一种多入多出正交频分复用系统的信道估计方法

摘要

本发明公开了一种多入多出正交频分复用系统的信道估计方法，包括：用最小二乘法得到系统收发天线对的训练导频符号位置信道响应HPji；对HPji通过插值得到该收发天线对间的所有子载波位置的信道响应值Hji；对Hji作逆傅立叶变换，得到多径信道的冲激响应hji；选择重要路径得到信道冲激响应h′ji；对h′ji作傅立叶变化，得到信道的响应H′ji；遍历所有的收发天线对，得到数据帧的所有收发天线对间当前信道的信道响应估计初值H′ji；由该数据帧的参考导频符号估计出信道相位的偏移量φji；利用φji对H′ji进行补偿，得到该多入多出正交频分复用系统的最终信道响应估计H。本发明方法能满足一定的估计精度、能补偿由于系统非理想同步或信道变化引起的子载波相位偏移，而且便于实现。

权利要求

1.一种多入多出正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于，包括如下步骤：步骤一，用最小二乘法得到系统第j个接收天线、第i个发送天线组成的收发天线对的训练导频符号位置信道响应HPji；其中1≤j≤Nr，1≤i≤Nt；Nr、Nt分别是收、发天线的数目；

步骤二，对HPji通过插值得到该收发天线对间的所有子载波位置的信道响应值Hji；

步骤三，对Hji作逆傅立叶变换由频域转换到时域，得到多径信道的冲激响应hji；

步骤四，进行重要路径的选择，得到经选择后的信道冲激响应h′ji；

步骤五，对h′ji作傅立叶变化由时域转到频域，得到信道的响应H′ji；

步骤六，重复以上步骤一至步骤五，遍历所有的收发天线对，得到数据帧的所有收发天线对间当前信道的信道响应估计初值H′ji，其中i＝1，...，Nt；j＝1，...，Nr；

步骤七，由该数据帧的参考导频符号估计出信道相位的偏移量φji，其中i＝1，...，Nt；j＝1，...，Nr；

步骤八，利用步骤七的偏移量φji对步骤六的信道响应估计初值H′ji进行补偿，得到该多入多出正交频分复用系统的最终信道响应估计H；

在所述步骤四中，通过如下步骤中的一个选择所述重要路径：

将所述步骤三得到的所述信道冲激响应系数幅度与预定门限相比较，选择不小于所述预定门限的信道冲激响应的元素作为重要路径，并使其它元素设置为零；

选择信道冲激响应系数幅度最大的预定数量的元素作为重要路径，并使其它元素设置为零。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述训练导频符号，为系统的收发两端均已知的符号，由训练正交频分复用符号的特定子载波传送；

所述参考导频符号，为收发两端均已知的符号，由数据传输正交频分复用符号的特定子载波传送，所有的发送天线由相同的子载波发送参考导频符号。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述训练正交频分复用符号为数据帧的第一个正交频分复用符号，在所述训练正交频分复用符号中，对于Nt个发送天线中的第q个天线，等间隔地插入K个训练导频符号，第一个传送训练导频符号的子载波号是q-1，在非训练导频符号子载波处发送幅度为0的0符号。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述数据传输正交频分复用符号为数据帧的第一个正交频分复用符号后的正交频分复用符号。

5.根据权利要求1、2、3或4所述的方法，其特征在于，在所述步骤二中，所述插值为一阶线性插值、二阶线性插值或样条插值。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，在所述步骤六中，先判断是否所有的收发天线对的信道响应都已经求出来，如果不是，则执行步骤一，继续求取其余收发天线对的信道响应；如果是，则已经得到所有收发天线对间当前信道的信道响应估计初值，组成这一数据帧的信道响应初值矩阵。

说明书

一种多入多出正交频分复用系统的信道估计方法

技术领域

[0001] 本发明涉及移动通信系统中的信道估计方法，尤其涉及信息的无线传输领域的与正交频分复用技术相结合的系统的信道估计方法。

背景技术

[0002] OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)通过将频率选择性多径衰落信道在频域内转变成平坦信道，从而能够有效地抵抗频率选择性衰落的影响，而MIMO(Multiple-Input Multiple-Output，多入多出)技术能够在空间中产生独立的并行信道同时传输多路数据流，增加了系统的传输速率。在未来的宽带无线通信系统中，多径衰落信道和带宽效率是两个最严峻的挑战。将MIMO技术与OFDM相结合能够为无线通信系统提供更高的系统容量和更高的数据传输速率，在未来的无线通信中有广泛的应用前景。对于相干检测的MIMO-OFDM系统，信道估计极大地影响着整个通信系统的性能。 [0003] 在OFDM系统中通过在子载波上插入导频可以容易地实现信道估计，然而在多发射天线的OFDM系统中，每一个接收天线的信号来自多个发射天线的独立衰落信号的叠加，因此针对单天线的OFDM信道估计方法不能识别出多个信道衰落系数。目前在MIMO-OFDM系统中，采用的信道估计方法大致可以分为：基于训练序列的MMSE(最小均方误差)估计、基于训练序列的LS(最小二乘)估计、基于导频的信道估计、盲估计和半盲估计。考虑到算法的复杂度和估计精度之间的均衡，实际的MIMO-OFDM系统往往通过设计导频形式而采用基于导频的信道估计方法。

