相差检测装置、相差检测方法、再生装置及跟轨控制方法转让专利
申请号 : CN200710135822.0
文献号 : CN101105953B
文献日 : 2010-09-01
发明人 : 白石淳也
申请人 : 索尼株式会社
摘要 :
本发明公开了一种用于检测第一和第二信号之间相差的相差检测装置，包括：波形均衡部，被配置为分别输入作为目标波形和输入波形输入的第一和第二信号，以使用FIR滤波器执行波形均衡处理，使得输入波形可与目标波形一致；以及相差检测部，被配置为根据在波形均衡部中FIR滤波器的预定抽头系数来执行预定计算，以计算FIR滤波器抽头系数的不对称分量，从而检测第一和第二信号之间的相差。
权利要求 :
1.一种用于检测第一信号和第二信号之间相差的相差检测装置，包括：
波形均衡部，被配置为分别输入作为目标波形和输入波形的所述第一信号和所述第二信号，以使用FIR滤波器执行波形均衡处理，使得所述输入波形可与所述目标波形相一致；以及相差检测部，被配置为根据所述波形均衡部中的所述FIR滤波器的预定抽头系数来执行预定计算，以计算所述FIR滤波器的所述抽头系数的不对称分量，从而检测所述第一信号和所述第二信号之间的所述相差。
2.一种用于检测第一信号和第二信号之间相差的相差检测方法，包括以下步骤：分别输入作为目标波形和输入波形的所述第一信号和所述第二信号，以使用FIR滤波器执行波形均衡处理，使得所述输入波形可与所述目标波形相一致；以及根据所述FIR滤波器的预定抽头系数来执行预定计算，以计算所述FIR滤波器的所述抽头系数的不对称分量，从而检测所述第一信号和所述第二信号之间的所述相差。
3.一种用于至少执行光盘记录介质再生的再生装置，包括：
头部，包括：物镜，被配置为作为到所述光盘记录介质的激光的输出端和来自所述光盘记录介质的反射光的输入端；检测器，包括至少两个检测元件，并被配置为检测通过所述物镜获得的所述反射光；以及跟轨机构，被配置为支撑所述物镜以至少在跟轨方向上移动；
波形均衡部，被配置为分别输入根据所述头部的所述检测元件的检测信号生成的第一信号和第二信号作为目标波形和输入波形，从而使用FIR滤波器执行波形均衡处理，使得所述输入波形可以与所述目标波形相一致，其中，所述第一信号和所述第二信号是为使当基于所述激光的激光点偏离所述光盘记录介质上的轨道的中心位置时产生相差而生成；
相差检测部，被配置为根据所述波形均衡部中的所述FIR滤波器的预定抽头系数来执行预定计算，以计算所述FIR滤波器的所述抽头系数的不对称分量，从而检测所述第一和第二信号之间的相差；以及跟轨控制部，被配置为根据由所述相差检测部算出的所述不对称分量来控制所述跟轨机构。
4.根据权利要求3所述的再生装置，其中，所述跟轨控制部执行跟轨伺服控制作为所述跟轨控制。
5.根据权利要求3所述的再生装置，其中，所述跟轨控制部一起执行跟轨伺服控制和跟轨伺服的引入控制作为所述跟轨控制。
6.根据权利要求3所述的再生装置，进一步包括：
跟轨误差信号生成部，被配置为根据在检测到所述第一信号和所述第二信号的零交叉定时的结果来检测所述第一信号和所述第二信号之间的所述相差，以生成第二跟轨误差信号；以及其中所述跟轨控制部根据由所述跟轨误差信号生成部生成的跟轨误差信号来执行跟轨伺服的引入控制，并根据所述不对称分量执行跟轨伺服控制。
7.根据权利要求3所述的再生装置，进一步包括：
误差检测部，被配置为检测所述第一信号和所述第二信号之间的误差；以及
离散预防控制部，被配置为根据所述误差和预定阈值来控制在所述波形均衡部中所述抽头系数的更新操作。
8.根据权利要求7所述的再生装置，其中，在所述误差超过预定第一阈值的情况下，所述离散预防控制部执行对所述波形均衡部的控制，使得停止所述抽头系数的所述更新操作，并将所述抽头系数重新设置为初始值，而当此后的误差小于预定第二阈值时，执行对所述波形均衡部的控制，使得启动所述抽头系数的更新操作。
9.根据权利要求3所述的再生装置，其中，所述跟轨控制部一起执行跟轨伺服控制和所述跟轨伺服的引入控制作为所述跟轨控制；
所述再生装置进一步包括更新系数转换部，被配置为响应于跟轨伺服控制的开/关状态来转换所述波形均衡部的更新系数。
10.根据权利要求3所述的再生装置，进一步包括相差调节部，被配置为调节在将输入到所述波形均衡部的所述第一信号和所述第二信号之间的所述相差。
11.根据权利要求10所述的再生装置，其中，所述跟轨控制部一起执行跟轨伺服控制和跟轨伺服的引入控制作为跟轨控制，以及所述相差调节部被配置为在断开所述跟轨控制部的跟轨伺服控制的情况下，计算由所述相差检测部计算的所述不对称分量的平均值，并根据所计算的平均值来调节所述第一信号和所述第二信号之间的所述相差。
12.一种用于包括头部的再生装置的跟轨控制方法，所述头部依次包括：物镜，被配置为作为到光盘记录介质的激光的输出端和来自所述光盘记录介质的反射光的输入端；检测器，包括至少两个检测元件，并被配置为检测通过所述物镜获得的所述反射光；以及跟轨机构，被配置为支撑所述物镜以至少在跟轨方向上移动，以及，所述再生装置被配置为至少执行对所述光盘记录介质的再生，所述跟轨控制方法包括以下步骤：分别输入根据所述头部的所述检测元件的检测信号生成的第一信号和第二信号作为目标波形和输入波形，以使用FIR滤波器执行波形均衡处理，使得所述输入波形可以与所述目标波形相一致，其中，所述第一信号和所述第二信号是为使当基于所述激光的激光点偏离所述光盘记录介质上的轨道的中心位置时产生相差而生成；
根据所述FIR滤波器的预定抽头系数来执行预定计算，以计算所述FIR滤波器的所述抽头系数的不对称分量，从而检测所述第一信号和所述第二信号之间的相差，以及根据所计算的不对称分量来控制所述跟轨机构。
说明书 :
技术领域
本发明涉及用于检测两个输入信号之间相差的相差检测装置和方法。本发明还涉及用于至少对光盘记录介质执行再生的再生装置以及用于诸如刚刚提及的再生装置的跟轨控制方法。
背景技术
在相关技术中，DPD(微分相位检测)方法作为诸如DVD(数字通用光盘)、BD(蓝光光盘：注册商标)等的光盘记录介质的伺服技术被广泛地了解。DPD方法利用当激光点偏离光盘记录介质上的轨道的中心位置时在来自包括至少两个检测元件的检测器的检测信号之间出现相差的情况。
具体地，根据现有DPD方法，如图2所示的四元件检测器11通常用于检测来自单独位于对角位置的[检测器元件A，检测器元件C]和[检测器元件B，检测器元件D]的检测信号的和数分量之间的相差。
图12A和12B示出了以如上所述的DPD方法在两个信号A+C和B+D之间的相差(相位差)与轨道位移之间的关系。
