微波测距仪转让专利
申请号 : CN200710009863.5
文献号 : CN100590450C
文献日 : 2010-02-17
发明人 : 郭东辉 , 陈华君
申请人 : 厦门大学
摘要 :
微波测距仪，涉及一种距离测量装置，尤其是涉及一种主要适用于工业生产工程中容器或储仓的料位和液位等，采用微波方法的高精度非接触式距离测量装置。提供一种采用现有的电子元器件即可实现高分辨率的距离测量的微波测距仪。包括发射装置、接收装置和信号处理装置。发射装置设有第1时钟信号发生器、第2时钟信号发生器、脉冲发生器、本地振荡器、开关、功率放大器、环形耦合器和天线。接收装置设有天线、环形耦合器和低噪声放大器，低噪声放大器的输入端接环形耦合器输出端。信号处理装置设有收/发开关单元、滤波器、第2时钟信号发生器、脉冲发生器、抽样平滑电路、峰值检测电路、微处理器和显示器。
权利要求 :
1.微波测距仪，其特征在于包括发射装置、接收装置和信号处理装置；
发射装置设有第1时钟信号发生器、第2时钟信号发生器、发射脉冲发生器、本地振荡 器、开关、功率放大器、环形耦合器和天线，发射脉冲发生器的输入端接第1时钟信号发生 器的输出端，开关的输入信号端分别接用于产生微波频率信号的本地振荡器的输出端和发射 脉冲发生器的输出端，开关的输出信号端一路接功率放大器输入端，另一路接收/发开关单元， 环形耦合器的输入端接功率放大器输出端，环形耦合器输出端接天线；
接收装置设有天线、环形耦合器和低噪声放大器，低噪声放大器的输入端接环形耦合器 输出端，接收装置所述天线为发射装置所述天线，接收装置所述环形耦合器为发射装置所述 环形耦合器，所述天线与发射装置所述天线为同一部件，所述环形耦合器与发射装置所述环 形耦合器为同一部件；
信号处理装置设有收/发开关单元、滤波器、第2时钟信号发生器、信号处理脉冲发生器、 抽样平滑电路、峰值检测电路、微处理器和显示器，收/发开关单元的输入端分别接发射装置 的开关输出端和接收装置的低噪声放大器输出端，滤波器的输入端接收/发开关单元的输出 端，第2时钟信号发生器的输出端接信号处理脉冲发生器输入端，抽样平滑电路输入端与滤 波器输出端和信号处理脉冲发生器输出端连接，峰值检测电路的输入端分别与抽样平滑电路 输出端连接，微处理器分别与第2时钟信号发生器输出端、收/发开关单元、峰值检测电路和 显示器连接，所述第2时钟信号发生器与发射装置所述第2时钟信号发生器为同一部件。
说明书 :
技术领域
本发明涉及一种距离测量装置，尤其是涉及一种主要适用于工业生产工程中容器或储仓 的料位和液位等，采用微波方法的高精度非接触式距离测量装置。
背景技术
雷达测距是一种非接触式的能够准确测量两点之间的相对距离的方法，它经由天线发射 微波，遇到待测目标后，微波被反射并由接收天线接收，然后通过一定的信号处理方法进行 求解，得出待测距离。这种测量技术在测量距离上可以从几个毫米到上千米；测距精度有的 已经达到毫米量级；而测量的速度有的可以达到微秒量级。由于具有上述各种优点，使得雷 达测距技术在工业领域中已经得到很广泛的应用，例如地图的绘制、储存罐储存量的监测、 行驶车辆之间的距离等等。
常用的测量方法按发射的微波信号可以分为两种：脉冲式和连续波调制式。采用连续波 调制式的主要有：相位差检测法(1、纪增爵；一种精密测量短程距离的无线电微波测距仪.测 绘通报，1958，1；2、Maskell，D.L.；Woods，G.S.；A frequency modulated envelope delay FSCW radar for multiple-target applications.Instrumentation and Measurement，IEEE Transactions on，Vol 49，Issue 4，Aug.2000 Page(s)：710-715；3、Maskell，D.L.；Woods，G.S.；A multiple-target ranging system using an FM modulated FSCW radar.Microwave Conference，1999 Asia Pacific， Vol 3，30 Nov.-3 Dec.1999 Page(s)：888-891)、线性调频频率差检测法(4、Zhu Jun；He Peikun； Shi Caicheng；Huang Changzhen；A novel design of radar vehicle detector based on DSP. Computational Electromagnetics and Its Applications，2004.Proceedings.ICCEA 2004.2004 3rd International Conference on，1-4 Nov.2004 Page(s)：380-383)、功率谱检测法(5、Fujimori，S.； Uebo T；Iritani，T.；Measurement of distance and velocity of a moving target by short-range high-resolution radar utilizing standing wave.Circuits and Systems，2004.MWSCAS′04.The 2004 47th Midwest Symposium on，Volume 1，25-28 July 2004 Page(s)：I-361-4)和伪随机码相关性 检测法(6、Noda，S.；Inomata，K.；Watanabe，M.；Fukae，T.；Tobioka，M.；A millimeter-wave radar for train application.Vehicle Electronics Conference，1999.(IVEC′99)Proceedings of the IEEE International，6-9 Sept.1999 Page(s)：153-158 vol.1；7、Watanabe，M.；Okazaki，K.；Fukae，T.； Kato，A.