[0004] 另外在实际的MIMO-OFDM系统中，信道估计是在同步之后进行的，同步技术对信道估计的性能有着一定的影响。同步技术包括定时恢复和频偏估计。定时偏差和频偏估计的误差都会影响系统的性能。如果定时的偏移量与最大时延扩展的长度之和仍小于循环前缀的长度，定时是正确的，但是定时的偏移会引起子载波相位的旋转；而进行小数倍频偏估计时，各种估计算法都不可避免的存在估计误差，引起子载波相位的偏移。在一帧信号的时间内，往往假设信道是慢变的，但是信道的缓慢变化，也会引起因此子载波相位的变化。因此，定时偏移、频偏估计的误差和信道的缓慢变化，都会造成子载波相位的旋转或偏移，这需要利用信道估计进行相位补偿。

发明内容

[0005] 本发明所要解决的技术问题是提供一种多入多出正交频分复用系统的信道估计方法，解决现有估计方法在估计精度和实现复杂度之间的矛盾，以及解决现有技术无法对由于非理想同步引起的子载波相位偏移进行补偿的技术问题。

[0006] 为达到上述目的，本发明提供了一种多入多出正交频分复用系统的信道估计方法，其特点在于，包括如下步骤：

[0007] 步骤一，用最小二乘法得到系统第j个接收天线、第i个发送天线组成的收发天线对的训练导频符号位置信道响应HPji；其中1≤j≤Nr，1≤i≤Nt；Nr、Nt分别是收、发天线的数目；

[0008] 步骤二，对HPji通过插值得到该收发天线对间的所有子载波位置的信道响应值Hji；

[0009] 步骤三，对Hji作逆傅立叶变换由频域转换到时域，得到多径信道的冲激响应hji； [0010] 步骤四，进行重要路径的选择，得到经选择后的信道冲激响应h′ji； [0011] 步骤五，对h′ji作傅立叶变化由时域转到频域，得到信道的响应H′ji； [0012] 步骤六，重复以上步骤一至步骤五，遍历所有的收发天线对，得到数据帧的所有收发天线对间当前信道的信道响应估计初值H′ji，其中i＝1，...，Nt；j＝1，...，Nr； [0013] 步骤七，由该数据帧的参考导频符号估计出信道相位的偏移量φji，其中i＝1，...，Nt；j＝1，...，Nr；

[0014] 步骤八，利用步骤七的偏移量φji对步骤六的信道响应估计初值H′ji进行补偿，得到该多入多出正交频分复用系统的最终信道响应估计H；

[0015] 在所述步骤四中，通过如下步骤中的一个选择所述重要路径：

[0016] 将所述步骤三得到的所述信道冲激响应系数幅度与预定门限相比较，选择不小于所述预定门限的信道冲激响应的元素作为重要路径，并使其它元素设置为零； [0017] 选择信道冲激响应系数幅度最大的预定数量的元素作为重要路径，并使其它元素设置为零。

[0018] 上述的方法，其特在于，所述训练导频符号，为系统的收发两端均已知的符号，由训练正交频分复用符号的特定子载波传送；所述参考导频符号，为收发两端均已知的符号，由数据传输正交频分复用符号的特定子载波传送，所有的发送天线由相同的子载波发送参考导频符号。

[0019] 上述的方法，其特点在于，所述训练正交频分复用符号为数据帧的第一个正交频分复用符号，在所述训练正交频分复用符号中，对于Nt个发送天线中的第q个天线，等间隔地插入K个训练导频符号，第一个传送训练导频符号的子载波号是q-1，在非训练导频符号子载波处发送幅度为0的0符号。

[0020] 上述的方法，其特点在于，所述数据传输正交频分复用符号为数据帧的第一个正交频分复用符号后的正交频分复用符号。

[0021] 上述的方法，其特点在于，在所述步骤二中，所述插值为一阶线性插值、二阶线性插值或样条插值。

[0022] 上述的方法，其特点在于，在所述步骤六中，先判断是否所有的收发天线对的信道响应都已经求出来，如果不是，则执行步骤一，继续求取其余收发天线对的信道响应；如果是，则已经得到所有收发天线对间当前信道的信道响应估计初值，组成这一数据帧的信道响应初值矩阵。

