这种校正以事 先消除第一和第二开关模块22和24和第一和第二LPF 23和LPF 25 的失真，在该校正表116中考虑了产生失真的第一和第二开关模块22 和24和第一和第二LPF 23和LPF 25的特性。下文描述校正电路114 所具有的校正表。
在通过脉冲宽度调制器21在量化器113中量化的信号S5调制为 脉冲信号S6和脉冲信号S7以通过第一开关模块22将脉冲信号S6放 大为预定幅值的信号S8以通过第二开关模块24将脉冲信号S7放大为 预定幅值的信号S9的情况下，例如在信号S9中产生衰减振荡，如附 图10所示，通过这种衰减振荡影响第一开关模块22的操作。结果， 如附图10所示，改变下降时序以使脉冲宽度变化。由于脉冲宽度不同 于所需的值的缘故，除此上文所述之外，当然还存在这样的事实：在 前文参考附图3已经描述的相应的开关模块中的上升时间Trise和下降 时间Tfall分别彼此不同。在通过BTL连接形成的结构中，通过两个开 关模块的输出信号S8和S9的差动输出驱动扬声器26。即使在相应的 开关模块22、24的输出中产生了失真，结果也足够校正在第一开关模 块22和第二开关模块24之间的差动输出中的失真。考虑到上述情况， 校正电路114包括所考虑的将信号S5转换为信号S10的校正表116， 以使不会由于在这些开关模块22、24的输出信号S8和S9之间的差动 输出而产生失真。校正电路114用于相对于输入信号确定预定的输出 信号，并通过组合的电路或存储器实现它。例如，在输出信号是6位 的情况下，通过64个字的存储器实现校正表，并且转换电路115可以 具有将信号S5的值转换为这个存储器的参考地址的功能。在输入信号 是模拟信号的情况下，这种转换电路115可以由D/A转换器构成。
比如扬声器26或者环境温度等因素也可能产生失真。由于从第 一和第二开关模块22和24中输出的信号也受到这种失真的影响，因 此校正电路114可以包括多个校正表，在该校正表中考虑比如扬声器 26或者环境温度等的情况以根据所使用的环境实现在校正表之间的切 换。附图9所示为从控制单元(未示)中输送控制信号SS以便通过该 控制信号SS选择校正表的结构。
如附图11所示，作为进一步的实例，校正电路214可以安装(提 供)在量化器113和脉冲宽度调制器21之间。在这种情况下，由Δ- Σ调制器220的减法器111、积分器112、量化器113和延迟电路117 构成的部分是普通的Δ-Σ调制电路。在校正电路214中提供的校正 表216与前文描述的校正表116的结构相同，但与输出信号S5对应的 输出信号S10的值不同。例如，在量化器113的输出信号S5是对应于 脉冲宽度调制器21的输出信号S6和S7之间的差动输出脉冲宽度t0 的值y0的情况下，校正电路214的输出信号S10作为这样的值y2输出： 使通过开关模块22、24放大使其具有预定的幅值的信号S8和S9之间 的差动输出脉冲宽度t1等于t0。即，通过校正电路214Δ-Σ调制器 220校正输出值，以使在内部量化器113输出对应于脉冲宽度t0的值 的同时，开关模块22、24的输出信号S8和S9之间的差动输出脉冲宽 度通过其后续的脉冲宽度调制器21变为t0。转换电路215与前述的转 换电路115类似地作用。此外，类似地，还可以使用这样的结构：从 控制单元(未示)输送控制信号SS以通过该控制信号SS选择多个控 制表中的一个。
如上文所述的D类功率放大设备2适合于将考虑了在第一和第二 开关模块22和24或第一和第二LPF 23和25中产生的失真的校正电 路114或214安装(提供)在Δ-Σ调制器20的量化器113和延迟电 路117之间或者在Δ-Σ调制器220和脉冲宽度调制器21之间，以便 在通过脉冲宽度调制器21对从Δ-Σ调制器20或220中输出的信号 实施脉冲宽度调制以通过第一和第二开关模块22和24分别将脉冲宽 度调制信号放大为预定幅值的信号的过程中通过校正电路114或214 消除在所考虑的第一和第二开关模块22和24或第一和第二LPF 23 和25中产生的失真，由此使其能够防止声频特性质量降低。
在本实例的D类功率放大设备2中，由于在第一和第二开关模块 22和24、第一和第二LPF 23和25和扬声器26中产生的失真的影响 受到了预期的控制，因此不需要插入检测电路等，这种检测电路构成 了在第一和第二开关模块22和24、第一和第二LPF 23和25和扬声 器26之间噪声混合的原因。为此，可以容易地构造该系统。在D类 功率放大设备2中，由于第一和第二开关模块22和24的失真通过数 字信号处理通过预期的控制进行补偿，因此不存在噪声比如电源波动 等的影响。此外，因为通过校正表进行预期控制，因此即使在较大的 功率输出时进行校正的情况下，仍然可以事先选择值以使Δ-Σ调制 器20或220不振荡。