应当注意，图12A和12B示出了波形A+C和波形B+D之间的关系以及多个波形之间的相位关系和轨道位移之间的关系，其中，在检测器中，与图2所示的四元件检测器11的情况相同，以光盘旋转方向(轨道纵向)的顺序排列检测器元件A和D及检测器元件B和C，并且以跟轨控制方向(轨道横向)的顺序排列检测器元件A和B及检测器元件D和C。
如图12A所示，波形A+C和B+D之间不存在相差的状态为不存在轨道位移的状态(即，恰好跟轨的状态)。
另一方面，如图12B所示的波形之间出现相差的状态为出现一些轨道位移的状态(即，激光点偏离轨道中心的状态)。例如，如图12B所示，在波形A+C的相位相对于波形B+D的相位超前的状态下，将激光点移动至在其上形成图2所示的检测器元件B和C的一侧。此外，尽管未示出，但是在波形B+D的相位相对于波形A+C的相位超前的状态下，将激光点移动至在其上形成检测器元件A和D的一侧。
图13示出准备在其中使用上述四元件检测器11的情况的现有跟轨误差信号生成部50的结构实例。
首先，将来自图2所示的四元件检测器11中的检测器元件A和C的检测信号的相加结果A+C以及来自检测器元件B和D的检测信号的另一相加结果B+D输入到跟轨误差信号生成部50。作为用于输入相加结果A+C和B+D以生成跟轨误差信号的结构，跟轨误差信号生成部50包括均衡器51a和51b、零交叉定时检测部52a和52b、相差比较部53、低通滤波器54a和54b、和微分放大器55。
如图13所示，将相加结果A+C输入到均衡器51a，以加重其高频分量。随后，将得到的相加结果A+C提供给零交叉定时检测部52a，以检测其零交叉定时。
此外，类似于相加结果A+C，将相加结果B+D输入到均衡器51b，以加重其高频分量。随后，将得到的相加结果B+D提供给零交叉定时检测部52b，以检测其零交叉定时。
将通过零交叉定时检测部52a和52b检测的零交叉定时的检测信号提供给相差比较部53。相差比较部53将由零交叉定时检测部52a提供的零交叉定时A+C与由零交叉定时检测部52b提供的零交叉定时B+D相互比较。随后，在零交叉定时A+C早于零交叉定时B+D(即，相位A+C相对于相位B+D超前)的情况下，输出正(+)脉冲，相反，在零交叉定时B+D早于零交叉定时A+C(即，相位B+D相对于相位A+C超前)的情况下，输出负(-)脉冲。
如图13所示，来自相差比较部53的+脉冲和-脉冲被分别提供给低通滤波器54a和54b。低通滤波器54a和54b仅使来自相差比较部53的输入信号的低频分量通过，并将低频分量输出至微分放大器55。微分放大器55计算来自低通滤波器54a和54b的输入信号之差，并输出计算结果作为跟轨误差信号。
通过如上所述的结构，在来自相差比较部53的输出中+脉冲数相对较大的情况下(即，在相位A+C超前的比率较高的情况下)，从微分放大器55输出具有+极性的跟轨误差信号。另一方面，在-脉冲数相对较大的情况下(即，在相位B+D超前的比率较高的情况下)，从微分放大器55输出具有-极性的跟轨误差信号。
因此，在现有DPD方法中，检测信号分量的零交叉定时(在这种情况下为[A，C]和[B，D])，以获得相差信息，随后，根据相差信息来生成跟轨误差信号，该信号分量被形成以使得相应于激光点从轨道中心的位移出现相差。
应当注意，在日本专利公开第2006-53968号中披露了相关技术。
具体地，根据现有DPD方法，如图2所示的四元件检测器11通常用于检测来自单独位于对角位置的[检测器元件A，检测器元件C]和[检测器元件B，检测器元件D]的检测信号的和数分量之间的相差。
图12A和12B示出了以如上所述的DPD方法在两个信号A+C和B+D之间的相差(相位差)与轨道位移之间的关系。
应当注意，图12A和12B示出了波形A+C和波形B+D之间的关系以及多个波形之间的相位关系和轨道位移之间的关系，其中，在检测器中，与图2所示的四元件检测器11的情况相同，以光盘旋转方向(轨道纵向)的顺序排列检测器元件A和D及检测器元件B和C，并且以跟轨控制方向(轨道横向)的顺序排列检测器元件A和B及检测器元件D和C。
如图12A所示，波形A+C和B+D之间不存在相差的状态为不存在轨道位移的状态(即，恰好跟轨的状态)。
另一方面，如图12B所示的波形之间出现相差的状态为出现一些轨道位移的状态(即，激光点偏离轨道中心的状态)。例如，如图12B所示，在波形A+C的相位相对于波形B+D的相位超前的状态下，将激光点移动至在其上形成图2所示的检测器元件B和C的一侧。此外，尽管未示出，但是在波形B+D的相位相对于波形A+C的相位超前的状态下，将激光点移动至在其上形成检测器元件A和D的一侧。
图13示出准备在其中使用上述四元件检测器11的情况的现有跟轨误差信号生成部50的结构实例。
首先，将来自图2所示的四元件检测器11中的检测器元件A和C的检测信号的相加结果A+C以及来自检测器元件B和D的检测信号的另一相加结果B+D输入到跟轨误差信号生成部50。作为用于输入相加结果A+C和B+D以生成跟轨误差信号的结构，跟轨误差信号生成部50包括均衡器51a和51b、零交叉定时检测部52a和52b、相差比较部53、低通滤波器54a和54b、和微分放大器55。
如图13所示，将相加结果A+C输入到均衡器51a，以加重其高频分量。随后，将得到的相加结果A+C提供给零交叉定时检测部52a，以检测其零交叉定时。
此外，类似于相加结果A+C，将相加结果B+D输入到均衡器51b，以加重其高频分量。随后，将得到的相加结果B+D提供给零交叉定时检测部52b，以检测其零交叉定时。
将通过零交叉定时检测部52a和52b检测的零交叉定时的检测信号提供给相差比较部53。相差比较部53将由零交叉定时检测部52a提供的零交叉定时A+C与由零交叉定时检测部52b提供的零交叉定时B+D相互比较。随后，在零交叉定时A+C早于零交叉定时B+D(即，相位A+C相对于相位B+D超前)的情况下，输出正(+)脉冲，相反，在零交叉定时B+D早于零交叉定时A+C(即，相位B+D相对于相位A+C超前)的情况下，输出负(-)脉冲。
如图13所示，来自相差比较部53的+脉冲和-脉冲被分别提供给低通滤波器54a和54b。低通滤波器54a和54b仅使来自相差比较部53的输入信号的低频分量通过，并将低频分量输出至微分放大器55。微分放大器55计算来自低通滤波器54a和54b的输入信号之差，并输出计算结果作为跟轨误差信号。
