在无线网络中使用的基站、移动站和射频发射机转让专利
申请号 : CN200580034372.5
文献号 : CN101036292B
文献日 : 2010-05-05
发明人 : 迈克尔·L·布罗布斯顿
申请人 : 三星电子株式会社
摘要 :
一种直接功率放大器调制器，其接收双极性I和Q数据，基带或多载波数字IF，并产生合成的幅度和符号分量。还描述了一种直接功率放大器调制器，其产生90度偏置载波频率的正交项，其中在正交I和采样的相应符号分量的控制下将每一项移位180度。本发明还提供被配置成接收在后置PA异相组合器中被组合的差分正交频率分量的晶体管结构。
权利要求 :
1.一种RF发射机，包括：
正交源数据块，能够接收输入同相(I)数据流和输入正交(Q)数据流并从中产生同相绝对值(|I|’)数据信号和正交绝对值(|Q|’)数据信号；和正交调制块，包括第一图腾柱输出晶体管结构和第二图腾柱输出晶体管结构，其中该第一图腾柱输出晶体管结构包含由所述|I|’数据信号控制的第一偏置调制器，并且该第二图腾柱输出晶体管结构包含由所述|Q|’数据信号控制的第二偏置调制器，其中，所述正交调制块幅度调制载波的单独的双相位调制过的正交分量。
2.根据权利要求1所述的RF发射机，其中，所述正交数据块还产生分别指示I数据流和Q数据流的符号的符号信号sgn(I)和sgn(Q)。
3.根据权利要求2所述的RF发射机，其中，sgn(I)保持与|I|同步以及sgn(Q)保持与|Q|同步。
4.根据权利要求3所述的RF发射机，其中，sgn(I)和数字载波频率被输入到XOR运算器以产生互补项来双相位调制同相I载波分量，并且，其中，sgn(Q)和数字载波频率被输入到XOR运算器以产生互补项来双相位调制正交(Q)载波分量。
5.根据权利要求1所述的RF发射机，其中，所述载波的所述幅度和相位调制过的分量首先被功率放大然后被组合。
6.根据权利要求5所述的RF发射机，其中，开关模式、图腾柱或H-桥放大器结构被用于独立地功率放大已调制的同相和正交载波分量，并且，异相组合器被用于将经过放大的载波分量组合到单一的已调制载波中。
7.一种在无线网络中使用的基站，包括：
处理器和可存取的存储器；
收发信机，连接到所述处理器并受该处理器的控制，该收发信机包括正交源数据块，它能够接收输入同相(I)数据流和输入正交(Q)数据流并且从中产生同相绝对值(|I|’)数据信号和正交绝对值(|Q|’)数据信号；和正交调制块，它包括第一图腾柱输出晶体管结构和第二图腾柱输出晶体管结构，其中该第一图腾柱输出晶体管结构包含由所述|I|’数据信号控制的第一偏置调制器，并且该第二图腾柱输出晶体管结构包含由所述|Q|’数据信号控制的第二偏置调制器，其中，所述正交调制块幅度调制载波的单独的双相位调制过的正交分量。
8.根据权利要求7所述的基站，其中，所述正交数据块还产生分别指示I数据流和Q数据流的符号的符号信号sgn(I)和sgn(Q)。
9.根据权利要求8所述的基站，其中，sgn(I)保持与|I|同步，并且sgn(Q)保持与|Q|同步。
10.根据权利要求9所述的基站，其中，sgn(I)和数字载波频率被输入到XOR运算器以产生互补项来双相位调制同相(I)载波分量，并且sgn(Q)和数字载波频率被输入到XOR运算器以产生互补项来双相位调制正交(Q)载波分量。
11.根据权利要求7所述的基站，其中，所述载波的所述幅度和相位调制过的分量首先被功率放大然后被组合。
12.根据权利要求11所述的基站，其中，开关模式、图腾柱或H-桥放大器结构被用于分别地功率放大已调制的同相和正交载波分量，并且，异相组合器被用于将经过放大的载波分量组合到单一的已调制载波中.
13.一种在无线网络中使用的移动站，包括：
处理器和可存取的存储器；
收发信机，连接到所述处理器并受该处理器的控制，该收发信机包括正交源数据块，它能够接收输入同相(I)数据流和输入正交(Q)数据流并从中产生同相绝对值(|I|’)数据信号和正交绝对值(|Q|’)数据信号；和正交调制块，它包括第一图腾柱输出晶体管结构和第二图腾柱输出晶体管结构，其中该第一图腾柱输出晶体管结构包含由所述|I|’数据信号控制的第一偏置调制器并且该第二图腾柱输出晶体管结构包含由所述|Q|’数据信号控制的第二偏置调制器，其中，所述正交调制块幅度调制载波的单独的双相位调制过的正交分量。
14.根据权利要求13所述的移动站，其中，所述正交数据块还产生分别指示I数据流和Q数据流的符号的符号信号sgn(I)和sgn(Q)。
15.根据权利要求14所述的移动站，其中，sgn(I)保持与|I|同步，并且sgn(Q)保持与|Q|同步。
16.根据权利要求15所述的移动站，其中，sgn(I)和数字载波频率被输入到XOR运算器以产生互补项来双相位调制同相(I)载波分量，并且sgn(Q)和数字载波频率被输入到XOR运算器以产生互补项来双相位调制正交(Q)载波分量。
17.根据权利要求13所述的移动站，其中，所述载波的所述幅度和相位调制过的分量首先被功率放大然后被组合。
18.根据权利要求17所述的移动站，其中，开关模式、图腾柱或H-桥放大器结构被用于分别地功率放大已调制的同相和正交载波分量，并且，异相组合器被用于将经过放大的载波分量组合到单一的已调制载波中。
说明书 :
技术领域
本发明总的来讲涉及一种RF发射机，具体地说，涉及一种开关模式RF功率放大器。
背景技术