；Sato，K.；Fujise，M.；A 60.5 GHz millimeter wave spread spectrum radar and the test data in several situations.Intelligent Vehicle Symposium，2002.IEEE，Volume 1，17-21 June 2002 Page(s)：87-91)等。这些方法在结构算法精度上各有优缺点。测量距离远的，其测量精度低 (1、纪增爵；一种精密测量短程距离的无线电微波测距仪.测绘通报，1958年01期；2、 Maskell，D.L.；Woods，G.S.；A frequency modulated envelope delay FSCW radar for multiple-target applications.Instrumentation and Measurement，IEEE Transactions on，Vol 49，Issue 4，Aug. 2000 Page(s)：710-715；3、Maskell，D.L.；Woods，G.S.；A multiple-target ranging system using an FM modulated FSCW radar.Microwave Conference，1999 Asia Pacific，Vol 3，30 Nov.-3 Dec. 1999 Page(s)：888-891；6、Noda，S.；Inomata，K.；Watanabe，M.；Fukae，T.；Tobioka，M.；A millimeter-wave radar for train application.Vehicle Electronics Conference，1999.(IVEC′99) Proceedings of the IEEE International，6-9 Sept.1999 Page(s)：153-158 vol.1；7、Watanabe，M.； Okazaki，K.；Fukae，T.；Kato，A.；Sato，K.；Fujise，M.；A 60.5 GHz millimeter wave spread spectrum radar and the test data in several situations.Intelligent Vehicle Symposium，2002.IEEE，Volume 1，17-21 June 2002 Page(s)：87-91)；而测量精度高的，其测量距离短(8、Stelzer，A.；Diskus， C.G.；Lubke，K.；Thim，H.W.；A microwave position sensor with submillimeter accuracy. Microwave Theory and Techniques，IEEE Transactions on，Volume 47，Issue 12，Dec.1999 Page(s)：2621-2624；9、Weiss，M.；Knochel，R.；A sub-millimeter accurate microwave multilevel gauging system for liquids in tanks.Microwave Theory and Techniques，IEEE Transactions on， Volume 49，Issue 2，Feb.2001 Page(s)：381-384)。其中，连续波调制式雷达物距测量仪有一 个共同的缺点，即在工作时持续发射微波信号，因此功耗较大。而脉冲式雷达物距测量仪是 一段时间间隔周期性发射一个脉冲信号，其功耗相对于连续波调制式可以减小很多。
传统的脉冲式雷达物距测量仪不仅在功耗方面具有优势，而且采用直接测量脉冲信号的 传播时间来计算待测距离，用简单的算法就可以很容易地得到测量距离(10、王德纯，丁家 会，程望东等。精密跟踪测量雷达技术。电子工业出版社，2006年3月第一版)，测量的速 度也是十分快速的。但是，由于传统的脉冲式雷达物距测量仪是采用直接的时间差来计算的， 其测距精度比较低。虽然目前已有用前、后波门的方法来提高精度，但也只能达到中等精度 的测量。要实现高精度的距离测量，即要求其测量的时间误差小(如：要求最小测量误差为 1mm，则其时间误差为3.3ps)，就得需要发明新的方法来避免直接的时间差测量。
常用的测量方法按发射的微波信号可以分为两种：脉冲式和连续波调制式。采用连续波 调制式的主要有：相位差检测法(1、纪增爵；一种精密测量短程距离的无线电微波测距仪.测 绘通报，1958，1；2、Maskell，D.L.；Woods，G.S.；A frequency modulated envelope delay FSCW radar for multiple-target applications.Instrumentation and Measurement，IEEE Transactions on，Vol 49，Issue 4，Aug.2000 Page(s)：710-715；3、Maskell，D.L.；Woods，G.S.；A multiple-target ranging system using an FM modulated FSCW radar.Microwave Conference，1999 Asia Pacific， Vol 3，30 Nov.-3 Dec.1999 Page(s)：888-891)、线性调频频率差检测法(4、Zhu Jun；He Peikun； Shi Caicheng；Huang Changzhen；A novel design of radar vehicle detector based on DSP. Computational Electromagnetics and Its Applications，2004.Proceedings.ICCEA 2004.2004 3rd International Conference on，1-4 Nov.2004 Page(s)：380-383)、功率谱检测法(5、Fujimori，S.