[0023] 本发明具有如下技术效果：

[0024] 1)对于不同的发射天线，在训练OFDM符号处采用不同子载波传送训练导频符号，使得各个天线上的导频排列位置相互错开，可以去除信道估计时各个天线导频间的相互干扰，而且可以将MIMO信道转换为多个独立而且相互正交的单入单出信道，因而借助于简单的LS方法估计得到训练符号处的所有天线对之间的信道响应；

[0025] 2)选择并保留重要路径而将其它元素置零，排除了信噪比低的多径分量的影响，同时也降低了高斯白噪声的影响，提高了信道估计的精度；

[0026] 3)对由于信道变化或同步技术产生的相位偏移进行了校正，进一步提高信道估计的精度；

[0027] 4)由于本发明是基于LS准则进行的信道估计，而选择重要路径和相位补偿的信号处理算法简单，因此计算复杂度低，而且易于实现。

附图说明

[0028] 图1是本发明的MIMO-OFDM系统结构示意图；

[0029] 图2是本发明的数据传输帧结构的示意图；

[0030] 图3是本发明中训练导频符号、参考导频符号图案的示图；

[0031] 图4是本发明信道估计方法的流程图；

具体实施方式

[0032] 下面结合附图对技术方案的实施作进一步的详细描述。

[0033] 本发明为了克服现有MIMO-OFDM通信系统信道估计方法在估计精度和实现复杂度之间的矛盾，以及无法对由于非理想同步引起的子载波相位偏移进行补偿的缺点，提出了一种能满足一定的估计精度、能补偿由于系统非理想同步或信道变化引起的子载波相位偏移、又便于实现的多入多出正交频分复用系统中的信道估计方法。

[0034] 为了说明方便，特定义以下术语：

[0035] 训练导频符号：收发两端均已知的符号，由数据帧的第一个OFDM符号(即训练OFDM符号)的特定子载波传送。在训练OFDM符号中，对于Nt个发送天线中的第q个天线，等间隔地插入K个训练导频符号，其第一个传送训练导频符号的子载波号是q-1，在非训练导频符号子载波处发送幅度为0的0符号。

[0036] 参考导频符号：收发两端均已知的符号，由数据帧的第一个OFDM符号后的OFDM符号(即数据传输OFDM符号)的特定子载波传送。所有的发送天线由相同的子载波发送参考导频符号。

[0037] 本发明所述MIMO-OFDM系统中的信道估计方法，包括如下步骤：

[0038] a)用LS方法得到第j(1≤j≤Nr)个接收天线、第i(1≤i≤Nt)个发送天线对的训练导频符号位置信道响应HPji，其中Nt、Nr分别是收发天线的数 目；

[0039] b)对HPji通过插值得到该收发天线对间的所有子载波位置的信道响应值Hji； [0040] c)对Hji作逆傅立叶变换(IFFT)由频域转换到时域，得到多径信道的冲激响应hji；

[0041] d)可通过两种方法选择重要路径，①将信道冲激响应系数幅度与预定门限相比较，选择不小于门限的信道冲激响应的元素作为重要路径，并使其它元素设置为零；或者②选择信道冲激响应系数幅度最大的预定数量的元素作为重要路径，并使其它元素设置为零；通过①或②得到经选择后的信道冲激响应h′ji；

[0042] e)对h′ji作傅立叶变化(FFT)由时域转到频域，得到信道的响应H′ji[0043] f)重复以上步骤A1~A5，遍历所有的收发天线对，就可以得到所有收发天线对间当前信道的信道响应估计初值H′ji(i＝1，...，Nt，j＝1，...，Nr)；

[0044] g)由该数据帧的参考导频符号估计出信道相位的偏移量φji，其中i＝1，...，Nt，j＝1，...，Nr；

[0045] h)利用步骤g的结果对步骤f的结果进行补偿，即可得到该MIMO-OFDM系统的最终信道响应估计H。

[0046] 图1是本发明的MIMO-OFDM系统结构示意图；根据MIMO-OFDM的原理(如图1)，二进制信息数据先经过调制映射，通过空时编码后，然后将信号分成多路传送到每个发送天线，每一路的信号进行按图2所示的帧结构进行成帧，其训练导频符号、参考导频符号和数据符号的图案如图3所示，经过IFFT，添加CP(循环前缀)，再通过天线发送出去。接收端通过同步接收后，去掉CP，经过FFT，提取导频符号，进行信道估计，空时解码器利用信道信息对信息进行解调。整个过程简述如下：