在传统的射频(RF)发射机中，RF功率放大器在A类、AB类或C类偏置条件下线性工作。这些偏置类别存在的问题是功率级的效率由于功率级中由静态偏置或基本欧姆损耗产生的高功耗而受到限制。大量的研究团体已经投入到能够使用在开关模式中工作的非线性功率放大器产生线性RF功率以便增强功率附加效率的新RF发射机的开发中。
已经提出各种开关模式技术来提高功率放大器(PA)级的附加功率效率。这些技术包括：i)极性调制；ii)包络消除和恢复；iii)LINC；和iv)Δ-∑调制(delta sigma modulation)。在每种情况下，在功率放大器级中应用某种形式的直接调制。普遍的构思是使最后放大器工作在开关模式，其中在夹断和饱和状态之间以载波频率速率或其某倍数驱动最后的功率晶体管级。通过最小化晶体管处于线性工作区域中的周期的百分比，从而最小化晶体管中消耗的功率和获得高水平的功率附加效率。
这种方法的明显缺点是保持高的调制精度和避免产生相邻信道干扰，在放大器级中需要高的包络线性度。结果，高效率功率放大技术聚焦于保持放大波形的包络完整性，尽管载波本身将会通过开关模式工作而被削波。结果是即便产生高电平的谐波，也能够保持带内调制精度和相邻信道的完整性。在放大器级之后容易滤波该谐波分量。
在极性调制(或EER)方法中，将正交基带信息转换成幅度和相位的极性分量。以载波频率工作的振荡器利用恒定幅度、恒定频率信号驱动开关模式功率放大器(PA)的栅极。合成波形的相位分量用于相位调制控制PA输出相位的振荡器。幅度分量用于通过控制PA漏极偏置幅度调制开关模式PA。预失真通常用于获得线性包络。高电平的载波谐波通常由开关波形产生，因此与在线性PA之后通常需要的谐波滤波数量相比，必须使用较大数量的谐波滤波。
极性调制方法的一个缺点是，由于根本不同的电路拓扑结构，幅度调制路径和相位调制路径中的延迟本质上是不同的，并且经受由于温度或分量变化引起的不同变化量。对于宽带调制格式来说小的定时误差(＞2纳秒)可能导致不可容忍的调制误差。
在LINC方法中，对于由开关模式功率放大器级产生的两个公共频率分量进行相位调制然后进行组合，因此它们线性相加和相减以产生正交调制的载波。这需要某些独特的能够将非相干波形组合到负载中而在组合器中没有过多的功率耗散的功率组合技术。实现高效率组合已经对实施这种技术带来重要的挑战。
Δ-∑调制方法通常使用高阶(第四阶)Δ-∑(delta sigma)带通环路作为单位(bit)模/数转换器.这产生了具有位于Fs/2或Fs/4频率处陷波(notch)的噪声传递函数.所以当载波在噪声传递函数的陷波内工作时可以获得优良的信号噪声比.这种环路的单位输出用于驱动开关模式PA的栅极.在功率放大器(PA)之后使用窄带带通滤波器消除载波带宽外的宽带噪声.
一种实现这种方法的挑战是必须将Δ-∑环路时钟同步于载波频率的两倍到四倍。对于US PCS或IMT-2000频带中的载波，在当前装置速度条件下这是一个重大的挑战。另一个局限是取决于Δ-∑环路的阶次和时钟速率，调制器的瞬时带宽被限制在大约20MHz。另外，在PA级之后的固定带通滤波器严重限制了PA的工作频带。
所以，需要一种改进的执行开关模式功率放大而不面临上述问题的功率放大器的技术。
已经提出各种开关模式技术来提高功率放大器(PA)级的附加功率效率。这些技术包括：i)极性调制；ii)包络消除和恢复；iii)LINC；和iv)Δ-∑调制(delta sigma modulation)。在每种情况下，在功率放大器级中应用某种形式的直接调制。普遍的构思是使最后放大器工作在开关模式，其中在夹断和饱和状态之间以载波频率速率或其某倍数驱动最后的功率晶体管级。通过最小化晶体管处于线性工作区域中的周期的百分比，从而最小化晶体管中消耗的功率和获得高水平的功率附加效率。
这种方法的明显缺点是保持高的调制精度和避免产生相邻信道干扰，在放大器级中需要高的包络线性度。结果，高效率功率放大技术聚焦于保持放大波形的包络完整性，尽管载波本身将会通过开关模式工作而被削波。结果是即便产生高电平的谐波，也能够保持带内调制精度和相邻信道的完整性。在放大器级之后容易滤波该谐波分量。
在极性调制(或EER)方法中，将正交基带信息转换成幅度和相位的极性分量。以载波频率工作的振荡器利用恒定幅度、恒定频率信号驱动开关模式功率放大器(PA)的栅极。合成波形的相位分量用于相位调制控制PA输出相位的振荡器。幅度分量用于通过控制PA漏极偏置幅度调制开关模式PA。预失真通常用于获得线性包络。高电平的载波谐波通常由开关波形产生，因此与在线性PA之后通常需要的谐波滤波数量相比，必须使用较大数量的谐波滤波。
极性调制方法的一个缺点是，由于根本不同的电路拓扑结构，幅度调制路径和相位调制路径中的延迟本质上是不同的，并且经受由于温度或分量变化引起的不同变化量。对于宽带调制格式来说小的定时误差(＞2纳秒)可能导致不可容忍的调制误差。
在LINC方法中，对于由开关模式功率放大器级产生的两个公共频率分量进行相位调制然后进行组合，因此它们线性相加和相减以产生正交调制的载波。这需要某些独特的能够将非相干波形组合到负载中而在组合器中没有过多的功率耗散的功率组合技术。实现高效率组合已经对实施这种技术带来重要的挑战。
Δ-∑调制方法通常使用高阶(第四阶)Δ-∑(delta sigma)带通环路作为单位(bit)模/数转换器.这产生了具有位于Fs/2或Fs/4频率处陷波(notch)的噪声传递函数.所以当载波在噪声传递函数的陷波内工作时可以获得优良的信号噪声比.这种环路的单位输出用于驱动开关模式PA的栅极.在功率放大器(PA)之后使用窄带带通滤波器消除载波带宽外的宽带噪声.