通过如上所述的结构，在来自相差比较部53的输出中+脉冲数相对较大的情况下(即，在相位A+C超前的比率较高的情况下)，从微分放大器55输出具有+极性的跟轨误差信号。另一方面，在-脉冲数相对较大的情况下(即，在相位B+D超前的比率较高的情况下)，从微分放大器55输出具有-极性的跟轨误差信号。
因此，在现有DPD方法中，检测信号分量的零交叉定时(在这种情况下为[A，C]和[B，D])，以获得相差信息，随后，根据相差信息来生成跟轨误差信号，该信号分量被形成以使得相应于激光点从轨道中心的位移出现相差。
应当注意，在日本专利公开第2006-53968号中披露了相关技术。
发明内容
但是，随着光盘记录介质直线方向记录的高致密性的提高，如上所述的DPD方法具有无法生成适当地跟轨误差信号的可能性。
图14图解说明了将记录在光盘记录介质上的信号波形或记录波形与通过实际再生根据记录波形所记录的信号而获取的再生波形之间的关系。如果光盘记录介质记录的高致密性提高到记录标记(凹槽)的最短标记长度接近于(或非常接近于)再生拾取装置的光学中断点，则不能充分获得或不能完全获得来自由图14中的周期t-t表示的最短标记的再生信号的振幅。随后，如果如上所述不能充分获得再生信号波形的振幅，则也不能获得对于根据类似于再生信号的来自四元件检测器的检测信号所获取的信号分量A+C和B+D的充分振幅。
如果不能如上所述地充分获取信号分量A+C和B+D的振幅，则会显著降低信号分量的零交叉定时的检测准确性。随后，作为检测准确性降低的结果，不能通过图13所示的现有跟轨误差信号生成部50来适当地检测相位A+C和B+D之间的相差，并且显著降低了跟轨误差信号的准确性。
如果跟轨误差信号的准确性降低了，则跟轨伺服的准确性也降低，从而导致了再生性能的降低。
此外，虽然在通过如上所述的现有DPD方法根据相位A+C和B+D的零交叉定时的检测结果来获得相差信息，但以如刚才所述的方法，只能从零交叉定时中获得两个信号之间的相差信息。因此，妨碍了跟轨伺服控制的速度和准确性的提高。
此外，在现有的DPD方法中，为了提高零交叉定时的检测准确性，提供了用于对信号A+C和B+D的波形进行整形的均衡器(均衡器51a和51b)。具体地，在高记录密度的情况下，必须实质上提供如刚才所述的均衡器，并且无法避免由于提供均衡器所引起的电路空间扩大和成本的增加。
根据本发明的实施例，提供了一种相差检测装置，用于检测第一信号和第二信号之间的相差，该相差检测装置包括：波形均衡部，被配置为分别输入第一和第二信号作为目标波形和输入波形，以使用FIR滤波器执行波形均衡处理，使得输入波形可以与目标波形一致；以及相差检测部，被配置为根据波形均衡部中FIR滤波器的预定抽头系数来执行预定计算，以计算FIR滤波器抽头系数的不对称分量，从而检测第一和第二信号之间的相差。
根据本发明的另一实施例，提供了一种再生装置，用于至少对光盘记录介质执行再生，该再生装置包括：头部(磁头，光头)，具有被配置为到光盘记录介质的激光输出端和来自光盘记录介质的反射光的输入端的物镜，具有至少两个检测元件并被配置为检测通过物镜获得的反射光的检测器，以及被配置为支撑至少在跟轨方向上移动的物镜的跟轨机构；波形均衡部，被配置为分别输入根据头部检测元件的检测信号生成的第一和第二信号，作为目标波形和输入波形，其中，第一和第二信号使得当从光盘记录介质上的轨道中心位置移动基于激光的激光点时产生相差，使用FIR滤波器执行波形均衡处理使得输入波形与目标波形一致；相差检测部，被配置为根据在波形均衡部中FIR滤波器的预定抽头系数来执行预定计算，以计算FIR滤波器抽头系数的不对称分量，从而检测第一和第二信号之间的相差；以及跟轨控制部，被配置为根据通过相差检测部计算的不对称分量来控制跟轨机构。
如果假设在第一和第二信号之间出现相差，则执行用于改变第一信号的相位以使其与第二信号的相位相一致的处理作为波形均衡处理，使用FIR(有限脉冲响应)滤波器来执行该波形均衡处理，使得第一信号(输入波形)和第二信号(目标波形)如上所述地彼此一致。具体地，根据作为如上所述处理结果的FIR滤波器的收敛值所获得的抽头系数，能够获得用于消除第一信号相对于第二信号的相差的值。
在获得了刚才描述的在收敛后FIR滤波器的抽头系数的情况下，由于抽头系数的不对称，而在输入波形和目标波形之间出现了相差。因此，如果如上所述地计算了第一和第二信号分别作为输入波形和目标波形输入其中的波形均衡部的FIR滤波器抽头系数的不对称分量，则能够检测第一和第二信号之间的相差。
通过相位检测装置和再生装置，可以检测两个信号之间的相差，而无须检测两个信号的零交叉定时。
因此，在将根据本发明的相差检测技术应用于光盘记录介质再生的跟轨控制的情况下，例如，在本发明的再生装置和跟轨控制方法中，在不能象光盘记录介质的直线方向记录密度增加的结果一样充分地获得再生信号振幅的情况下，也能够正确地检测两个信号之间的相差。因此，不仅能够实现跟轨误差信号准确度的提高，也能够实现跟轨伺服控制准确度的提高，并且也能够抑制再生性能的下降。
此外，由于无需执行如上所述的两个信号的零交叉定时检测，所以能够获得在零交叉定时之外的所有采样点处的两个信号之间的相差信息，结果，能够相对于传统技术实现跟轨伺服控制速度的提高。此外，如果能够获得零交叉定时之外所有采样点处的相差信息，则能够实现跟轨伺服控制准确度的提高。
此外，由于以这种方式无需执行零交叉定时的检测，所以尽管在现有技术中必须提供为了提高零交叉定时的检测准确性而对信号波形进行整形的均衡器，但在本发明中不必提供均衡器。因此，与用于生成跟轨误差信号的现有电路结构相比，能够实现电路空间和成本的降低。
下面，通过结合附图，根据下面的说明和附加权利要求，本发明的上述和其他的特征和优点将更加明显。在附图中，相同的参考标号表示相同的部分或元件。
图14图解说明了将记录在光盘记录介质上的信号波形或记录波形与通过实际再生根据记录波形所记录的信号而获取的再生波形之间的关系。如果光盘记录介质记录的高致密性提高到记录标记(凹槽)的最短标记长度接近于(或非常接近于)再生拾取装置的光学中断点，则不能充分获得或不能完全获得来自由图14中的周期t-t表示的最短标记的再生信号的振幅。随后，如果如上所述不能充分获得再生信号波形的振幅，则也不能获得对于根据类似于再生信号的来自四元件检测器的检测信号所获取的信号分量A+C和B+D的充分振幅。
如果不能如上所述地充分获取信号分量A+C和B+D的振幅，则会显著降低信号分量的零交叉定时的检测准确性。随后，作为检测准确性降低的结果，不能通过图13所示的现有跟轨误差信号生成部50来适当地检测相位A+C和B+D之间的相差，并且显著降低了跟轨误差信号的准确性。
如果跟轨误差信号的准确性降低了，则跟轨伺服的准确性也降低，从而导致了再生性能的降低。