； Uebo T；Iritani，T.；Measurement of distance and velocity of a moving target by short-range high-resolution radar utilizing standing wave.Circuits and Systems，2004.MWSCAS′04.The 2004 47th Midwest Symposium on，Volume 1，25-28 July 2004 Page(s)：I-361-4)和伪随机码相关性 检测法(6、Noda，S.；Inomata，K.；Watanabe，M.；Fukae，T.；Tobioka，M.；A millimeter-wave radar for train application.Vehicle Electronics Conference，1999.(IVEC′99)Proceedings of the IEEE International，6-9 Sept.1999 Page(s)：153-158 vol.1；7、Watanabe，M.；Okazaki，K.；Fukae，T.； Kato，A.；Sato，K.；Fujise，M.；A 60.5 GHz millimeter wave spread spectrum radar and the test data in several situations.Intelligent Vehicle Symposium，2002.IEEE，Volume 1，17-21 June 2002 Page(s)：87-91)等。这些方法在结构算法精度上各有优缺点。测量距离远的，其测量精度低 (1、纪增爵；一种精密测量短程距离的无线电微波测距仪.测绘通报，1958年01期；2、 Maskell，D.L.；Woods，G.S.；A frequency modulated envelope delay FSCW radar for multiple-target applications.Instrumentation and Measurement，IEEE Transactions on，Vol 49，Issue 4，Aug. 2000 Page(s)：710-715；3、Maskell，D.L.；Woods，G.S.；A multiple-target ranging system using an FM modulated FSCW radar.Microwave Conference，1999 Asia Pacific，Vol 3，30 Nov.-3 Dec. 1999 Page(s)：888-891；6、Noda，S.；Inomata，K.；Watanabe，M.；Fukae，T.；Tobioka，M.；A millimeter-wave radar for train application.Vehicle Electronics Conference，1999.(IVEC′99) Proceedings of the IEEE International，6-9 Sept.1999 Page(s)：153-158 vol.1；7、Watanabe，M.； Okazaki，K.；Fukae，T.；Kato，A.；Sato，K.；Fujise，M.；A 60.5 GHz millimeter wave spread spectrum radar and the test data in several situations.Intelligent Vehicle Symposium，2002.IEEE，Volume 1，17-21 June 2002 Page(s)：87-91)；而测量精度高的，其测量距离短(8、Stelzer，A.；Diskus， C.G.；Lubke，K.；Thim，H.W.；A microwave position sensor with submillimeter accuracy. Microwave Theory and Techniques，IEEE Transactions on，Volume 47，Issue 12，Dec.1999 Page(s)：2621-2624；9、Weiss，M.；Knochel，R.；A sub-millimeter accurate microwave multilevel gauging system for liquids in tanks.Microwave Theory and Techniques，IEEE Transactions on， Volume 49，Issue 2，Feb.2001 Page(s)：381-384)。其中，连续波调制式雷达物距测量仪有一 个共同的缺点，即在工作时持续发射微波信号，因此功耗较大。而脉冲式雷达物距测量仪是 一段时间间隔周期性发射一个脉冲信号，其功耗相对于连续波调制式可以减小很多。
传统的脉冲式雷达物距测量仪不仅在功耗方面具有优势，而且采用直接测量脉冲信号的 传播时间来计算待测距离，用简单的算法就可以很容易地得到测量距离(10、王德纯，丁家 会，程望东等。精密跟踪测量雷达技术。电子工业出版社，2006年3月第一版)，测量的速 度也是十分快速的。但是，由于传统的脉冲式雷达物距测量仪是采用直接的时间差来计算的， 其测距精度比较低。虽然目前已有用前、后波门的方法来提高精度，但也只能达到中等精度 的测量。要实现高精度的距离测量，即要求其测量的时间误差小(如：要求最小测量误差为 1mm，则其时间误差为3.3ps)，就得需要发明新的方法来避免直接的时间差测量。
发明内容
本发明的目的旨在提供一种采用现有的电子元器件即可实现高分辨率的距离测量的微波 测距仪。
本发明包括发射装置、接收装置和信号处理装置。发射装置设有第1时钟信号发生器、 第2时钟信号发生器、脉冲发生器、本地振荡器、开关、功率放大器、环形耦合器和天线。 脉冲发生器的输入端接第1时钟信号发生器的输出端，开关的输入信号端分别接用于产生微 波频率信号的本地振荡器的输出端和脉冲发生器的输出端，开关的输出信号端一路接功率放 大器输入端，另一路接收/发开关单元。环形耦合器的输入端接功率放大器输出端，环形耦合 器输出端接天线。