一种实现这种方法的挑战是必须将Δ-∑环路时钟同步于载波频率的两倍到四倍。对于US PCS或IMT-2000频带中的载波，在当前装置速度条件下这是一个重大的挑战。另一个局限是取决于Δ-∑环路的阶次和时钟速率，调制器的瞬时带宽被限制在大约20MHz。另外，在PA级之后的固定带通滤波器严重限制了PA的工作频带。
所以，需要一种改进的执行开关模式功率放大而不面临上述问题的功率放大器的技术。
发明内容
本发明提供了一种避免现有技术方法所面临问题的开关模式功率放大的形式。本发明提供了一种接收双极性I和Q数据，基带或多载波数字IF，并产生合成的幅度和符号向量的直接功率放大器调制器。本发明还提供了产生90度载波频率偏置的正交项的直接功率放大器调制器，其中在正交I和Q采样的相应符号分量的控制下将每一项移位180度。本发明还提供被配置为用于接收在后置PA异相组合器中进行组合的差分正交频率分量的晶体管结构。
根据本发明的一个实施例，提供了一种RF发射机，其包括能够接收输入同相(I)数据流和输入正交(Q)数据流并从其中产生同相绝对值(|I|’)数据信号和正交绝对值(|Q|’)数据信号的正交源数据块；和正交调制块，该正交调制块包括第一图腾柱(totem pole)输出晶体管结构和第二图腾柱输出晶体管结构，其中第一图腾柱输出晶体管结构包含由所述(|I|’)数据信号控制的第一偏置调制器图腾柱，并且第二图腾柱输出晶体管结构包含由所述(|Q|’)数据信号控制的第二偏置调制器图腾柱。
根据本发明的其他实施例，提供了在无线网络中使用的基站和移动站，其中每一个都在无线网络中使用，并且每个包括处理器和可存取的存储器；连接到并受处理器控制的收发信机，该收发信机包括能够接收输入同相(I)数据流和输入正交(Q)数据流并且从其中产生同相绝对值(|I|’)数据信号和正交绝对值(|Q|’)数据信号的正交源数据块；和正交调制块，包括第一图腾柱输出晶体管结构和第二图腾柱输出晶体管结构，其中该第一图腾柱输出晶体管结构包含由所述(|I|’)数据信号控制的第一偏置调制器，并且该第二图腾柱输出晶体管结构包含由所述(|Q|’)数据信号控制的第二偏置调制器。
具体来讲，按照本发明的一个方面，提供了一种RF发射机，包括：正交源数据块，能够接收输入同相(I)数据流和输入正交(Q)数据流并从中产生同相绝对值(|I|’)数据信号和正交绝对值(|Q|’)数据信号；和正交调制块，包括第一图腾柱输出晶体管结构和第二图腾柱输出晶体管结构，其中该第一图腾柱输出晶体管结构包含由所述|I|’数据信号控制的第一偏置调制器，并且该第二图腾柱输出晶体管结构包含由所述|Q|’数据信号控制的第二偏置调制器，其中，所述正交调制块幅度调制载波的单独的双相位调制过的正交分量。
按照本发明的另一个方面，提供了一种在无线网络中使用的基站，包括：处理器和可存取的存储器；收发信机，连接到所述处理器并受该处理器的控制，该收发信机包括正交源数据块，它能够接收输入同相(I)数据流和输入正交(Q)数据流并且从中产生同相绝对值(|I|’)数据信号和正交绝对值(|Q|’)数据信号；和正交调制块，它包括第一图腾柱输出晶体管结构和第二图腾柱输出晶体管结构，其中该第一图腾柱输出晶体管结构包含由所述|I|’数据信号控制的第一偏置调制器，并且该第二图腾柱输出晶体管结构包含由所述|Q|’数据信号控制的第二偏置调制器，其中，所述正交调制块幅度调制载波的单独的双相位调制过的正交分量.
按照本发明的再一个方面，提供了一种在无线网络中使用的移动站，包括：处理器和可存取的存储器；收发信机，连接到所述处理器并受该处理器的控制，该收发信机包括正交源数据块，它能够接收输入同相(I)数据流和输入正交(Q)数据流并从中产生同相绝对值(|I|’)数据信号和正交绝对值(|Q|’)数据信号；和正交调制块，它包括第一图腾柱输出晶体管结构和第二图腾柱输出晶体管结构，其中该第一图腾柱输出晶体管结构包含由所述|I|’数据信号控制的第一偏置调制器并且该第二图腾柱输出晶体管结构包含由所述|Q|’数据信号控制的第二偏置调制器，其中，所述正交调制块幅度调制载波的单独的双相位调制过的正交分量。
根据本发明的一个实施例，提供了一种RF发射机，其包括能够接收输入同相(I)数据流和输入正交(Q)数据流并从其中产生同相绝对值(|I|’)数据信号和正交绝对值(|Q|’)数据信号的正交源数据块；和正交调制块，该正交调制块包括第一图腾柱(totem pole)输出晶体管结构和第二图腾柱输出晶体管结构，其中第一图腾柱输出晶体管结构包含由所述(|I|’)数据信号控制的第一偏置调制器图腾柱，并且第二图腾柱输出晶体管结构包含由所述(|Q|’)数据信号控制的第二偏置调制器图腾柱。
根据本发明的其他实施例，提供了在无线网络中使用的基站和移动站，其中每一个都在无线网络中使用，并且每个包括处理器和可存取的存储器；连接到并受处理器控制的收发信机，该收发信机包括能够接收输入同相(I)数据流和输入正交(Q)数据流并且从其中产生同相绝对值(|I|’)数据信号和正交绝对值(|Q|’)数据信号的正交源数据块；和正交调制块，包括第一图腾柱输出晶体管结构和第二图腾柱输出晶体管结构，其中该第一图腾柱输出晶体管结构包含由所述(|I|’)数据信号控制的第一偏置调制器，并且该第二图腾柱输出晶体管结构包含由所述(|Q|’)数据信号控制的第二偏置调制器。
具体来讲，按照本发明的一个方面，提供了一种RF发射机，包括：正交源数据块，能够接收输入同相(I)数据流和输入正交(Q)数据流并从中产生同相绝对值(|I|’)数据信号和正交绝对值(|Q|’)数据信号；和正交调制块，包括第一图腾柱输出晶体管结构和第二图腾柱输出晶体管结构，其中该第一图腾柱输出晶体管结构包含由所述|I|’数据信号控制的第一偏置调制器，并且该第二图腾柱输出晶体管结构包含由所述|Q|’数据信号控制的第二偏置调制器，其中，所述正交调制块幅度调制载波的单独的双相位调制过的正交分量。
按照本发明的另一个方面，提供了一种在无线网络中使用的基站，包括：处理器和可存取的存储器；收发信机，连接到所述处理器并受该处理器的控制，该收发信机包括正交源数据块，它能够接收输入同相(I)数据流和输入正交(Q)数据流并且从中产生同相绝对值(|I|’)数据信号和正交绝对值(|Q|’)数据信号；和正交调制块，它包括第一图腾柱输出晶体管结构和第二图腾柱输出晶体管结构，其中该第一图腾柱输出晶体管结构包含由所述|I|’数据信号控制的第一偏置调制器，并且该第二图腾柱输出晶体管结构包含由所述|Q|’数据信号控制的第二偏置调制器，其中，所述正交调制块幅度调制载波的单独的双相位调制过的正交分量.