此外，虽然在通过如上所述的现有DPD方法根据相位A+C和B+D的零交叉定时的检测结果来获得相差信息，但以如刚才所述的方法，只能从零交叉定时中获得两个信号之间的相差信息。因此，妨碍了跟轨伺服控制的速度和准确性的提高。
此外，在现有的DPD方法中，为了提高零交叉定时的检测准确性，提供了用于对信号A+C和B+D的波形进行整形的均衡器(均衡器51a和51b)。具体地，在高记录密度的情况下，必须实质上提供如刚才所述的均衡器，并且无法避免由于提供均衡器所引起的电路空间扩大和成本的增加。
根据本发明的实施例，提供了一种相差检测装置，用于检测第一信号和第二信号之间的相差，该相差检测装置包括：波形均衡部，被配置为分别输入第一和第二信号作为目标波形和输入波形，以使用FIR滤波器执行波形均衡处理，使得输入波形可以与目标波形一致；以及相差检测部，被配置为根据波形均衡部中FIR滤波器的预定抽头系数来执行预定计算，以计算FIR滤波器抽头系数的不对称分量，从而检测第一和第二信号之间的相差。
根据本发明的另一实施例，提供了一种再生装置，用于至少对光盘记录介质执行再生，该再生装置包括：头部(磁头，光头)，具有被配置为到光盘记录介质的激光输出端和来自光盘记录介质的反射光的输入端的物镜，具有至少两个检测元件并被配置为检测通过物镜获得的反射光的检测器，以及被配置为支撑至少在跟轨方向上移动的物镜的跟轨机构；波形均衡部，被配置为分别输入根据头部检测元件的检测信号生成的第一和第二信号，作为目标波形和输入波形，其中，第一和第二信号使得当从光盘记录介质上的轨道中心位置移动基于激光的激光点时产生相差，使用FIR滤波器执行波形均衡处理使得输入波形与目标波形一致；相差检测部，被配置为根据在波形均衡部中FIR滤波器的预定抽头系数来执行预定计算，以计算FIR滤波器抽头系数的不对称分量，从而检测第一和第二信号之间的相差；以及跟轨控制部，被配置为根据通过相差检测部计算的不对称分量来控制跟轨机构。
如果假设在第一和第二信号之间出现相差，则执行用于改变第一信号的相位以使其与第二信号的相位相一致的处理作为波形均衡处理，使用FIR(有限脉冲响应)滤波器来执行该波形均衡处理，使得第一信号(输入波形)和第二信号(目标波形)如上所述地彼此一致。具体地，根据作为如上所述处理结果的FIR滤波器的收敛值所获得的抽头系数，能够获得用于消除第一信号相对于第二信号的相差的值。
在获得了刚才描述的在收敛后FIR滤波器的抽头系数的情况下，由于抽头系数的不对称，而在输入波形和目标波形之间出现了相差。因此，如果如上所述地计算了第一和第二信号分别作为输入波形和目标波形输入其中的波形均衡部的FIR滤波器抽头系数的不对称分量，则能够检测第一和第二信号之间的相差。
通过相位检测装置和再生装置，可以检测两个信号之间的相差，而无须检测两个信号的零交叉定时。
因此，在将根据本发明的相差检测技术应用于光盘记录介质再生的跟轨控制的情况下，例如，在本发明的再生装置和跟轨控制方法中，在不能象光盘记录介质的直线方向记录密度增加的结果一样充分地获得再生信号振幅的情况下，也能够正确地检测两个信号之间的相差。因此，不仅能够实现跟轨误差信号准确度的提高，也能够实现跟轨伺服控制准确度的提高，并且也能够抑制再生性能的下降。
此外，由于无需执行如上所述的两个信号的零交叉定时检测，所以能够获得在零交叉定时之外的所有采样点处的两个信号之间的相差信息，结果，能够相对于传统技术实现跟轨伺服控制速度的提高。此外，如果能够获得零交叉定时之外所有采样点处的相差信息，则能够实现跟轨伺服控制准确度的提高。
此外，由于以这种方式无需执行零交叉定时的检测，所以尽管在现有技术中必须提供为了提高零交叉定时的检测准确性而对信号波形进行整形的均衡器，但在本发明中不必提供均衡器。因此，与用于生成跟轨误差信号的现有电路结构相比，能够实现电路空间和成本的降低。
下面，通过结合附图，根据下面的说明和附加权利要求，本发明的上述和其他的特征和优点将更加明显。在附图中，相同的参考标号表示相同的部分或元件。
附图说明
图1是示出了应用本发明的再生装置内部结构的方框图；
图2是示出了在再生装置中提供的四元件检测器布置的简图；
图3是示出了根据本发明第一实施例的跟轨误差信号生成系统结构的方框图；
图4是示出了在图3所示的跟轨误差信号生成系统中提供的自适应均衡器内部结构的方框图；
图5是示出了绘图相差与基于正弦函数的抽头系数的不对称分量之间关系的结果的示图；
图6是示出了当在具有3个抽头的FIR型自适应波形均衡器中的输入波形和目标波形之间的相差随着时间而改变时抽头系数不对称分量状态的模拟结果的示图；
图7A和7B是分别示出了通过现有DPD方法生成的跟轨误差信号的波形和通过再生装置生成的用于比较的跟轨误差信号波形的波形图；
图8～11A和11B是示出了根据本发明第二～第五实施例的跟轨误差信号生成系统结构的方框图；
图12A和12B是示出了在两个信号之间的相差与根据DPD方法的激光点的轨道位移之间的关系的波形图；
图13是示出了根据现有DPD方法的现有跟轨误差信号生成电路结构的方框图；以及
图14是示出了在增加记录密度直至最短标记长度接近于光学中断点的情况下，在记录波形与根据记录介质通过再生记录在光盘记录介质上的信号来获取的再生信号之间的关系的波形图。
图2是示出了在再生装置中提供的四元件检测器布置的简图；
图3是示出了根据本发明第一实施例的跟轨误差信号生成系统结构的方框图；
图4是示出了在图3所示的跟轨误差信号生成系统中提供的自适应均衡器内部结构的方框图；
图5是示出了绘图相差与基于正弦函数的抽头系数的不对称分量之间关系的结果的示图；
图6是示出了当在具有3个抽头的FIR型自适应波形均衡器中的输入波形和目标波形之间的相差随着时间而改变时抽头系数不对称分量状态的模拟结果的示图；
图7A和7B是分别示出了通过现有DPD方法生成的跟轨误差信号的波形和通过再生装置生成的用于比较的跟轨误差信号波形的波形图；
图8～11A和11B是示出了根据本发明第二～第五实施例的跟轨误差信号生成系统结构的方框图；
图12A和12B是示出了在两个信号之间的相差与根据DPD方法的激光点的轨道位移之间的关系的波形图；
图13是示出了根据现有DPD方法的现有跟轨误差信号生成电路结构的方框图；以及
图14是示出了在增加记录密度直至最短标记长度接近于光学中断点的情况下，在记录波形与根据记录介质通过再生记录在光盘记录介质上的信号来获取的再生信号之间的关系的波形图。
具体实施方式
<第一实施例>