接收装置设有天线、环形耦合器和低噪声放大器。低噪声放大器的输入端接环形耦合器 输出端。
信号处理装置设有收/发开关单元、滤波器、第2时钟信号发生器、脉冲发生器、抽样平 滑电路、峰值检测电路、微处理器和显示器。收/发开关单元的输入端分别接发射装置的开关 输出端和接收装置的低噪声放大器输出端，滤波器的输入端接收/发开关单元的输出端，第2 时钟信号发生器的输出端接脉冲发生器输入端，抽样平滑电路输入端与滤波器输出端和脉冲 发生器输出端连接，峰值检测电路的输入端分别与抽样平滑电路输出端连接，微处理器分别 与第2时钟信号发生器输出端、收/发开关单元、峰值检测电路和显示器连接。
发射装置的环形耦合器与接收装置的环形耦合器共用，发射装置的天线与接收装置的天 线共用。
本发明提出一种采用脉冲雷达技术实现非直接的时间差测量的方法来进行高精度物距测 量，能够保证采用现有的电子元器件来实现距离测量的高分辨率。本发明具有以下突出的特 点：
1)发射的信号为单脉冲信号调制的微波信号，而不是连续波信号。发射的周期由一个时 钟信号来控制。
2)对发射信号与接收信号的处理并不是直接采用时钟计数的方法来测量信号在空间中的 传播时间，而是采用两个时钟信号之间的频率差来进行抽样检测。由于两个时钟信号之间的 频率差是由要求测量的距离精度决定的，因此精度越高，则频率差就越小；反之则越大。
3)微波信号的发射间隔周期由其中的一个时钟信号决定，抽样接收的时间间隔则是由另 一个时钟信号决定。两个时钟信号之间存在很小的频率差，要求抽样时钟的频率要低于发射 控制时钟的频率。
4)抽样时钟不仅可以对发射信号进行时间域上的扩展(即扩时测量法)，而且可以看作 是对发射信号的一个时间周期上的一个扫描检测。扫描检测对应于发射信号一个周期上的递 推时间为两个时钟信号周期之差。
本发明包括发射装置、接收装置和信号处理装置。发射装置设有第1时钟信号发生器、 第2时钟信号发生器、脉冲发生器、本地振荡器、开关、功率放大器、环形耦合器和天线。 脉冲发生器的输入端接第1时钟信号发生器的输出端，开关的输入信号端分别接用于产生微 波频率信号的本地振荡器的输出端和脉冲发生器的输出端，开关的输出信号端一路接功率放 大器输入端，另一路接收/发开关单元。环形耦合器的输入端接功率放大器输出端，环形耦合 器输出端接天线。
接收装置设有天线、环形耦合器和低噪声放大器。低噪声放大器的输入端接环形耦合器 输出端。
信号处理装置设有收/发开关单元、滤波器、第2时钟信号发生器、脉冲发生器、抽样平 滑电路、峰值检测电路、微处理器和显示器。收/发开关单元的输入端分别接发射装置的开关 输出端和接收装置的低噪声放大器输出端，滤波器的输入端接收/发开关单元的输出端，第2 时钟信号发生器的输出端接脉冲发生器输入端，抽样平滑电路输入端与滤波器输出端和脉冲 发生器输出端连接，峰值检测电路的输入端分别与抽样平滑电路输出端连接，微处理器分别 与第2时钟信号发生器输出端、收/发开关单元、峰值检测电路和显示器连接。
发射装置的环形耦合器与接收装置的环形耦合器共用，发射装置的天线与接收装置的天 线共用。
本发明提出一种采用脉冲雷达技术实现非直接的时间差测量的方法来进行高精度物距测 量，能够保证采用现有的电子元器件来实现距离测量的高分辨率。本发明具有以下突出的特 点：
1)发射的信号为单脉冲信号调制的微波信号，而不是连续波信号。发射的周期由一个时 钟信号来控制。
2)对发射信号与接收信号的处理并不是直接采用时钟计数的方法来测量信号在空间中的 传播时间，而是采用两个时钟信号之间的频率差来进行抽样检测。由于两个时钟信号之间的 频率差是由要求测量的距离精度决定的，因此精度越高，则频率差就越小；反之则越大。
3)微波信号的发射间隔周期由其中的一个时钟信号决定，抽样接收的时间间隔则是由另 一个时钟信号决定。两个时钟信号之间存在很小的频率差，要求抽样时钟的频率要低于发射 控制时钟的频率。
4)抽样时钟不仅可以对发射信号进行时间域上的扩展(即扩时测量法)，而且可以看作 是对发射信号的一个时间周期上的一个扫描检测。扫描检测对应于发射信号一个周期上的递 推时间为两个时钟信号周期之差。
附图说明
图1为本发明实施例的结构组成框图。
图2为本发明实施例的时钟信号发生器的组成原理图。
图3为本发明实施例的脉冲发生器的组成原理图。
图4为本发明实施例的抽样平滑电路的组成原理图。
图5为本发明实施例的峰值检测电路的组成原理图。
图6为本发明实施例的周期信号抽样平滑扩时结果。
图7为本发明实施例发射信号与接收信号抽样平滑并进行信号检测。
图2为本发明实施例的时钟信号发生器的组成原理图。
图3为本发明实施例的脉冲发生器的组成原理图。
图4为本发明实施例的抽样平滑电路的组成原理图。
图5为本发明实施例的峰值检测电路的组成原理图。
图6为本发明实施例的周期信号抽样平滑扩时结果。
图7为本发明实施例发射信号与接收信号抽样平滑并进行信号检测。
具体实施方式
参见图1，本发明包括发射装置、接收装置和信号处理装置。发射装置设有第1时钟信 号发生器1、第2时钟信号发生器11、脉冲发生器2、本地振荡器3、开关4、功率放大器5、 环形耦合器6和天线7。脉冲发生器2的输入端接第1时钟信号发生器的输出端，开关的输 入信号端分别接用于产生微波频率信号的本地振荡器的输出端和脉冲发生器2的输出端，开 关4的输出信号端一路接功率放大器5输入端，另一路接收/发开关单元9。环形耦合器6的 输入端接功率放大器输出端，环形耦合器6输出端接天线7。本地振荡器3用于产生微波频 率的信号，为后续脉冲调制功能提供微波载波信号。第1时钟信号发生器1用于控制脉冲发 生器2产生的脉冲信号周期。脉冲信号的脉宽则由脉冲发生器2决定，脉冲信号通过射频微 波开关4来对本地振荡器3的输出信号进行调制，使其周期性地发送微波脉冲调制信号，发 送周期则由第1时钟信号发生器1决定。由开关4输出的信号分成两路信号：主路信号经功 率放大器5进行信号放大，然后经环形耦合器6送到天线7上，最后由天线7发射出去；而 分路信号则进入收/发开关单元9。发射的微波信号遇到待测物体后反射回来，经由天线7接 收到反射信号。