按照本发明的再一个方面，提供了一种在无线网络中使用的移动站，包括：处理器和可存取的存储器；收发信机，连接到所述处理器并受该处理器的控制，该收发信机包括正交源数据块，它能够接收输入同相(I)数据流和输入正交(Q)数据流并从中产生同相绝对值(|I|’)数据信号和正交绝对值(|Q|’)数据信号；和正交调制块，它包括第一图腾柱输出晶体管结构和第二图腾柱输出晶体管结构，其中该第一图腾柱输出晶体管结构包含由所述|I|’数据信号控制的第一偏置调制器并且该第二图腾柱输出晶体管结构包含由所述|Q|’数据信号控制的第二偏置调制器，其中，所述正交调制块幅度调制载波的单独的双相位调制过的正交分量。
附图说明
为了更加完整的理解本发明及其优点，现在将参考以下结合附图的描述，其中，类似的附图标记表示类似的部件：
图1示例了根据本发明原理的范例性无线网络；
图2示例了根据本发明范例性实施例的范例性基站；
图3示例了根据本发明优选实施例的无线移动站；
图4示例了根据本发明原理的正交数据转换器块；以及
图5示例了根据本发明范例性实施例的H-桥功率放大器的正交驱动。
图1示例了根据本发明原理的范例性无线网络；
图2示例了根据本发明范例性实施例的范例性基站；
图3示例了根据本发明优选实施例的无线移动站；
图4示例了根据本发明原理的正交数据转换器块；以及
图5示例了根据本发明范例性实施例的H-桥功率放大器的正交驱动。
具体实施方式
在以下讨论的用于本专利文献中描述本发明原理的图1到5和各个实施例仅仅是借助于示例的方式和以及不应该以任何方式解释为对本发明范围的限制。本领域的普通技术人员应当理解，本发明的原理可以在任何适当安排的RF发射机中实现。
通过这种形式披露的本发明试图获得功率放大器操作其他开关模式的效率优势同时避免与这些替换的方法相关联的问题。这里描述的技术涉及开关模式功率放大器的直接正交调制。
图1示出了根据本发明原理的范例性无线网络。
无线网络100包括多个小区站点121-123，每个小区站点包含基站BS101、BS 102或BS 103的其中之一。基站101-103和多个移动站(MS)111-114根据，例如，IS-2000标准(即CDMA2000)在码分多址(CDMA)信道上通信。在本发明的优选实施例中，移动站111-114能够同时在两个或更多CDMA信道上接收数据业务和/或语音业务。移动站111-114可以是任何适当的能够经由无线链路与基站101-103通信的无线设备(例如，传统的蜂窝电话机、PCS手持机、个人数字助理(PDA)手持机、便携式计算机、遥测设备)。
本发明并不局限于移动设备。本发明还包含其他类型的无线接入终端，包括固定的无线终端。为了简明起见，只示出并在下文中讨论移动站。但是，应该明白，在以下权利要求书和说明书中术语“移动站”的使用试图包含真正的移动设备(例如，蜂窝电话机、无线膝上型电脑)和固定的无线终端(例如，具有无线功能的机械监视器)两者。
虚线示出了基站101-103位于其中的小区站点121-123的近似边界。为了示例和说明的目的，所述小区站点近似地显示为圆形。应该清楚地理解，根据所选择的小区配置以及自然和人造障碍物，小区站点可以具有其他的不规则形状。
正如在现有技术中所了解的，小区站点121-123中的每个由多个扇区构成，其中，耦合于基站的方向性天线辐射每个扇区。图1的实施例示出了位于小区中央的基站。替换实施例可以将方向性天线定位于扇区的角落。本发明的系统并不局限于任何特定的小区站点配置。
在本发明的一个实施例中，BS 101、BS 102和BS 103中的每个包括基站控制器(BSC)和一个或多个基站收发信机子系统(BTS)。基站控制器和基站收发信机子系统对于本领域的普通技术人员来说是熟知的。基站控制器是一种管理无线通信资源的设备，包括用于无线通信网络内特定小区的基站收发信机子系统。基站收发信机子系统包括位于每个小区站点中的RF收发信机、天线和其他电子设备。所述电子设备可以包括空调单元、供热单元、电力供给、电话线接口和RF发射机和RF接收机。在解释本发明操作的过程中为了简单和清楚起见，小区121、122和123的每个小区中的基站收发信机子系统以及与每个基站收发信机子系统相关联的基站控制器集合性地分别通过BS 101、BS 102和BS 103表示。
BS 101、BS 102和BS 103经由通信线路131和移动交换中心(MSC)140在彼此之间以及公共交换电话网络(PSTN)(未示出)之间传送语音和数据信号。BS 101、BS 102和BS 103还利用因特网(未示出)经由通信线路131和分组数据服务器节点(PDSN)150传送诸如分组数据的数据信号。分组控制功能(PCF)单元190控制基站101-103和PDSN 150之间的数据分组的流过。PCF单元190可以实现为PDSN 150的一部分、MSC 140的一部分、或如在图1中所示它是和PDSN 150通信的独立设备。线路131还提供用于在MSC 140和BS 101、BS 102以及BS 103之间发送控制信号的连接路径，所述控制信号用于在MSC 140和BS 101、BS 102以及BS 103之间为语音和数据电路建立连接。