图1示出了应用本发明的再生装置1的内部结构。应当注意，图1仅示出涉及主要记录在光盘D上的信号的再生装置1的再生系统以及跟轨和聚焦伺服系统。
光盘D位于设置在再生装置1中的转盘(未示出)上，并通过主轴发动机(SPM)2以预定旋转驱动方法来驱动光盘D，以使其以这种状态旋转。通过主轴伺服电路(未示出)来控制主轴发动机2的旋转。
可以假定，在所示再生装置1中使用的光盘D为仅用于再生的ROM光盘，具体地可以为诸如BD(蓝光光盘：注册商标)的高记录密度光盘。因此，例如，在下文中描述的物镜OL的数值孔径NA为NA＝0.85并且激光波长为405nm的情况下，执行光盘D的再生。
光学读取器OP读取来自光盘D的记录信号，该光盘D通过主轴发动机2以如上所述的方法来驱动其旋转。
光学拾取装置OP包括用作激光光源的激光二极管(未示出)、用于将来自激光二极管的激光聚集并照射到光盘D的记录面上的物镜OL、以及用于基于来自光盘D的激光照射来检测反射光的四元件检测器11。
通过双轴机构DC支撑物镜OL，使其在跟轨方向和聚焦方向上移动。双轴机构DC包括跟轨线圈和聚焦线圈，并且当将来自下文所述伺服电路4的跟轨驱动信号TD和聚焦驱动信号FD分别提供给跟轨线圈和聚焦线圈时，在跟轨方向和聚焦方向上驱动物镜OL。
应当注意，跟轨方向(下文中描述为跟轨控制方向)为在光盘D上所形成的轨道的横向。换句话说，跟轨方向为与光盘D的旋转方向垂直的方向。
同时，聚焦方向为接近或远离光盘D的方向。
此处，参照图2来描述在光学拾取装置OP中四元件检测器11的检测元件A、B、C、和D的排列。
在四元件检测器11中，检测器元件A和B以及检测器元件C和D位于通过单侧箭头标记表示的光盘旋转方向或轨道纵向方向上的不同位置。此外，检测器元件A和D以及检测器元件B和C位于垂直于光盘旋转方向的通过双侧箭头标记表示的跟轨控制方向或轨道横向方向上的不同位置。
重新参照图1，通过四元件检测器11检测的反射光信号被提供给矩阵电路3。矩阵电路3根据反射光信号来生成再生信号RF、跟轨误差信号TE、及聚焦误差信号FE。
应当注意，下文中描述特别用于矩阵电路3中的跟轨误差信号TE生成系统的结构。
伺服电路4执行诸如用于对来自矩阵电路3的跟轨误差信号TE和聚焦误差信号FE进行相位补偿等的滤波及环路增益处理的预定运算操作，以分别生成跟轨伺服信号TS和聚焦伺服信号FS。随后，伺服电路4根据跟轨伺服信号TS和聚焦伺服信号FS来生成跟轨驱动信号TD和聚焦驱动信号FD，并将跟轨驱动信号TD和聚焦驱动信号FD分别提供至光学拾取装置OP中光盘D的跟轨线圈和聚焦线圈。
由于执行了如上所述的伺服电路4操作，所以上述的四元件检测器11、矩阵电路3、伺服电路4、以及光盘D形成了跟轨伺服环路和聚焦伺服环路。随着以这种方式形成了跟轨伺服环路和聚焦伺服环路，执行照射在光盘D上的激光束点跟踪在光盘D上形成的凹槽顺序(记录轨道)，并维持正确的聚焦状态(焦点)的控制。
此外，伺服电路4响应于来自下文中描述的系统控制器5的轨道跳跃指令来关闭跟轨伺服环路，并输出跳跃脉冲作为上文中描述的跟轨驱动信号TD，从而执行轨道跳跃操作。
伺服电路4也执行引入(pull-in)控制，用于再次接通跟轨伺服环路，以在这种跳跃操作等后执行跟轨伺服控制。
此外，伺服电路4根据来自系统控制器5的访问执行控制来生成线程驱动信号SD，以驱动图1所示的线程机构SLD。尽管没有具体示出，但是线程机构SLD包括由用于支撑光学拾取装置OP的主轴、线程发动机、传动齿轮等构成的机构。响应于线程驱动信号SD来驱动线程发动机，从而执行所需的光学拾取装置OP的滑动。
锁相环路(PLL)电路10以上述方式接收由矩阵电路3生成的再生信号RF，并根据再生信号RF生成系统时钟SCL。将由PLL电路10生成的系统时钟SCL作为操作时钟提供给再生装置1的所需组件。
同时，将通过矩阵电路3生成的再生信号RF分支，并也将其提供给均衡器(EQ)6。再生信号RF为通过均衡器6整形的波形，并将其提供给维特比解码器7。
均衡器6和维特比解码器7合作执行二进制化处理，该处理使用基于PRML(局部响应最大似然)的比特检测方法。换句话说，均衡器执行波形整形处理，从而获得符合维特比解码器7的PR级的再生信号RF。随后，维特比解码器7通过根据以这种方式整形的再生信号RF波形的维特比检测方法来执行比特检测，来获取二进制信号DD。
将通过维特比解码器7获得的二进制信号DD输入1-7pp解调器8。1-7pp解调器8执行解调二进制信号DD的处理，该二进制信号DD作为RLL(1，7)PP(奇偶保护/禁止，RLL：游程受限)调制数据被获取。
随后，将以这种方式调制的数据RLL(1，7)PP提供给ECC块9，通过ECC块9对其执行误差校正处理、去交织处理、及其它所需处理。结果，获得关于记录在光盘D上的应用数据的再生数据。
此外，以如图1所示的方式在再生装置1中设置系统控制器5。系统控制器5包括未示出的CPU(中央处理器)、ROM(只读存储器)、RAM(随机存取存储器)等。由于CPU根据在ROM等中存储的程序进行操作，所以系统控制器5控制再生装置1的组件。
例如，作为将对再生装置1的组件执行控制的实例，系统控制器5发布如上中所提及的轨道跳跃指令，以使伺服电路4执行用于实现轨道跳跃操作的操作。或者，例如，为了读出记录在光盘D的预定地址处的数据，系统控制器5控制伺服电路4对作为目标的地址执行寻道操作。具体地，系统控制器5向伺服电路4发布指令，以对作为指定地址给出的目标执行光学拾取装置OP的访问操作。
图3示出了在图1所示的矩阵电路3中跟轨误差信号TE生成系统的具体结构。
在图3中，也示出了图1所示的光学拾取装置OP中四元件检测器11的四个检测元件A、B、C、和D。将来自检测器元件A、B、C、和D的四个检测信号提供给矩阵电路3。
在矩阵电路3中，如图3所示，跟轨误差信号TE生成系统包括加法器12a和12b、低通滤波器(LPF)13a和13b、自动放大调节器(AGC)14a和14b、A/D(模拟/数字)转换器15a和15b、自适应均衡器16、以及不对称分量计算部17。
以上述方式提供的四元件检测器11的检测信号中来自检测器元件A和C的检测信号被输入到加法器12a。同时，来自检测器元件B和D的检测信号被输入到另一加法器12b。因此，通过加法器12a获得来自检测器元件A和C的检测信号的和信号A+C，并通过加法器12b获得来自检测器元件B和D的检测信号的和信号B+D。
通过加法器12a获得的来自检测器元件A和C的检测信号的和信号A+C通过低通滤波器13a进行滤波处理并通过自动放大调节器14a进行自动放大调节处理，随后，将其提供给A/D转换器15a。A/D转换器15a执行对和信号A+C的采样，并输出通过采样获得的数字数据。在下文中，来自检测器元件A和C的检测信号的和信号在通过低通滤波器13a转换为数字采样数据后被称作“信号A+C”。