接收装置设有天线7、环形耦合器6和低噪声放大器8。低噪声放大器8的输入端接环形 耦合器6输出端。天线7接收到待测物体反射回来的信号后，经环形耦合器6送入低噪声放 大器8进行前置放大。发射装置和接收装置共用同一个天线7。环形耦合器6具有优异的输 入/输出隔离性能，可以将输出端耦合到输入端的信号抑制到极低的程度。由于空间中的传播 损耗及待测物体表面的反射损耗等，使得接收到的微波信号能量减弱，因此需要用低噪声放 大器8对其进行弱信号放大。发射装置的环形耦合器6与接收装置的环形耦合器6共用。
信号处理装置设有收/发开关单元9、滤波器10、第2时钟信号发生器11、脉冲发生器 12、抽样平滑电路13、峰值检测电路14、微处理器15和显示器16。收/发开关单元9的输入 端分别接发射装置的开关4输出端和接收装置的低噪声放大器8输出端，滤波器10的输入端 接收/发开关单元9的输出端，第2时钟信号发生器11的输出端接脉冲发生器12输入端，抽 样平滑电路13输入端与滤波器10输出端和脉冲发生器12输出端连接，峰值检测电路14的 输入端分别与抽样平滑电路13输出端连接，微处理器15分别与第2时钟信号发生器11输出 端、收/发开关单元9、峰值检测电路14和显示器16连接。
发射信号的分路信号和接收放大信号进入到收/发开关单元9进行通路选择。收/发开关单 元9的控制信号由微处理器15给定。在初始时刻，收/发开关单元9选择发射信号分路输出 给后续处理模块。开始距离测量时刻，收/发开关单元9切换到接收信号输出给后续处理模块。 由收/发开关单元9输出的信号输入到滤波器10，滤除杂波信号，再进入到抽样平滑电路13， 抽样的周期(频率)由第2时钟信号发生器11决定，该时钟信号分别输出给脉冲发生器12 和微处理器15。脉冲发生器12产生窄方形抽样脉冲信号。经过抽样平滑电路13进行时间谱 放大后的信号再送入峰值检测电路14，进行信号判断。当峰值检测电路14检测到输入信号 到达峰值时，输出一个脉冲信号，输入到微处理器15中，作为微处理器中时钟计数开始与结 束的控制信号。当发射信号分路检测到信号时，峰值检测电路14输出一个控制信号给微处理 器15，此时时钟计数清零并开始工作，对第2时钟信号发生器11进行计数。同时微处理器 15输出控制信号给收/发开关单元9，将其切换到接收通路。当接收装置检测到信号时，峰值 检测电路14再输出一个控制信号给计数器，让其停止计数工作，并由微处理器15进行待测 距离的计算并输出，同时微处理器15输出控制信号给收/发开关单元9，将其切换到发射通路。
除了天线以外的其他部件都可以组装到一个金属壳体内。天线7可以采用喇叭天线或者 介质棒天线等(例如可采用型号为AT4010的喇叭天线)，以波束集中类型的天线为主。由于 本发明中的两个时钟信号频率差别小，故要求这两个频率的稳定性要高，可采用石英晶体振 荡器电路。在开始测量前，必须已知两个时钟信号的准确频率，并将其输入到微处理器15中 以待后续计算使用。滤波器10是带通滤波器，用来滤除杂波信号，避免峰值检测的误触发操 作。第1时钟信号发生器1控制脉冲发生器2产生脉冲信号的周期，送至射频微波开关4， 射频微波开关4的输出分成两路信号，一部分送至功率放大器5并由天线7发射，为主路信 号；而另一部分经收/发开关单元9送入信号处理装置，为分路信号。发射信号在空间中传播， 遇到待测物体后反射，由同一个天线7接收，经过环形耦合器6后进入到低噪声放大器8中。 然后再经收/发开关单元9送入信号处理装置。进入收/发开关单元9的两路信号通过微处理器 15的控制，选择其中一路信号输出到滤波器10。然后送入抽样平滑电路13和信号峰值检测 电路14中进行处理。其结果输出到微处理器15中作为时钟脉冲计数工作的控制信号。对第 2时钟信号发生器11进行计数操作，并在微处理器15中进行最终的结果计算。这里可以是 对第2时钟信号发生器11进行计数操作，也可以是对第1时钟信号发生器1进行计数操作， 只是最后在微处理器15中预先储存的计算频率参数不同而已。
本地振荡器3可采用型号为MAX2750的振荡器，开关4可采用CMOS传输门开关，功 率放大器5可采用型号为MAX2242的功率放大器，低噪声放大器8可采用型号为MAX2641 的低噪声放大器，收/发开关单元9可采用CMOS传输门开关，滤波器10可采用型号为国巨 2012平衡带通滤波器，微处理器15可采用8051单片机。
图1中的时钟信号发生器的组成原理图参见图2，时钟信号发生器主要由两个反相器F1 与F2、石英晶体X1和可调电容器C1组成。石英晶体X1作为串联选频器件，提供稳定的频 率信号。可调电容器C1则作为频率微调作用，以便得到两个频率相差甚小的时钟信号。最 后一级反相器F3输出提供整形功能，并且可以隔离后面电路对前面振荡器的干扰。信号输出 为S1。反相器F1、F2和F3可采用型号为7404的反相器。石英晶体X1的参考频率可为 3.579545MHz；可调电容器为0～20pF。
脉冲发生器的组成原理图参见图3，它是一种简单的单稳态触发器结构设计，在图3中， 反相器F4、F6、F7采用CMOS反相器(参考工艺0.18μm)，反相器F5采用CMOS与非门 (参考工艺0.18μm)，其输出脉冲宽度与电路中的电阻R1(参考值100Ω)和电容C2(参考 值17pF)的充放电时间常数有关。可以根据需要的脉宽来进行调节。由于需要的脉冲很窄(几 个ns)，因此电路采用CMOS 0.18μm工艺来设计实现。信号输入端为S1，信号输出端为S2。