通信线路131可以是任何适当的连接装置，包括T1线路、T3线路、光纤链路、网络分组数据骨干连接或任何其他类型的数据连接。线路131将BSC中的每个语音编码器(vocoder)与MSC 140中的开关单元相链接。线路131上的连接可以发送模拟语音信号或脉冲码调制(PCM)格式、网际协议(IP)格式、异步传输模式(ATM)格式等等的数字语音信号。
MSC 140是一种在无线网络和诸如PSTN或因特网的外部网络中的用户之间提供服务和协调的交换设备。MSC 140对于本领域的普通技术人员来说是熟知的。在本发明的某些实施例中，通信线路131可以是若干不同的数据链路，其中每个数据链路将BS 101、BS 102和BS 103中的一个耦合至MSC140。
在范例性的无线网络100中，MS 111定位于小区站点121中并且和BS101通信。MS 113定位于小区站点122中并且和BS 102通信。MS 114定位于小区站点123中并且和BS 103通信。MS 112还定位靠近于小区站点123的边缘并且如通过最接近MS 112的方向箭头所指示，它正在移进小区站点123的方向。在某点上，当MS 112移动到小区站点123中并且移出小区站点121时，将发生越区切换。
图2更详细地示例了根据本发明范例性实施例的范例性基站101.基站101包括基站控制器(BSC)210和基站收发信机站(BTS)220.前面已经结合图1描述了基站控制器和基站收发信机站.BSC 210管理包括BTS 220的小区站点121中的资源。BTS 120包括BTS控制器225、信道控制器235(包含代表性的信道单元240)、收发信机接口(IF)245、RF收发信机250和天线阵列255。
BTS控制器225包括能够执行控制BTS 220的全部操作以及和BSC 210通信的操作程序的处理电路和存储器。在正常情况下，BTS控制器225指令包含包括信道元件240在内的一定数量信道元件的信道控制器235的操作，执行在前向信道和反向信道中的双向通信。“前向”信道指从基站到移动站的出站信号，以及“反向”信道指从移动站到基站的入站信号。收发信机IF 245在信道控制器240和RF收发信机250之间传送双向信道信号。
天线阵列255将从RF收发信机250接收的前向信道信号发送到BS 101覆盖区域中的移动站。天线阵列255还向RF收发信机250发送从BS 101覆盖区域中的移动站接收的反向信道信号。在本发明的优选实施例中，天线阵列255是诸如三扇区天线的多扇区天线，所以，每个天线扇区对在覆盖区域的120弧的发送和接收做出响应。另外，RF收发信机250可以包含在发送和接收两种操作期间在天线阵列255的不同天线中进行选择的天线选择单元。
图3示出了根据本发明优选实施例的无线移动站111。无线移动站111包括天线305、射频(RF)收发信机310、发送(TX)处理电路315、麦克风320以及接收(RX)处理电路325。MS 111还包括扬声器330、主处理器340、输入/输出(I/O)接口(IF)345、小键盘350、显示器355和存储器360。存储器360还包括基本操作系统(OS)程序361。
射频(RF)收发信机310从天线305接收由无线网络100的基站发送的输入RF信号。射频(RF)收发信机310下变换该输入RF信号以产生中频(IF)或基带信号。所述IF或基带信号被发送到通过滤波、解码和/或数字化该基带或IF信号而产生经处理的基带信号的接收机(RX)处理电路325。接收机(RX)处理电路325发送经处理的基带信号到扬声器330(即语音数据)或到主处理器340以进一步处理(例如，web浏览)。
发送机(TX)处理电路315从麦克风320接收模拟或数字语音数据或从主处理器340接收其他输出基带数据(例如，web数据、电子邮件、互动视频游戏数据)。发送机(TX)处理电路315编码、多路复用、和/或数字化所述输出基带数据以产生经处理的基带或IF信号。射频(RF)收发信机310从发送机(TX)处理电路315接收所述输出的经处理的基带或IF信号。射频(RF)收发信机310上变换基带或IF信号成经由天线305发送的射频(RF)信号。
在本发明的优选实施例中，主处理器340是微处理器或微控制器。存储器360耦合至主处理器340。根据本发明的优选实施例，存储器360的一部分包括随机存取存储器(RAM)，以及存储器360的另一个部分包括用作只读存储器(ROM)的快闪存储器。
主处理器340执行在存储器360中存储的基本操作系统(OS)程序361以便控制无线移动站111的全部操作。在一种这样的操作中，主处理器340根据已知的原理控制通过射频(RF)收发信机310、接收机(RX)处理电路325和发送机(TX)处理电路315接收前向信道信号并且发送反向信道信号。
主处理器340能够执行其他处理和驻留在存储器360中的程序.主处理器340能够根据执行处理的需要，将数据移入或移出存储器360.主处理器340还耦合至I/O接口345.I/O接口345给移动站111提供连接到诸如膝上型电脑和手持计算机的其他设备的能力.I/O接口345是这些附属设备和主控制器340之间的通信路径.