类似地，通过加法器12b获得的来自检测器元件B和D的检测信号的和信号B+D也通过低通滤波器13b进行滤波处理并通过自动放大调节器14b进行自动放大调节处理，随后，将其提供给A/D转换器15b。A/D转换器15b执行对和信号B+D的采样，并输出通过采样获得的数字数据。在下文中，来自检测器元件B和D的检测信号的和信号在通过低通滤波器13b转换为数字采样数据后被称作“信号B+D”。
通过A/D转换器15a和15b获得的信号A+C和B+D被提供给自适应均衡器16。
如图3所示，自适应均衡器16包括FIR(有限脉冲响应)滤波器20。FIR滤波器20为FIR型自适应均衡器或波形均衡器，其执行波形均衡处理，以使输入信号波形与目标信号波形一致。在这种情况下，波形均衡采用流行的LMS(最小均方)算法。
上文中描述的信号A+C作为目标信号波形并且上文中描述的信号B+D作为输入信号波形被输入自适应均衡器16。
图4示出了自适应均衡器16的内部结构。
参照图4，自适应均衡器16除包括FIR滤波器20之外，还包括抽头系数更新电路27和误差计算部28。
如图4所示，FIR滤波器20包括用于信号B+D的延迟电路21和22。因此，在这种情况下，根据输入波形的信号B+D总共形成三个抽头(接头)。用于信号B+D的第一抽头被称作抽头T1；通过延迟电路21延迟后获得的第二抽头被称作抽头T2；以及在通过延迟电路22延迟后获得的第三抽头被称作抽头T3。
FIR滤波器20包括用于将抽头系数分别提供给单个抽头T1、T2、和T3的乘法电路23、24、和25。FIR滤波器20进一步包括加法器26，用于将通过乘法电路23、24、和25的乘法结果相加以获得FIR滤波器20的输出信号y。通过加法器26获得的输出信号y提供给误差计算部28。
误差计算部28计算在目标波形和FIR滤波器20的输出之间的误差。具体地，作为这种情况下的目标波形的信号A+C和作为以上述方式从FIR滤波器20输出的输出信号y被提供给误差计算部28。随后，例如，误差计算部28根据“y-(A+C)”执行运算操作，从而计算在信号A+C和输出信号y之间的误差。将通过误差计算部28计算的结果提供给抽头系数更新电路27。
抽头系数更新电路27根据由误差计算部28计算的误差值和作为输入波形的信号B+D来更新将提供至FIR滤波器20的抽头T的抽头系数C。在这种情况下，随着根据上文所述的LMS运算执行了抽头系数更新处理，抽头系数更新电路27执行抽头系数C的更新处理，以最小化通过误差计算部28计算的误差的均方值。
在这种情况下，在将提供给FIR滤波器20的抽头T的抽头系数C中，将提供给中央抽头T2的抽头系数C表示为抽头系数C(m)。此外，由于以这种方式将中心设置为第m个抽头系数C，所以将提供给抽头T3的抽头系数C被表示为抽头系数C(m+1)，并且将提供给抽头T1的抽头系数C被表示为抽头系数C(m-1)。
如图4所示，将来自抽头系数更新电路27的抽头系数C(m-1)提供给乘法电路23；将抽头系数C(m)提供给乘法电路24；并将抽头系数C(m+1)提供给乘法电路25。乘法电路23、24、和25中的每一个将抽头T的值与通过加法器26以这种方式持续更新的相应抽头系数C相乘。
例如，此处假设以具有上述结构的FIR型自适应波形均衡器的形式在自适应均衡器16中将目标波形的相位移动为输入波形的相位。在这种情况下，执行波形均衡处理，使得输入波形的相位接近目标波形的相位。结果，通过上述波形均衡处理获得的每个抽头系数C具有反映上述从目标波形开始的这种输入波形相移的值。
更具体地，在输入波形和目标波形之间的这种相移分量表现为抽头系数C的不对称。具体地，在这种情况下，抽头系数C(m-1)和抽头系数C(m+1)应当具有相对于中心抽头系数C(m)的对称位置关系。但是，如果在抽头系数C(m-1)和C(m+1)之间抽头系数C(m+1)具有较大的值，则意味着先前值的权重比当前值的更大，并且在延迟输入波形相位的方向上执行加权。通过这种处理，可以认为如果以这种方式检测到抽头系数C(m+1)侧值的一侧不对称，则输入波形的相位处于相对于目标波形的相位超前的状态。
类似地，如果抽头系数C(m-1)的值较大，则意味着随后值的权重比当前值的更大，并且在超前输入波形相位的方向上执行加权。因此，如果以这种方式检测到抽头系数C(m-1)侧值的一侧不对称，则可以认为输入波形的相位处于相对于目标波形的相位延迟的状态。
通过先前所述，可以认为为了检测目标波形和输入波形之间的相差(即，信号A+C和信号B+D之间的相差)，应当计算FIR滤波器20的抽头系数C的不对称分量。
为此，在图4所示的自适应均衡器16中，如图4所示，将从加法器26到乘法电路23和25设置的抽头系数C(m-1)和C(m+1)分支，并将其提供至图3所示的不对称分量计算部17。
重新参照图3，例如，不对称分量计算部17执行如图3所示的C(m-1)-C(m+1)的运算操作，以计算FIR滤波器20的抽头系数C的不对称分量D。随后，输出计算的不对称分量D，作为跟轨误差信号TE。
将作为从不对称分量计算部17输出的不对称分量的跟轨误差信号TE提供给参照图1的上述伺服电路4。
此处，描述作为跟轨误差信号TE的以上述方式计算的抽头系数C不对称分量的使用有效性。
首先，虽然根据前面的描述自适应均衡器16分别接收作为目标波形和输入波形的信号A+C和信号B+D，但参照图12可以认为信号A+C和B+D实际上仅在波形形状上不同。
同时，应该了解，通过正弦函数(sinc(x)＝sin(x)/x)来表示仅改变相位的FIR滤波器的抽头系数。更具体地，在通过C(k)表示FIR滤波器的第k个抽头系数的情况下，通过δ来表示相位改变，并且FIR滤波器的中央抽头T2为第m个抽头，能够通过C(k)＝sinc{(k-m)π+δ}来表示第k个抽头系数C(k)。
随后，如果假设以这种方式满足C(k)＝sinc{(k-m)π+δ}，则在通过D来表示由图3所示的不对称分量计算部17计算的不对称分量的情况下，能够通过下列表达式(1)来表示：
D＝C(m-1)-C(m+1)＝sinc(-π+δ)-sinc(π+δ)...(1)
图5示出了绘图在相差(δ/π)和不对称分量D＝C(m-1)-C(m+1)之间关系的结果。应当注意，在图5中，横坐标轴表示相差(δ/π)，并且纵坐标轴表示不对称分量D。