抽样平滑电路的结构组成原理图参见图4，由滤波器输出的脉冲调制信号输入到抽样开 关门F9，开关的控制信号是由第2时钟信号发生器产生的脉冲输出信号。通过开关门F9的 通/断对电容C3进行充电/保持。电容C3保持的电压通过一个由运算放大器A1构成的电压跟 随器输出到下一级放大器。MOS管运算放大器对于电流的消耗极小，因此电容的电压基本可 以保持一段较长的时间不会变化。第二个运算放大器A2可以通过调节反馈电阻R3来控制放 大倍数，以便提供足够的电压范围给后续模块。第二个运算放大器A2的输出再接上一个低 通滤波器(由电阻R2和电容C4组成)，以滤除射频/微波信号，保留抽样扩时后的较低频率 信号。该电路的工作在GHz频率范围，同样采用CMOS 0.18μm工艺来设计实现。在图4中， Ctrl为输入控制信号端，S3为滤波器输入信号端，S4为输出信号端，反相器F8为CMOS反 相器(参考工艺0.18μm)，反相器F9为CMOS传输门(参考工艺0.18μm)，运算放大器A1、 A2为差分放大器，电容C3的参考值为3pF，电容C4的参考值为20pF，电阻R2的参考值为 50Ω，电阻R3的参考值为4kΩ，电阻R4的参考值为2kΩ。
峰值检测电路的组成原理参见图5。由抽样平滑电路输出的信号S4的频率虽然已经被抽 样降频，但是仍然是由脉冲信号调制的带载波信号。在进行普通的峰值检测时，会检测出每 个载波的峰值。因此需要先进行包络检波处理。由二极管D1、电容C5和电阻R5构成包络 检波器，对输入进行包络检波。并且在其后再加一个低通滤波器(由电阻R6和电容C6组成) 以平滑包络信号，这样就可以用后续的电路检测出包络峰值。峰值检测方法是由两部分信号 比较得到的。上部分和下部分电路的区别仅在于上部分的电容和放电开关与下部分的电阻不 同。上部分结构用来保持输入信号的最大值电平，下部分结构与上部分结构对称。三极管Q1 的作用是作为一个开关管对电容C7进行放电清零，以便下一次的峰值保存。其开关信号由 微处理器来控制。当输入信号由低变高时，电压比较器A7输出为0；当输入信号由高变低时， 电压比较器A7输出为1。其后接单稳态触发器U1以便在电压比较器A7输出由0变1时， 可以输出一个脉冲信号给后续模块。在图5中，Ctrl2为输入控制信号端，S4为输入信号端， S5为输出信号端。以下给出图5中的主要元器件的参考型号和参考值。
二极管D1、D2、D3：2N2222型；电容C5、C6：1nF，C7：200pF；电阻R5、R6：5kΩ， R7：1MΩ；运算放大器A3、A4、A5、A6：AD811型；电压比较器A7：EL2252C型；单稳 态触发器U1：74HC123型；NPN型三极管Q1：9018型。
在分信号进入信号处理装置时，发射的信号还需要经过环形耦合器和天线部分才能发送 到待测空间中，因此存在一定的延时。而这部分延时将导致计算结果上的错误。所以在最后 的计算结果上，还需要考虑进去。可以采用定标的方法来消除该错误。即预先设定一个零距 离点，由该点到待测物体的距离为所关心的最终结果。发送信号到该零点的延时可以如同前 面说的方法求得。将其储存在微处理器中，当进行实际物位测量时，只需在测量结果上减去 这个延时值就可以得到最终的结果。
图6给出本发明实施例的周期信号抽样平滑扩时结果。扩时测距技术原理中最重要的组 成实现部分就是抽样平滑单元。该技术的基本原理是利用两个频率相差很小的时钟信号来进 行抽样和扩时操作。其抽样平滑过程中的输入/输出信号波形如图6所示。第一个波形为进入 抽样平滑单元的待处理输入周期信号，其周期为T1，即第1时钟信号发生器的频率的倒数。 而第二个波形为抽样平滑单元的输入采样信号，周期为T2，即第2时钟信号发生器的频率的 倒数。两个时钟信号需要满足条件：T2＞T1。当使用第二个波形对第一个周期信号进行抽样 平滑时，由于第二个脉冲信号对第一个周期信号在每次抽样时，对第一个波形上的抽样位置 存在一个延迟：
Td＝T2-T1 …………(1)
即可以看作是对第一个波形一个周期T1内，每隔Td时间的点进行的抽样。并且通过平 滑保持电路将这些抽样的的信号进行平滑保持处理。这样就可以得到如图6所示的第三个波 形。该波形就是抽样平滑单元的输出信号。抽样平滑单元的作用就是将输入待处理的微波周 期信号在时间谱上进行扩展放大，降低其周期信号的频率，以便后续电路的处理。
采样n次，即将T1进行n等分，每一等分的时间为Td，因此，
经过n个采样脉冲后(总时间T＝n*T2)，可完成第1个波形中一个周期信号的完整采样， 亦即得到第三个波形的一个周期。而此时第一个波形传播了n+1个周期。即第三个波形一个 周期为：
T＝n·T2＝(n+1)·T1 …………(3)
将式(2)代入式(3)，得到第三个波形的周期为：
所以该扩时方法的放大倍数为：
图7给出本发明实施例发射信号与接收信号抽样平滑并进行信号检测曲线。在图7中， 第一个周期信号波形为发射信号，即图1中通过射频微波开关单元输出并进入收/发开关单元 的分路信号；第二个周期信号波形为天线接收到的反射信号，即经过低噪声放大器后进入收/ 发开关单元的输入信号。由于待测物体的距离产生微波信号传播过程中的延时结果，因此， 两个周期信号之间存在一个延时：t＝2d/c。其中d为待测的物距，c为光速。如果测得延迟的 时间t，那么待测距离也就知道了。但是直接对这个时间进行测量的精度却不高。因此，将这 两个周期信号输入到抽样平滑单元进行时间谱上的扩展放大，以提高测量的精度。图7中第 3个波形为周期脉冲抽样信号。其对发射信号进行抽样平滑后，输出给信号峰值检测单元。 当信号峰值检测单元检测到发射分路信号后，就发送一个控制信号(如图7中第4个信号波 形所示)给微处理器单元，使得微处理器单元开始计数。然后该周期脉冲抽样信号转为对接 收到的信号进行抽样平滑，输出给信号峰值检测单元。当检测到接收信号时，该信号检测单 元将同样发送一个控制信号(如图7中第5个信号波形所示)给微处理器单元，使其停止计 数工作。此时，计数器得到的计数结果为：
待测的距离为：
可见，通过这种扩时的测量方法可以将原本细微的差别放大，以提高精度。如电子元器 件对于时间的测量误差假设为Δt，那么直接的时间测量结果就是：T1±Δt。而采用这种扩时 的测量方法，对扩展后的时间的测量误差仍然是电子元器件引起的误差Δt，即其扩展后测得 的时间为：T±Δt。最后将该扩展时间压缩n+1倍还原为原来的待测时间，可得：
(T±Δt)/(n+1)＝T1±Δt/(n+1) …………(8)
与前面直接测量的结果相比，很明显误差也减小了n+1倍。理论上该方法有望获得任意 小的误差，但实际上仍然受到硬件设备的一定限制。同时这种方法是以增加测量时间为代价 的。误差缩小了n+1倍，则其测量的时间放大了n+1倍。