主处理器340还耦合至小键盘350和显示单元355。移动站111的操作员使用小键盘350将数据输入到移动站111中。显示器355可以是能够再现来自web站点的文本和/或至少有限图片的液晶显示器。替换的实施例可以使用其他类型的显示器。
图4的框图示出了根据本发明原理的正交数据转换器。在这里披露的直接正交调制方法中，开关模式PA由两个晶体管结构组成-一个晶体管用于I信道放大以及一个晶体管用于Q信道。这两个路径被组合到负载电路中以形成完整的向量。在本方法中，在数据格式转换器405/430中以内插的数字I和Q基带信息为条件创建表示双极性I和Q信号的绝对值的|I|和|Q|信号。所述I和Q数据的符号信息被分割成sgn(I)和sgn(Q)信号。这些信号基本上是基带I和Q数据的符号位。
类似于极性调制方法，振荡器425产生基本载波频率fc。该载波频率是以0°分量和90°延迟版本的数字形式产生的。0°分量的互补项是根据也由sgn(I)位驱动的异或逻辑(XOR)功能块420产生的。只要基带I数据是负值，该sgn(I)位都将导致在XOR功能块420中的反转。同理，90°分量的互补项根据也由sgn(Q)位驱动的异或逻辑(XOR)功能块435产生。只要基带Q数据是负值，该sgn(Q)位都将导致XOR功能块435中的反转。
以这种方式，能够根据单极性PA电路调制负的I和Q值。所述互补fc(0°)信号驱动图腾柱(totem-pole)输出晶体管结构以形成I开关。所述互补fc(90°)信号驱动图腾柱输出晶体管结构以形成Q开关。所以，不存在必须调制到载波上的实际的相位信息。所述I和Q波形的相位是恒定的，例外情况仅指当原始的I和Q波形从正值变换到负值时在0°和180°状态之间进行切换。
|I|通过线性化器410并到达DAC 415以产生|I|’。|I|’被传递到低通滤波器417。类似地，|Q|被传递通过线性化器440并且到达DAC 445以产生|Q|’。|Q|’被传递到低通滤波器447。
图5示出了根据本发明范例性实施例的H桥功率放大器的正交驱动。|I|’和|Q|’信号驱动幅度/偏置调制器块505/555。这个块本质上是接收恒定偏置电压并且以与|I|’和|Q|’控制信号成正比的次级电压产生DC电流的DC-DC转换器。
幅度调制器的可变输出电压阻挡施加功率放大器级(分别是510/515/520/525/530/535/540和560/565/570/575/580/585/550)的漏极偏置。这导致了I和Q分支的单极性幅度调制。最后，在带通滤波器(BPF)590处组合调制向量的相位和幅度分量以在RL595两端形成完整的向量。
显然，从最后晶体管级的直接漏极调制将不会获得完美的线性幅度和相位响应。因此，线性化功能被用于预失真(pre-distort)I和Q波形以补偿非线性晶体管响应，以便获得线性幅度调制。所述I和Q波形被预失真以便在组合之后使复合向量具有高的调制精度和低的相邻信道干扰。
由于开关模式操作，将通过PA级产生高谐波电平。后置放大器带通滤波器(BPF)衰减由转换瞬间产生的高谐波电平。以这种方式，开关模式PA能够使用在延迟差方面具有鲁棒性(rubust)的正交调制方法传送高效的操作。
这种正交调制技术的一个优点是由于I和Q调节电路能够完全相同地在公用半导体上实现，延迟差将可以忽略.直接正交技术中的主定时约束是，sgn(I)被保持和|I|信号同步，并且同理sgn(Q)被保持和|Q|信号同步.由于这些功能将在公用硅基片上数字化实现，这将是件简单的事情.这样避免了在倾向于限制这种技术的实际带宽的极性调制技术中通常所面临的相位和幅度问题.
另一个优点是，由于到绝大多数无线调制解调器的接口通常是数字正交接口，所以不存在必须在这种体系结构中实现的正交到极性转换器块。正交调制器只根据I和Q幅度而不必计算相位就产生I和Q项的幅度和符号分量。这是超越极性调制和LINC技术的优点，其中二者极性调制和LINC技术都依赖于载波的相位调制。
直接正交调制技术优于Δ-∑调制方法之处在于不存在环路稳定性的问题。用于推导载波频率项的基本时钟也更容易利用直接正交调制技术产生，这是因为它以基本载波频率而不是以该频率的两倍或四倍产生。对于在800到2200MHz范围内的载波，这样使得直接正交调制技术以高速数字逻辑实现更加的可行。当前诸如CMOS的半导体处理将支持这些速度，而位于8GHz的时钟速率将要求更昂贵的诸如SiGe CMOS的设备技术。
直接正交调制技术优于Δ-∑调制方法之处还在于它不包含由于高阶Δ-∑环路的噪声传递函数引起的严重的带宽限制。而且，在直接正交调制技术中使用的带通滤波器能够是覆盖整个感兴趣工作频带的宽带滤波器，而Δ-∑调制方法通常必须使用受Δ-∑调制器噪声传递函数的带宽所约束的窄带滤波器。这种带宽将通常在20MHz或少于数量级上，其大约为1到2％带宽。这对于拥有各种市场中的不同频率块的无线操作员来说是一种严重的限制，这些市场想要避免采购多版本的同一功率放大器。对于使用直接正交调制技术的功率放大器来说这将不会是一个问题。
尽管已经利用范例性的实施例描述了本发明，但是对于本领域的普通技术人员来说可以提出各种改变和修改。本发明的意图在于包含如落入附属权利要求保护范围内的这些改变和修改。
通过这种形式披露的本发明试图获得功率放大器操作其他开关模式的效率优势同时避免与这些替换的方法相关联的问题。这里描述的技术涉及开关模式功率放大器的直接正交调制。
图1示出了根据本发明原理的范例性无线网络。
无线网络100包括多个小区站点121-123，每个小区站点包含基站BS101、BS 102或BS 103的其中之一。基站101-103和多个移动站(MS)111-114根据，例如，IS-2000标准(即CDMA2000)在码分多址(CDMA)信道上通信。在本发明的优选实施例中，移动站111-114能够同时在两个或更多CDMA信道上接收数据业务和/或语音业务。移动站111-114可以是任何适当的能够经由无线链路与基站101-103通信的无线设备(例如，传统的蜂窝电话机、PCS手持机、个人数字助理(PDA)手持机、便携式计算机、遥测设备)。
本发明并不局限于移动设备。本发明还包含其他类型的无线接入终端，包括固定的无线终端。为了简明起见，只示出并在下文中讨论移动站。但是，应该明白，在以下权利要求书和说明书中术语“移动站”的使用试图包含真正的移动设备(例如，蜂窝电话机、无线膝上型电脑)和固定的无线终端(例如，具有无线功能的机械监视器)两者。
虚线示出了基站101-103位于其中的小区站点121-123的近似边界。为了示例和说明的目的，所述小区站点近似地显示为圆形。应该清楚地理解，根据所选择的小区配置以及自然和人造障碍物，小区站点可以具有其他的不规则形状。
正如在现有技术中所了解的，小区站点121-123中的每个由多个扇区构成，其中，耦合于基站的方向性天线辐射每个扇区。图1的实施例示出了位于小区中央的基站。替换实施例可以将方向性天线定位于扇区的角落。本发明的系统并不局限于任何特定的小区站点配置。