如通过图5所示，当相差(δ/π)的极性为负时，在-π＜δ＜π的范围内的不对称分量D具有正值，而当相差(δ/π)的极性为正时，其具有正值。因此，不对称分量D正确地表示了两个信号之间相差的极性。另一方面，在-0.8π＜δ＜0.8π的范围内，随着相差(δ/π)的绝对值的增加，不对称分量D的绝对值也趋向于增加。具体地，在图5中通过两条垂直虚线表示的-0.3π＜δ＜0.3π的范围内，不对称分量D和相差(δ/π)彼此间呈基本线性的关系。
通过上述描述，可以认为不对称分量D基本上精确地表示了在到达自适应均衡器16的两个输入信号之间相差的极性和值。通过这样，可以认为在DPD(微分相位检测)方法中可以将不对称分量D作为表示两个信号之间的相差的信号(即，作为跟轨误差信号)来有效地实际使用。
应该注意，虽然在本实施例中的跟轨误差信号TE生成系统中，能够根据A/D转换器15a和15b的采样周期的设置，通过A/D转换器15a和15b的异步采样来获得作为信号A+C和信号B+D的采样数据，但可以调节作为信号A+C和信号B+D之间相差(即，不对称分量D)的实际获得值的范围。
具体地，通过设置A/D转换器15a和15b的采样周期，能够调节将作为D＝C(m-1)-C(m+1)的实际获得值的范围，从而在显示出作为在-0.3π＜δ＜0.3π的范围内的上述线性关系的范围内进行设置。
但是，应该注意，由于估计了有可能在实际跟轨伺服控制中出现的信号A+C和信号B+D之间的相差值不会变得与图5中的-0.8π＞δ或δ＞0.8π一样高，所以即使没有具体执行显示为如所线性关系的范围内的这种调节，也可以执行基于不对称分量D的适当跟轨伺服控制操作。因此能够获得试验结果，能够使用在根据本实施例的再生装置1中的跟轨误差信号TE来正确地执行跟轨伺服控制。
应该注意，尽管由于引入跟轨伺服使得信号A+C和信号B+D之间的相差值相对较大，但是如果考虑到仅需要引入将执行的相对粗略的控制(正负之间的极性控制)，并且考虑到不对称分量D正确地表示了图5所示的整个区域内的相差极性，则也可以认为由于这种引入而导致不必特别根据上述采样周期来执行这种调节。
图6图示出了当在与本实施例的再生装置1的自适应均衡器16相似的具有三个抽头的FIR型自适应波形均衡器中输入波形和目标波形之间的相差与时间一起改变时抽头系数C的不对称分量D状态的模拟结果。应当注意，在图6中，通过实线来表示输入波形和目标波形之间的相差，并通过虚线来表示不对称分量D(C(m-1)-C(m+1))。
通过图6，可以看出，在本实施例中，FIR滤波器抽头系数的数目像3一样小，并且尽管提供了将急剧变化有意地提供给两个波形之间的相差的周期，但是不对称分量D也能很好地跟上急剧变化。
同样，通过描述的模拟结果，证明了本实施例的有效性。
图7A示出了以传统DPD方法生成的跟轨误差信号的波形，并且图7B为了对比示出了通过本实施例的再生装置1生成的跟轨误差信号TE的波形。
应当注意，在图7A和7B中，虚线表示当跟轨伺服控制关闭时获得的波形，即，Z状信号，并且实线表示当跟轨伺服控制打开时的波形。
此外，图7B的试验结果为使用通过再生装置获得的检测器检测信号进行模拟的结果，该再生装置采用用于获取图7A的试验结果的传统DPD方法。换句话说，图7B示出了当将在上述传统再生装置中提供的四元件检测器的检测信号输入到图3所示本实施例的再生装置1的矩阵电路3时通过不对称分量计算部17最终获得的跟轨误差信号TE的波形。
此外，为了获得图7A和7B中所示的试验结果，使用具有比当前有效BD更高的记录密度的一层具有大约35GB的记录容量的光盘D。
从图7A和7B的对比中所认可，图7B中所示的本实施例的再生装置1的跟轨误差信号TE包括根据图7A所示的传统DPD方法从跟轨信号的噪声分量中减少的噪声分量。
通过这样，可以认为通过本实施例的再生装置1所获得的跟轨误差信号TE显示出等于或高于由现有系统获得的跟轨信号的精确度。
如上所述，本实施例的再生装置1包括自适应均衡器16，分别输入两个信号(A+C，B+D)中的一个和另一个作为输入波形和目标波形，其中，与现有DPD方法类似，两个信号(A+C，B+D)被生成从而显示激光点偏离轨道的中心点时的相差。随后，通过计算自适应均衡器16的抽头系数C的不对称分量D，可以检测两个信号之间的相差。因此，换句话说，可以获取根据DPD方法的跟轨误差信号TE。
此外，在本实施例的再生装置1中，伺服电路4根据作为表示两个信号之间的相差的不对称分量D的跟轨误差信号TE执行双轴机构DC(跟轨线圈)的驱动控制。换句话说，通过这种驱动控制，执行诸如跟轨伺服控制和跟轨伺服引入的跟轨控制。
如上所述，通过本实施例的再生装置1，由于能够通过计算自适应均衡器16的抽头系数C的不对称分量D来检测两个信号(A+C，B+D)之间的相差，所以当检测两个信号之间的相差时，无需检测独立信号的零交叉定时。在这点上，本发明的再生装置1与现有再生装置不同。
因此，即使不获取充分再生信号振幅(来自四元件检测器11的检测信号的振幅)作为光盘D的线性方向记录密度增加的结果，也能够适当地检测两个信号之间的相差。这实现了跟轨误差信号TE的精确度提高，并且实现了跟轨控制精度的提高(特别是跟轨伺服控制)。此外，在以这种方式提高跟轨伺服控制的情况下，也同样可以抑制再生性能的劣化。
此外，由于无需如上所述地检测零交叉定时，所以可以消除对用于整形在相关技术中所需信号以确保零交叉定时的高检测精度所获取的波形的均衡器(参照图13的均衡器51a和51b)的需要。结果，当与用于跟轨信号生成的现有电路进行比较时，可以预见电路空间的减小和成本的降低。
此外，从前面的描述中可以认为，通过本实施例的再生装置1，可以获得在除零交叉定时之外的所有采样点处的两个信号之间的相差信息。因此，可以预见进行比以往更高速的跟轨伺服控制的处理。此外，在可以这种方式在除零交叉定时之外的所有采样点处获得相差信息的情况下，也可以提高跟轨伺服控制的精确度。
此外，通过图3所示的结构可以看出，在通过对来自四元件检测器11的检测信号进行不对称采样的A/D转换之后，仅通过数字同步电路对数据执行运算操作就可以生成在本实施例的再生装置1中的跟轨误差信号TE。
<第二实施例>
图8示出了根据本发明第二实施例的用于跟轨误差信号TE的再生系统的结构。
应当注意，类似于图3，图8也仅示出了在图1所示矩阵电路3中的用于跟轨误差信号的再生系统，但忽略了再生装置1的其它组件。此外，此处的描述确认了在下文中所描述的实施例中，再生装置1也具有与上面参照图1所描述结构相类似的通用结构。
在第二实施例中，由于引入跟轨伺服，所以使用根据现有DPD方法的跟轨误差信号，并且在引入跟轨伺服控制后，使用根据不对称分量D的跟轨误差信号TE。