虽然在上文描述的第二实施例中已经描述了使用一阶Δ-Σ调 制器的实例，但是也可以使用更高阶的Δ-Σ调制器。本发明也可以 应用于这种结构的Δ-Σ调制器中以将量化器的输入信号和输出信号 之差(即量化误差)反馈回输入侧，如在下文所描述的实例的情况那 样。
然后，下文参考本发明的第三实施例结合附图进行详细地解释。 注意，相同的参考标号分别应用于与在前文描述的实施例中已经解释 的功能块具有类似的功能的功能块，并且省去对它们的详细描述。
本发明应用于例如在附图12中所示的D类功率放大设备3。
D类功率放大设备3包括实施声频信号的Δ-Σ调制的Δ-Σ调 制器30、实施Δ-Σ调制信号的脉冲宽度调制的脉冲宽度调制器31、 将脉冲宽度调制信号S2放大为预定的幅值的信号S3的开关模块32、 将脉冲宽度调制信号S2转换为预定的幅值的电压的第一电平转换器 33、将通过开关模块32放大使其具有预定幅值的信号S3转换为预定 幅值的电压的第二电平转换器34、检测第一电平转换器33的输出信 号S21和第二电平转换器34的输出信号S31的上升部分的时间差的上 升检测器35、检测第一电平转换器33的输出信号S21和第二电平转 换器34的输出信号S31的下降部分的时间差的下降检测器36、从上 升检测器35的输出信号S41和下降检测器36的输出信号S51中计算 失真量的计算单元37、和对通过开关模块32放大为预定幅值的信号 S3进行滤波处理以消除更高频带的频率分量的LPF 38。通过LPF 38 已经消除了高频带的频率分量的信号输送给扬声器39。因此，再现可 听的频带的声频信号。
如附图13所示，通过Δ-Σ调制方法对信号实施Δ-Σ调制的 Δ-Σ调制器30包括向其输入声频信号的输入端100、实施在声频信 号和延迟信号之间的减法的减法器101、对减法器101的输出进行积 分的积分器102、量化积分器102的输出以将其输出的量化器103、将 量化器103的输出信号S1和计算单元37的输出信号SC相加的加法 器108、和将加法器108的输出信号延迟一个时钟(量化器103的操 作时钟)以将它作为延迟信号输入到减法器101的延迟电路107。注 意，在需要将计算单元37的输出信号SC转换为相对于量化器103的 输出信号适合的值的情况下，设想在计算单元37和加法器108之间安 装(提供)校正电路，该校正电路校正计算单元37的输出信号SC 以 使它改变为相对于量化器103的输出信号适合的值。
作为进一步的实例，如附图14所示，可以使Δ-Σ调制器230 具有如下的结构：包括向其输送声频信号的输入端110、在声频信号 和延迟信号之间进行减法运算的减法器111、对减法器111的输出进 行量化的量化器113、实施减法器111的输出信号、量化器113的输 出信号和计算单元37的输出信号的加和/或减的加法器118、和将加法 器118的输出信号延迟一个时钟(量化器113的操作时钟)以将它作 为延迟信号输入给减法器111的延迟电路117。在这种加法器118中， 实施这种操作以根据量化器113的输入信号和输出信号之间的差值 (即量化误差)校正计算单元37的输出信号SC以将它输出给延迟电 路117。注意，在需要将计算单元37的输出信号SC转换为相对于量 化器113的输出信号适合的值的情况下，在计算单元37和加法器118 之间提供将计算单元37的输出信号SC校正为相对于量化器113的输 出信号适合的值的校正电路。
开关模块32是通过与前文在附图4中描述的开关模块12类似地 开关操作放大信号的放大器。由于开关模块32在相对于输入信号更高 的电源电压上普通地运行，因此在输出信号中产生了失真。此外，可 以认为如参考附图3所解释在开关模块中的上升时间Trise和下降时间 Tfall不同的事实也构成了脉冲宽度不同于所需的值的原因。比如LPF 38、扬声器39和环境温度等因素也可能产生失真。在D类功率放大 器3中，从脉冲宽度调制器31的输出信号S2的脉冲宽度和通过上述 原因使其产生失真的开关模块32的输出信号S3的脉冲宽度中检测脉 冲宽度差值以将校正信号SC反馈回Δ-Σ调制器30以实施校正以在 开关模块32实施放大中实现取消，在校正信号SC中考虑了比如开关 模块32、LPF 38、扬声器39和环境温度等的特性产生的上述的脉冲 宽度差值。
下文参考附图15描述反馈操作。