[0047] 发送端：构造如图2所示的帧结构，一帧由一个训练OFDM符号和Mt个数据传输OFDM符号组成。首先构造第q(q＝1，Λ，Nt)个发送天线的一帧信号：对于训练OFDM符(q)号，记为Xm，k ，其中m表示一帧中的第m个OFDM符号(此时m＝0)，k表示子载波序号(k＝0，Λ，N-1)，其中发送训练导频符号的子载波是 在非训练导
频符号子载波处，发送0符号； 对于数据传输OFDM符号，等间隔插入M个导频，其位置是 (q)
记为Xm，k ，m＝1，2，Λ，Mt，非导频位置发送数据。本方案的训练
导频符号、参考导频符号图案如图3所示，其中 表示训练导频符号、 表示参考导频符号、 表示数据符号、 表示0符号。本例中，取 然后经过IFFT后，插入CP(循环前缀)，最后通过相应的第q个天线发射出去。

[0048] 接收端：对于每个接收天线，经过同步后去掉循环前缀，进行FFT变换，得到 [0049](r)

[0050] 其中，m＝0，1，2，Λ，Mt，k＝0，1，Λ，N-1，r＝1，Λ，Nr，Ym，k 是第r个接收天(r)线接收到的信号，Wm，k 是第r个接收天线的第m个OFDM符号中第k个子载波对应的高斯(r，q)
白噪声的傅立叶变换，Hm，k 是第r个接收天线第q个发射天线间第m个OFDM符号第k个子载波对应的信道频域响应。

[0051] 信道时域冲激响应h(n)可以表示为

[0052]

[0053] 其中，L是多径数，hi是第i径的复增益，fDi是多普勒频移，τi是第i条多径的时延。

[0054] 下面结合附图详细说明该实施例中各步骤的处理过程：

[0055] 为了介绍本发明的技术，下面以给出一个具体的MIMO-OFDM系统的配置下，对于本发明的实现步骤，本例中的参数并不影响本发明的一般性。该MIMO-OFDM系统是2发2收(即Nt＝Nr＝2)，其帧结构如图3所示。假设信道在一帧信号里慢变，系统中的子载波数是N＝256，子载波位置的取值从0～255。在第1个发送天线，训练OFDM符号中插入128个训练导频符号(K＝128)，位置是(0，2，...，254)，其余位置发送0符号，训练导频符号与0符号的比例是1∶1；数据传输OFDM中以1∶15的比例插入参考导频和数据，导频位置是(0，15，...，240)。在第2个发送天线一帧的训练OFDM符号中，插入128个训练导频符号(K＝128)，位置是(1，3，...，255)，其余位置发 送0符号；其数据传输OFDM中以
1∶15的比例插入参考导频和数据，导频位置是(0，15，...，240)。CP长度为32(以采样点计算)，最大时延扩展为10(以采样点计算)，发送信号经过多径衰落信道后到达接收端。
系统同步模块确定的定时同步位置落在10～32之间都是合理的，假设系统没有理想同步但进行了正确的同步，实施例的操作流程的示意图如图4所示。具体过程如下： [0056] 步骤410中，利用训练导频符号采用LS方法得到第j个接收天线、第i个发送天线对的训练导频符号位置信道响应HPji(k)，k＝0，2，Λ，254；

[0057] 接着在步骤420中，通过插值得到所有整个子载波位置的信道响应Hji(k)，k＝0，1，Λ，255；插值方法可以是一阶线性插值、二阶线性插值、样条插值或其它插值方法； [0058] 接着在步骤430中，对Hji作IFFT，得到多径信道的冲激响应hji；

[0059] 接着在步骤440中，选择重要路径，常见的有以下两种方法：①将信道冲激响应系数幅度与预定门限相比较，选择不小于门限的信道冲激响应的元素作为重要路径，并使其它元素设置为零；或者②选择信道冲激响应系数幅度最大的预定数量的元素作为重要路径，并使其它元素设置为零；通过①或②得到经选择后的信道冲激响应h′ji； [0060] 接着在步骤450中，对h′ji作FFT由时域转到频域，得到信道的响应H′ji； [0061] 接着在步骤460中，先判断是否所有的收发天线对的信道响应都已经求出来：如果不是，则执行步骤410，求取其它收发天线对的信道响应；如果是，则已经得到所有收发天线对间当前信道的信道响应估计初值，可以组成这一数据帧的信道响应初值矩阵H0， 则执行步骤470；

[0062] 接着在在步骤470中，由这一帧的参考导频符号估计出信道相位的偏移量φ，φ＝[ 1， 2， 3， 4]；

[0063] 接着在步骤480中，对信道响应H0进行相位补偿，具体的补偿方法根据下式进行：

[0064] 接着在步骤490，将补偿后的结果作为最终的信道估计结果H。

[0065] 这样，通过以上步骤就得到该数据传输OFDM符号对应的估计值H。对本帧中其它数据传输OFDM符号进行同样的处理，就可以得到对应的信道响应估计值。

[0066] 尽管本发明结合特定实施例进行了描述，但是对于本领域的技术人员来说，可以在不背离本发明的精神或范围的情况下进行修改和变化。这样的修改和变化都应被视作在本发明的范围和附加的权利要求书范围之内。