在本发明的一个实施例中，BS 101、BS 102和BS 103中的每个包括基站控制器(BSC)和一个或多个基站收发信机子系统(BTS)。基站控制器和基站收发信机子系统对于本领域的普通技术人员来说是熟知的。基站控制器是一种管理无线通信资源的设备，包括用于无线通信网络内特定小区的基站收发信机子系统。基站收发信机子系统包括位于每个小区站点中的RF收发信机、天线和其他电子设备。所述电子设备可以包括空调单元、供热单元、电力供给、电话线接口和RF发射机和RF接收机。在解释本发明操作的过程中为了简单和清楚起见，小区121、122和123的每个小区中的基站收发信机子系统以及与每个基站收发信机子系统相关联的基站控制器集合性地分别通过BS 101、BS 102和BS 103表示。
BS 101、BS 102和BS 103经由通信线路131和移动交换中心(MSC)140在彼此之间以及公共交换电话网络(PSTN)(未示出)之间传送语音和数据信号。BS 101、BS 102和BS 103还利用因特网(未示出)经由通信线路131和分组数据服务器节点(PDSN)150传送诸如分组数据的数据信号。分组控制功能(PCF)单元190控制基站101-103和PDSN 150之间的数据分组的流过。PCF单元190可以实现为PDSN 150的一部分、MSC 140的一部分、或如在图1中所示它是和PDSN 150通信的独立设备。线路131还提供用于在MSC 140和BS 101、BS 102以及BS 103之间发送控制信号的连接路径，所述控制信号用于在MSC 140和BS 101、BS 102以及BS 103之间为语音和数据电路建立连接。
通信线路131可以是任何适当的连接装置，包括T1线路、T3线路、光纤链路、网络分组数据骨干连接或任何其他类型的数据连接。线路131将BSC中的每个语音编码器(vocoder)与MSC 140中的开关单元相链接。线路131上的连接可以发送模拟语音信号或脉冲码调制(PCM)格式、网际协议(IP)格式、异步传输模式(ATM)格式等等的数字语音信号。
MSC 140是一种在无线网络和诸如PSTN或因特网的外部网络中的用户之间提供服务和协调的交换设备。MSC 140对于本领域的普通技术人员来说是熟知的。在本发明的某些实施例中，通信线路131可以是若干不同的数据链路，其中每个数据链路将BS 101、BS 102和BS 103中的一个耦合至MSC140。
在范例性的无线网络100中，MS 111定位于小区站点121中并且和BS101通信。MS 113定位于小区站点122中并且和BS 102通信。MS 114定位于小区站点123中并且和BS 103通信。MS 112还定位靠近于小区站点123的边缘并且如通过最接近MS 112的方向箭头所指示，它正在移进小区站点123的方向。在某点上，当MS 112移动到小区站点123中并且移出小区站点121时，将发生越区切换。
图2更详细地示例了根据本发明范例性实施例的范例性基站101.基站101包括基站控制器(BSC)210和基站收发信机站(BTS)220.前面已经结合图1描述了基站控制器和基站收发信机站.BSC 210管理包括BTS 220的小区站点121中的资源。BTS 120包括BTS控制器225、信道控制器235(包含代表性的信道单元240)、收发信机接口(IF)245、RF收发信机250和天线阵列255。
BTS控制器225包括能够执行控制BTS 220的全部操作以及和BSC 210通信的操作程序的处理电路和存储器。在正常情况下，BTS控制器225指令包含包括信道元件240在内的一定数量信道元件的信道控制器235的操作，执行在前向信道和反向信道中的双向通信。“前向”信道指从基站到移动站的出站信号，以及“反向”信道指从移动站到基站的入站信号。收发信机IF 245在信道控制器240和RF收发信机250之间传送双向信道信号。
天线阵列255将从RF收发信机250接收的前向信道信号发送到BS 101覆盖区域中的移动站。天线阵列255还向RF收发信机250发送从BS 101覆盖区域中的移动站接收的反向信道信号。在本发明的优选实施例中，天线阵列255是诸如三扇区天线的多扇区天线，所以，每个天线扇区对在覆盖区域的120弧的发送和接收做出响应。另外，RF收发信机250可以包含在发送和接收两种操作期间在天线阵列255的不同天线中进行选择的天线选择单元。
图3示出了根据本发明优选实施例的无线移动站111。无线移动站111包括天线305、射频(RF)收发信机310、发送(TX)处理电路315、麦克风320以及接收(RX)处理电路325。MS 111还包括扬声器330、主处理器340、输入/输出(I/O)接口(IF)345、小键盘350、显示器355和存储器360。存储器360还包括基本操作系统(OS)程序361。
射频(RF)收发信机310从天线305接收由无线网络100的基站发送的输入RF信号。射频(RF)收发信机310下变换该输入RF信号以产生中频(IF)或基带信号。所述IF或基带信号被发送到通过滤波、解码和/或数字化该基带或IF信号而产生经处理的基带信号的接收机(RX)处理电路325。接收机(RX)处理电路325发送经处理的基带信号到扬声器330(即语音数据)或到主处理器340以进一步处理(例如，web浏览)。
发送机(TX)处理电路315从麦克风320接收模拟或数字语音数据或从主处理器340接收其他输出基带数据(例如，web数据、电子邮件、互动视频游戏数据)。发送机(TX)处理电路315编码、多路复用、和/或数字化所述输出基带数据以产生经处理的基带或IF信号。射频(RF)收发信机310从发送机(TX)处理电路315接收所述输出的经处理的基带或IF信号。射频(RF)收发信机310上变换基带或IF信号成经由天线305发送的射频(RF)信号。
在本发明的优选实施例中，主处理器340是微处理器或微控制器。存储器360耦合至主处理器340。根据本发明的优选实施例，存储器360的一部分包括随机存取存储器(RAM)，以及存储器360的另一个部分包括用作只读存储器(ROM)的快闪存储器。
主处理器340执行在存储器360中存储的基本操作系统(OS)程序361以便控制无线移动站111的全部操作。在一种这样的操作中，主处理器340根据已知的原理控制通过射频(RF)收发信机310、接收机(RX)处理电路325和发送机(TX)处理电路315接收前向信道信号并且发送反向信道信号。
主处理器340能够执行其他处理和驻留在存储器360中的程序.主处理器340能够根据执行处理的需要，将数据移入或移出存储器360.主处理器340还耦合至I/O接口345.I/O接口345给移动站111提供连接到诸如膝上型电脑和手持计算机的其他设备的能力.I/O接口345是这些附属设备和主控制器340之间的通信路径.