第一电平转换器33将脉冲宽度调制器31的输出信号S2转换为 适合于上升检测器35和下降检测器36的信号S21。第二电平转换器 34将开关模块32的输出信号S3转换为适合于上升检测器35和下降 检测器36的信号S31。上升检测器35比较信号S21的上升时间点和 信号S31的上升时间点以检测该差值(时间差)。如附图15所示，上 升检测器35从所检测的差值中产生信号S41以将它输送给计算单元 37。此外，下降检测器36比较信号S21的下降时间点和信号S31的 下降时间点以检测该差值(时间差)。下降检测器36从所检测的差值 中产生信号S51以将它输送给计算单元37。计算单元37基于从上升 检测器35输送的信号S41和从下降检测器36输送的信号S51的预定 的时钟信号产生计数器信号SC。该计数器信号SC指示对应于通过开 关模块32和LPF 38等的特性产生的失真量的值。计算单元37将计数器 信号SC输送给Δ-Σ调制器30的加法器108或者加法器118作为校 正信号。注意，在检测到如附图15所示的清除信号的情况下，使计数 器信号SC恢复为零。使输出清除信号的时序与Δ-Σ调制器30的操 作周期相同。
这样构造的D类功率放大设备3将由开关模块32、LPF 38和扬 声器39等的特性产生的失真量通过第一电平转换器33、第二电平转 换器34、上升检测器35、下降检测器36和计算单元37反馈给Δ-Σ 调制器30的加法器108或加法器118，以在通过脉冲宽度调制器31 对从Δ-Σ调制器30中输出的信号的脉冲宽度调制的过程中消除通 过反馈输入的由开关模块32、LPF 38和扬声器39等的特性产生的失 真量，以通过开关模块32将脉冲宽度调制信号放大为预定的幅值的信 号，由此可以防止声频特性的质量变差并不降低Δ-Σ调制处理的S/N 比。
注意，上升检测器35和下降检测器36可以直接处理脉冲宽度调 制器31的输出信号S2和开关模块32的输出信号S3，因此就不需要 第一和第二电平转换器33和34，延迟电路可以安装(提供)在第一 和第二电平转换器33和34的位置上以实现在信号S2和信号S3之间 的时序。
虽然在上文描述的第三实施例中已经描述了使用一阶Δ-Σ调 制器的实例，但是也可以使用更高阶的Δ-Σ调制器。
然后，参考附图结合本发明的第四实施例更详细地解释。
在本实例中，本发明应用于如在附图16中所示的D类功率放大 设备4。
D类功率放大设备4包括实施声频信号的Δ-Σ调制的Δ-Σ调 制器40、实施Δ-Σ调制信号和计算单元48的输出信号SC之间的减 法的减法器41、实施减法器41的输出信号的脉冲宽度调制的脉冲宽 度调制器42、将脉冲宽度调制信号S2放大为预定的幅值的信号S3的 开关模块43、将脉冲宽度调制信号S2转换为预定的幅值的电压的第 一电平转换器44、将通过开关模块43放大使其具有预定幅值的信号 S3转换为预定幅值的电压的第二电平转换器45、检测第一电平转换器 44的输出信号S21和第二电平转换器45的输出信号S31的相应的上 升时间点的差值(时间差)的上升检测器46、检测第一电平转换器44 的输出信号S21和第二电平转换器45的输出信号S31的下降时间点的 差值(时间差)的下降检测器47、从上升检测器46的输出信号S41 和下降检测器47的输出信号S51中计算对应于失真量的值的计算单元 48、和对通过开关模块43放大为预定幅值的信号S3进行滤波处理以 消除更高频带的频率分量的LPF 49。此外，通过LPF 49已经消除了 高频带的频率分量的信号输送给扬声器50。因此，再现可听的频带的 声频信号。
由于Δ-Σ调制方法是在前文所述的第一实施例中已经解释的 方法，因此省去了对其的详细描述。
如附图17所示，Δ-Σ调制器40包括向其输入声频信号的输入 端120、实施在声频信号和延迟信号之间的减法的减法器121、对减法 器121的输出进行积分的积分器122、量化积分器122的输出以将其 输出的量化器123、和延迟量化器123的输出信号S1一个时钟(量化 器123的操作时钟)以将它输入到减法器121作为延迟信号的延迟电 路124。量化器123的输出信号S1输送给减法器41。
注意，在需要将计算单元48的输出信号SC转换为相对于量化器 123的输出信号适合的值的情况下，在计算单元48和减法器41之间 安装(提供)校正电路，该校正电路将计算单元48的输出信号SC校 正为相对于量化器123的输出信号适合的值。