接收装置设有天线7、环形耦合器6和低噪声放大器8。低噪声放大器8的输入端接环形 耦合器6输出端。天线7接收到待测物体反射回来的信号后，经环形耦合器6送入低噪声放 大器8进行前置放大。发射装置和接收装置共用同一个天线7。环形耦合器6具有优异的输 入/输出隔离性能，可以将输出端耦合到输入端的信号抑制到极低的程度。由于空间中的传播 损耗及待测物体表面的反射损耗等，使得接收到的微波信号能量减弱，因此需要用低噪声放 大器8对其进行弱信号放大。发射装置的环形耦合器6与接收装置的环形耦合器6共用。
信号处理装置设有收/发开关单元9、滤波器10、第2时钟信号发生器11、脉冲发生器 12、抽样平滑电路13、峰值检测电路14、微处理器15和显示器16。收/发开关单元9的输入 端分别接发射装置的开关4输出端和接收装置的低噪声放大器8输出端，滤波器10的输入端 接收/发开关单元9的输出端，第2时钟信号发生器11的输出端接脉冲发生器12输入端，抽 样平滑电路13输入端与滤波器10输出端和脉冲发生器12输出端连接，峰值检测电路14的 输入端分别与抽样平滑电路13输出端连接，微处理器15分别与第2时钟信号发生器11输出 端、收/发开关单元9、峰值检测电路14和显示器16连接。
发射信号的分路信号和接收放大信号进入到收/发开关单元9进行通路选择。收/发开关单 元9的控制信号由微处理器15给定。在初始时刻，收/发开关单元9选择发射信号分路输出 给后续处理模块。开始距离测量时刻，收/发开关单元9切换到接收信号输出给后续处理模块。 由收/发开关单元9输出的信号输入到滤波器10，滤除杂波信号，再进入到抽样平滑电路13， 抽样的周期(频率)由第2时钟信号发生器11决定，该时钟信号分别输出给脉冲发生器12 和微处理器15。脉冲发生器12产生窄方形抽样脉冲信号。经过抽样平滑电路13进行时间谱 放大后的信号再送入峰值检测电路14，进行信号判断。当峰值检测电路14检测到输入信号 到达峰值时，输出一个脉冲信号，输入到微处理器15中，作为微处理器中时钟计数开始与结 束的控制信号。当发射信号分路检测到信号时，峰值检测电路14输出一个控制信号给微处理 器15，此时时钟计数清零并开始工作，对第2时钟信号发生器11进行计数。同时微处理器 15输出控制信号给收/发开关单元9，将其切换到接收通路。当接收装置检测到信号时，峰值 检测电路14再输出一个控制信号给计数器，让其停止计数工作，并由微处理器15进行待测 距离的计算并输出，同时微处理器15输出控制信号给收/发开关单元9，将其切换到发射通路。
除了天线以外的其他部件都可以组装到一个金属壳体内。天线7可以采用喇叭天线或者 介质棒天线等(例如可采用型号为AT4010的喇叭天线)，以波束集中类型的天线为主。由于 本发明中的两个时钟信号频率差别小，故要求这两个频率的稳定性要高，可采用石英晶体振 荡器电路。在开始测量前，必须已知两个时钟信号的准确频率，并将其输入到微处理器15中 以待后续计算使用。滤波器10是带通滤波器，用来滤除杂波信号，避免峰值检测的误触发操 作。第1时钟信号发生器1控制脉冲发生器2产生脉冲信号的周期，送至射频微波开关4， 射频微波开关4的输出分成两路信号，一部分送至功率放大器5并由天线7发射，为主路信 号；而另一部分经收/发开关单元9送入信号处理装置，为分路信号。发射信号在空间中传播， 遇到待测物体后反射，由同一个天线7接收，经过环形耦合器6后进入到低噪声放大器8中。 然后再经收/发开关单元9送入信号处理装置。进入收/发开关单元9的两路信号通过微处理器 15的控制，选择其中一路信号输出到滤波器10。然后送入抽样平滑电路13和信号峰值检测 电路14中进行处理。其结果输出到微处理器15中作为时钟脉冲计数工作的控制信号。对第 2时钟信号发生器11进行计数操作，并在微处理器15中进行最终的结果计算。这里可以是 对第2时钟信号发生器11进行计数操作，也可以是对第1时钟信号发生器1进行计数操作， 只是最后在微处理器15中预先储存的计算频率参数不同而已。
本地振荡器3可采用型号为MAX2750的振荡器，开关4可采用CMOS传输门开关，功 率放大器5可采用型号为MAX2242的功率放大器，低噪声放大器8可采用型号为MAX2641 的低噪声放大器，收/发开关单元9可采用CMOS传输门开关，滤波器10可采用型号为国巨 2012平衡带通滤波器，微处理器15可采用8051单片机。
图1中的时钟信号发生器的组成原理图参见图2，时钟信号发生器主要由两个反相器F1 与F2、石英晶体X1和可调电容器C1组成。石英晶体X1作为串联选频器件，提供稳定的频 率信号。可调电容器C1则作为频率微调作用，以便得到两个频率相差甚小的时钟信号。最 后一级反相器F3输出提供整形功能，并且可以隔离后面电路对前面振荡器的干扰。信号输出 为S1。反相器F1、F2和F3可采用型号为7404的反相器。石英晶体X1的参考频率可为 3.579545MHz；可调电容器为0～20pF。
脉冲发生器的组成原理图参见图3，它是一种简单的单稳态触发器结构设计，在图3中， 反相器F4、F6、F7采用CMOS反相器(参考工艺0.18μm)，反相器F5采用CMOS与非门 (参考工艺0.18μm)，其输出脉冲宽度与电路中的电阻R1(参考值100Ω)和电容C2(参考 值17pF)的充放电时间常数有关。可以根据需要的脉宽来进行调节。由于需要的脉冲很窄(几 个ns)，因此电路采用CMOS 0.18μm工艺来设计实现。信号输入端为S1，信号输出端为S2。