主处理器340还耦合至小键盘350和显示单元355。移动站111的操作员使用小键盘350将数据输入到移动站111中。显示器355可以是能够再现来自web站点的文本和/或至少有限图片的液晶显示器。替换的实施例可以使用其他类型的显示器。
图4的框图示出了根据本发明原理的正交数据转换器。在这里披露的直接正交调制方法中，开关模式PA由两个晶体管结构组成-一个晶体管用于I信道放大以及一个晶体管用于Q信道。这两个路径被组合到负载电路中以形成完整的向量。在本方法中，在数据格式转换器405/430中以内插的数字I和Q基带信息为条件创建表示双极性I和Q信号的绝对值的|I|和|Q|信号。所述I和Q数据的符号信息被分割成sgn(I)和sgn(Q)信号。这些信号基本上是基带I和Q数据的符号位。
类似于极性调制方法，振荡器425产生基本载波频率fc。该载波频率是以0°分量和90°延迟版本的数字形式产生的。0°分量的互补项是根据也由sgn(I)位驱动的异或逻辑(XOR)功能块420产生的。只要基带I数据是负值，该sgn(I)位都将导致在XOR功能块420中的反转。同理，90°分量的互补项根据也由sgn(Q)位驱动的异或逻辑(XOR)功能块435产生。只要基带Q数据是负值，该sgn(Q)位都将导致XOR功能块435中的反转。
以这种方式，能够根据单极性PA电路调制负的I和Q值。所述互补fc(0°)信号驱动图腾柱(totem-pole)输出晶体管结构以形成I开关。所述互补fc(90°)信号驱动图腾柱输出晶体管结构以形成Q开关。所以，不存在必须调制到载波上的实际的相位信息。所述I和Q波形的相位是恒定的，例外情况仅指当原始的I和Q波形从正值变换到负值时在0°和180°状态之间进行切换。
|I|通过线性化器410并到达DAC 415以产生|I|’。|I|’被传递到低通滤波器417。类似地，|Q|被传递通过线性化器440并且到达DAC 445以产生|Q|’。|Q|’被传递到低通滤波器447。
图5示出了根据本发明范例性实施例的H桥功率放大器的正交驱动。|I|’和|Q|’信号驱动幅度/偏置调制器块505/555。这个块本质上是接收恒定偏置电压并且以与|I|’和|Q|’控制信号成正比的次级电压产生DC电流的DC-DC转换器。
幅度调制器的可变输出电压阻挡施加功率放大器级(分别是510/515/520/525/530/535/540和560/565/570/575/580/585/550)的漏极偏置。这导致了I和Q分支的单极性幅度调制。最后，在带通滤波器(BPF)590处组合调制向量的相位和幅度分量以在RL595两端形成完整的向量。
显然，从最后晶体管级的直接漏极调制将不会获得完美的线性幅度和相位响应。因此，线性化功能被用于预失真(pre-distort)I和Q波形以补偿非线性晶体管响应，以便获得线性幅度调制。所述I和Q波形被预失真以便在组合之后使复合向量具有高的调制精度和低的相邻信道干扰。
由于开关模式操作，将通过PA级产生高谐波电平。后置放大器带通滤波器(BPF)衰减由转换瞬间产生的高谐波电平。以这种方式，开关模式PA能够使用在延迟差方面具有鲁棒性(rubust)的正交调制方法传送高效的操作。
这种正交调制技术的一个优点是由于I和Q调节电路能够完全相同地在公用半导体上实现，延迟差将可以忽略.直接正交技术中的主定时约束是，sgn(I)被保持和|I|信号同步，并且同理sgn(Q)被保持和|Q|信号同步.由于这些功能将在公用硅基片上数字化实现，这将是件简单的事情.这样避免了在倾向于限制这种技术的实际带宽的极性调制技术中通常所面临的相位和幅度问题.
另一个优点是，由于到绝大多数无线调制解调器的接口通常是数字正交接口，所以不存在必须在这种体系结构中实现的正交到极性转换器块。正交调制器只根据I和Q幅度而不必计算相位就产生I和Q项的幅度和符号分量。这是超越极性调制和LINC技术的优点，其中二者极性调制和LINC技术都依赖于载波的相位调制。
直接正交调制技术优于Δ-∑调制方法之处在于不存在环路稳定性的问题。用于推导载波频率项的基本时钟也更容易利用直接正交调制技术产生，这是因为它以基本载波频率而不是以该频率的两倍或四倍产生。对于在800到2200MHz范围内的载波，这样使得直接正交调制技术以高速数字逻辑实现更加的可行。当前诸如CMOS的半导体处理将支持这些速度，而位于8GHz的时钟速率将要求更昂贵的诸如SiGe CMOS的设备技术。
直接正交调制技术优于Δ-∑调制方法之处还在于它不包含由于高阶Δ-∑环路的噪声传递函数引起的严重的带宽限制。而且，在直接正交调制技术中使用的带通滤波器能够是覆盖整个感兴趣工作频带的宽带滤波器，而Δ-∑调制方法通常必须使用受Δ-∑调制器噪声传递函数的带宽所约束的窄带滤波器。这种带宽将通常在20MHz或少于数量级上，其大约为1到2％带宽。这对于拥有各种市场中的不同频率块的无线操作员来说是一种严重的限制，这些市场想要避免采购多版本的同一功率放大器。对于使用直接正交调制技术的功率放大器来说这将不会是一个问题。
尽管已经利用范例性的实施例描述了本发明，但是对于本领域的普通技术人员来说可以提出各种改变和修改。本发明的意图在于包含如落入附属权利要求保护范围内的这些改变和修改。