作为进一步的实例，如附图18所示，可以使Δ-Σ调制器240 具有如下的结构：包括向其输送声频信号的输入端130、在声频信号 和延迟信号之间进行减法运算的减法器131、对减法器131的输出进 行量化的量化器132、将减法器131的输出信号和量化器132的输出 信号相加的加法器133、和使加法器133的输出信号延迟一个时钟(量 化器132的操作时钟)以将它作为延迟信号输入给减法器131的延迟 电路134。
也是在本实例中，在需要将计算单元48的输出信号SC转换为 相对于量化器132的输出信号适合的值的情况下，在计算单元48和减 法器41之间安装(提供)校正电路，该校正电路将计算单元48的输 出信号SC校正为相对于量化器132的输出信号适合的值。
由于开关模块43的操作类似于在前文描述的第一实施例中解释 的开关模块12的操作，因此在此省去详细的解释。
由于D类功率放大设备4具有的开关模块43在相对于输入信号 更高的电源电压上普通地运行，因此在输出信号中产生了失真。此外， 可以认为如参考附图3所解释在开关模块中的上升时间Trise和下降时 间Tfall彼此不同的事实也构成了脉冲宽度不同于所需的值的原因。比 如LPF 49、扬声器50和环境温度等因素也可能产生失真。在D类功 率放大设备4中，从脉冲宽度调制器42的输出信号S2的脉冲宽度和 通过上述因素产生失真的开关模块43的输出信号S3的脉冲宽度中检 测这些脉冲宽度之间的差值(时间差)以将校正信号SC反馈回Δ-Σ 调制器40以实施在开关模块43实施放大中取消的校正，在校正信号 SC中考虑了比如开关模块43和LPF 49等的特性产生的上述的脉冲 宽度差值。下文描述反馈操作。
第一电平转换器44将脉冲宽度调制器42的输出信号S2转换为 适合于上升检测器46和下降检测器47的信号S21。第二电平转换器 45将开关模块43的输出信号S3转换为适合于上升检测器46和下降 检测器47的信号S31。上升检测器46比较信号S21的上升时间点和 信号S31的上升时间点以检测该差值(时间差)。上升检测器46从所 检测的差值中产生信号S41以将它输送给计算单元48。此外，下降检 测器47比较信号S21的下降时间点和信号S31的下降时间点以检测 该差值(时间差)。下降检测器47从所检测的差值中产生信号S51以 将它输送给计算单元48。计算单元48基于从已经输送的信号S41和 S51中的预定时钟信号产生计数器信号SC。该计数器信号SC指示对应于 通过开关模块43和LPF 49等的特性产生的失真量的值。计算单元48 将计数器信号SC输送给减法器41作为校正信号。注意，在计算单元 48检测到清除信号的情况下，使计数器信号SC恢复为零。使输出清 除信号的时序与Δ-Σ调制器40的操作周期相同。
这样构造的D类功率放大设备4将由开关模块43、LPF 39和扬 声器40等产生的失真量通过第一电平转换器44、第二电平转换器45、 上升检测器46、下降检测器47和计算单元48反馈给减法器41，以在 通过脉冲宽度调制器42对从减法器41中输出的信号的脉冲宽度调制 的过程中消除通过反馈已经输入的由开关模块43、LPF 39等中产生的 失真量，以通过开关模块43将脉冲宽度调制信号放大为预定的幅值的 信号，由此可以防止声频特性的质量变差并不降低Δ-Σ调制处理的 S/N比。
在上升检测器46和下降检测器47可以直接处理脉冲宽度调制器 42的输出信号S2和开关模块43的输出信号的情况下，就不需要第一 和第二电平转换器44和45。此外，延迟电路可以安装(提供)在第 一和第二电平转换器44和45的位置上以实现在信号S2和信号S3之 间的时序。
虽然在上文描述的第四实施例中已经描述了使用一阶Δ-Σ调 制器的实例，但是也可以使用更高阶的Δ-Σ调制器。
工业实用性
如上文详细地解释，在根据本发明的Δ-Σ调制装置中，包括考 虑了放大器和/或滤波器的特性的校正表的校正电路提供在Δ-Σ调 制器的量化器和延迟电路之间或在Δ-Σ调制器和脉冲宽度调制器之 间，由此在通过放大器将通过Δ-Σ调制器和脉冲宽度调制器调制的 信号放大为预定幅值的信号的过程中通过校正电路消除在所考虑的放 大器和/或滤波器中产生的失真以便能够防止声频特性的质量变差。
在根据本发明的信号放大设备中，使用这种方法从放大器的输入 信号和输出信号之间的差值中检测通过连接到脉冲宽度调制器的后续 级的电路的特性产生的失真，以将所检测的失真量反馈给Δ-Σ调制 器或减法器以在通过放大器将由Δ-Σ调制器和脉冲宽度调制器调制 的信号放大为预定幅值的信号的过程中消除已经反馈回的失真量。因 此，可以防止声频特性的质量变差且不降低Δ-Σ调制处理的S/N比。