抽样平滑电路的结构组成原理图参见图4，由滤波器输出的脉冲调制信号输入到抽样开 关门F9，开关的控制信号是由第2时钟信号发生器产生的脉冲输出信号。通过开关门F9的 通/断对电容C3进行充电/保持。电容C3保持的电压通过一个由运算放大器A1构成的电压跟 随器输出到下一级放大器。MOS管运算放大器对于电流的消耗极小，因此电容的电压基本可 以保持一段较长的时间不会变化。第二个运算放大器A2可以通过调节反馈电阻R3来控制放 大倍数，以便提供足够的电压范围给后续模块。第二个运算放大器A2的输出再接上一个低 通滤波器(由电阻R2和电容C4组成)，以滤除射频/微波信号，保留抽样扩时后的较低频率 信号。该电路的工作在GHz频率范围，同样采用CMOS 0.18μm工艺来设计实现。在图4中， Ctrl为输入控制信号端，S3为滤波器输入信号端，S4为输出信号端，反相器F8为CMOS反 相器(参考工艺0.18μm)，反相器F9为CMOS传输门(参考工艺0.18μm)，运算放大器A1、 A2为差分放大器，电容C3的参考值为3pF，电容C4的参考值为20pF，电阻R2的参考值为 50Ω，电阻R3的参考值为4kΩ，电阻R4的参考值为2kΩ。
峰值检测电路的组成原理参见图5。由抽样平滑电路输出的信号S4的频率虽然已经被抽 样降频，但是仍然是由脉冲信号调制的带载波信号。在进行普通的峰值检测时，会检测出每 个载波的峰值。因此需要先进行包络检波处理。由二极管D1、电容C5和电阻R5构成包络 检波器，对输入进行包络检波。并且在其后再加一个低通滤波器(由电阻R6和电容C6组成) 以平滑包络信号，这样就可以用后续的电路检测出包络峰值。峰值检测方法是由两部分信号 比较得到的。上部分和下部分电路的区别仅在于上部分的电容和放电开关与下部分的电阻不 同。上部分结构用来保持输入信号的最大值电平，下部分结构与上部分结构对称。三极管Q1 的作用是作为一个开关管对电容C7进行放电清零，以便下一次的峰值保存。其开关信号由 微处理器来控制。当输入信号由低变高时，电压比较器A7输出为0；当输入信号由高变低时， 电压比较器A7输出为1。其后接单稳态触发器U1以便在电压比较器A7输出由0变1时， 可以输出一个脉冲信号给后续模块。在图5中，Ctrl2为输入控制信号端，S4为输入信号端， S5为输出信号端。以下给出图5中的主要元器件的参考型号和参考值。
二极管D1、D2、D3：2N2222型；电容C5、C6：1nF，C7：200pF；电阻R5、R6：5kΩ， R7：1MΩ；运算放大器A3、A4、A5、A6：AD811型；电压比较器A7：EL2252C型；单稳 态触发器U1：74HC123型；NPN型三极管Q1：9018型。
在分信号进入信号处理装置时，发射的信号还需要经过环形耦合器和天线部分才能发送 到待测空间中，因此存在一定的延时。而这部分延时将导致计算结果上的错误。所以在最后 的计算结果上，还需要考虑进去。可以采用定标的方法来消除该错误。即预先设定一个零距 离点，由该点到待测物体的距离为所关心的最终结果。发送信号到该零点的延时可以如同前 面说的方法求得。将其储存在微处理器中，当进行实际物位测量时，只需在测量结果上减去 这个延时值就可以得到最终的结果。
图6给出本发明实施例的周期信号抽样平滑扩时结果。扩时测距技术原理中最重要的组 成实现部分就是抽样平滑单元。该技术的基本原理是利用两个频率相差很小的时钟信号来进 行抽样和扩时操作。其抽样平滑过程中的输入/输出信号波形如图6所示。第一个波形为进入 抽样平滑单元的待处理输入周期信号，其周期为T1，即第1时钟信号发生器的频率的倒数。 而第二个波形为抽样平滑单元的输入采样信号，周期为T2，即第2时钟信号发生器的频率的 倒数。两个时钟信号需要满足条件：T2＞T1。当使用第二个波形对第一个周期信号进行抽样 平滑时，由于第二个脉冲信号对第一个周期信号在每次抽样时，对第一个波形上的抽样位置 存在一个延迟：
Td＝T2-T1 …………(1)
即可以看作是对第一个波形一个周期T1内，每隔Td时间的点进行的抽样。并且通过平 滑保持电路将这些抽样的的信号进行平滑保持处理。这样就可以得到如图6所示的第三个波 形。该波形就是抽样平滑单元的输出信号。抽样平滑单元的作用就是将输入待处理的微波周 期信号在时间谱上进行扩展放大，降低其周期信号的频率，以便后续电路的处理。
采样n次，即将T1进行n等分，每一等分的时间为Td，因此，
经过n个采样脉冲后(总时间T＝n*T2)，可完成第1个波形中一个周期信号的完整采样， 亦即得到第三个波形的一个周期。而此时第一个波形传播了n+1个周期。即第三个波形一个 周期为：
T＝n·T2＝(n+1)·T1 …………(3)
将式(2)代入式(3)，得到第三个波形的周期为：
所以该扩时方法的放大倍数为：
图7给出本发明实施例发射信号与接收信号抽样平滑并进行信号检测曲线。在图7中， 第一个周期信号波形为发射信号，即图1中通过射频微波开关单元输出并进入收/发开关单元 的分路信号；第二个周期信号波形为天线接收到的反射信号，即经过低噪声放大器后进入收/ 发开关单元的输入信号。由于待测物体的距离产生微波信号传播过程中的延时结果，因此， 两个周期信号之间存在一个延时：t＝2d/c。其中d为待测的物距，c为光速。如果测得延迟的 时间t，那么待测距离也就知道了。但是直接对这个时间进行测量的精度却不高。因此，将这 两个周期信号输入到抽样平滑单元进行时间谱上的扩展放大，以提高测量的精度。图7中第 3个波形为周期脉冲抽样信号。其对发射信号进行抽样平滑后，输出给信号峰值检测单元。 当信号峰值检测单元检测到发射分路信号后，就发送一个控制信号(如图7中第4个信号波 形所示)给微处理器单元，使得微处理器单元开始计数。然后该周期脉冲抽样信号转为对接 收到的信号进行抽样平滑，输出给信号峰值检测单元。当检测到接收信号时，该信号检测单 元将同样发送一个控制信号(如图7中第5个信号波形所示)给微处理器单元，使其停止计 数工作。此时，计数器得到的计数结果为：
待测的距离为：
可见，通过这种扩时的测量方法可以将原本细微的差别放大，以提高精度。如电子元器 件对于时间的测量误差假设为Δt，那么直接的时间测量结果就是：T1±Δt。而采用这种扩时 的测量方法，对扩展后的时间的测量误差仍然是电子元器件引起的误差Δt，即其扩展后测得 的时间为：T±Δt。最后将该扩展时间压缩n+1倍还原为原来的待测时间，可得：
(T±Δt)/(n+1)＝T1±Δt/(n+1) …………(8)
与前面直接测量的结果相比，很明显误差也减小了n+1倍。理论上该方法有望获得任意 小的误差，但实际上仍然受到硬件设备的一定限制。同时这种方法是以增加测量时间为代价 的。误差缩小了n+1倍，则其测量的时间放大了n+1倍。