参照图8，在本实施例的再生装置中的矩阵电路3也包括如上面参照图3描述的跟轨误差信号TE生成系统的结构，在图8中，通过长和短交替的短划线来围绕该矩阵电路。具体地，矩阵电路3包括加法器12a和12b、低通滤波器13a和13b、自动放大调节器14a和14b、A/D转换器15a和15b、自适应均衡器16、和不对称分量计算部17。
矩阵电路3进一步包括用于将从不对称组件计算部17输出的跟轨误差信号TE转换成模拟信号的D/A(数字/模拟)转换器29。
此外，在矩阵电路3中，将作为加法器12a的加法结果获取的检测器元件A和检测器元件C的检测信号的和信号(A+C)与作为加法器12b的加法结果获取的检测器元件B和检测器元件D的检测信号的和信号(B+D)进行分支，并将其提供给跟轨误差信号生成部50。
构成跟轨误差信号生成部50，以通过传统DPD方法(即，通过根据和信号的零交叉定时的检测结果来检测相差的方法)来生成跟轨误差信号。例如，跟轨误差信号生成部50的特殊内部结构可以与上面参照图13描述的跟轨误差信号生成30的内部结构相似。
从跟轨误差信号生成部50输出的跟轨误差信号被提供给图8所示的开关SW的抽头T2。同时，通过上述误差计算部28所D/A转换的跟轨误差信号TE提供给开关SW的另一抽头T3。
如图8所示，开关SW为双触点开关，其可以相对于抽头T1选择抽头T2和抽头T2中的一个。在这种情况下，如图8所示，抽头T1的输出接收从矩阵电路3输出的跟轨误差信号，并将其提供至伺服电路4。
此外，响应于来自伺服电路4的跟轨伺服环路开/关信号来执行开关SW的切换控制。跟轨伺服环路开/关信号表示跟轨伺服环路的开/关状态。
如相关技术中所知，伺服电路4包括用于响应于跟轨伺服控制的开/关切换来切换跟轨伺服环路开/关的开关。因此，在伺服电路4中，通过执行开关的开/关控制能够切换跟轨伺服环路的开/关。
在第二实施例中，用于切换跟轨伺服环路开/关的控制信号被分支到伺服电路4中，并且也将其作为跟轨伺服环路开/关信号提供给开关SW。如果跟轨伺服环路开/关信号表示关状态，则开关SW选择抽头T2，而如果跟轨伺服环路开/关信号表示开状态，则开关SW选择抽头T3。
因此，如果作为上述根轨伺服环路开/关信号来获得用于断开引入跟轨伺服的跟轨伺服环路的信号，则选择开关SW的抽头T2。因此，根据跟轨伺服的引入，将来自跟轨误差信号生成部50的根据传统DPD方法的跟轨误差信号提供给伺服电路4。
另一方面，如果获得作为跟轨伺服环路开/关信号的用于接通跟轨伺服环路切换的信号，以在引入跟轨伺服后启动跟轨伺服控制，则选择开关SW的抽头T3。因此，根据跟轨伺服控制，将根据通过不对称分量计算部17计算的不对称分量D的跟轨误差信号TE提供至伺服电路4。
因此，通过第二实施例，能够根据通过传统DPD方法得到的跟轨误差信号来执行跟轨伺服的引入控制，并且根据以不对称分量D为基础的跟轨误差信号TE来执行随后的跟轨伺服控制。
因此，尽管确保传统的有效精度作为引入跟轨伺服的精度，但可以比以前根据跟轨误差信号TE更高的精度来执行跟轨伺服控制。
应当注意，在图8中，虽然将误差计算部28插入从不对称分量计算部17输出的跟轨误差信号TE侧，但在构成了随后阶段的伺服电路4以为数字信号形式的跟轨误差信号进行准备的情况下，应当将用于模/数转换的A/D转换器插入从跟轨误差信号生成部50输出的跟轨误差侧。
<第三实施例>
图9示出根据本发明第三实施例的用于跟轨误差信号TE的生成系统的结构。
应当注意，在图9中，仅示出了在图2所示的矩阵电路3中提供的自适应均衡器16和第三实施例的附加组件，而忽略了其它组件。
根据第三实施例，响应于作为输入波形和目标波形输入的两个信号之间的误差来控制自适应均衡器16的抽头系数C的更新操作，以防止自适应均衡器16的偏差。
参照图9，提供至自适应均衡器16的信号A+C和信号B+D被分支，并也将其提供至均方误差(MSE)计算部30。
例如，MSE计算部30执行“信号(A+C)-信号(B+D)”的运算操作，以计算信号(A+C)和信号(B+D)的误差均方值。随后，将计算结果输出至比较部31。
图9所示的阈值th1和另一阈值th2被设置到比较部31。在这种情况下，设置阈值th1和阈值th2，以使其具有th1>th2的关系。
比较部31彼此比较两个阈值th1和th2与通过MSE计算部30计算的误差均方值的幅值，并将比较结果输出至更新操作控制部32。
更新操作控制部32根据比较部31的比较结果通过自适应均衡器中的抽头系数更新电路27来控制抽头系数C的更新操作。
具体地，如果比较部31的比较结果表示来自MSE计算部30的误差均方值比阈值th1更高，则更新操作控制部32停止抽头系数C的更新操作，并控制抽头系数更新电路27，以重新设置抽头系数C(将C(m)设置为C(m)＝1，并将所有其它抽头系数设置为0)。
另一方面，如果比较部31的比较结果表示来自MSE计算部30的误差均方值比阈值th2更低，则更新操作控制部32控制抽头系数更新电路27，以重启抽头系数C的更新操作。
在具有上述结构的第三实施例中，即使在轨道之间移动光学拾取装置OP未提供信号状态中(例如，在轨道伺服的引入处理或显著降低了再生信号质量的情况下)，也可以有效地防止自适应均衡器16发生偏差的情况。
如果自适应均衡器16的抽头系数C发生偏差，则即使光学拾取装置OP到达下一个轨道，自适应均衡器16也不会收敛，并且不能获取相位误差的校正信息。然而，根据第三实施例，能够有效地防止这种情况。
<第四实施例>
图10示出根据本发明第四实施例的跟轨误差信号生成系统的结构。
也应当注意，在图10中，仅示出了在图2所示的矩阵电路3中提供的自适应均衡器16和第四实施例的附加组件，而忽略其它组件。
在第四实施例中，可变地设置自适应均衡器16的更新系数μ，以实现跟轨伺服控制精确度的提高和跟轨伺服引入性能的提高。
参照图10，所示矩阵电路3包括选择电路33。更新系数μ1和另一个更新系数μ2被提供给选择电路33。设置更新系数μ1和μ2，使其满足μ1＞μ2的关系。
此外，将来自伺服电路4的跟轨伺服环路开/关信号提供给选择电路33。如果根据跟轨伺服引入将跟轨伺服环路关信号作为跟轨伺服环路开/关信号提供至选择电路33，则选择电路33从更新系数μ1和μ2之间选择更新系数μ1，并将所选的更新系数μ1作为将设置的更新系数μ输出至自适应均衡器16中的加法器26。
另一方面，根据跟轨伺服控制将跟轨伺服环路开信号作为跟轨伺服环路开/关信号提供至选择电路33，选择电路33选择更新系数μ2，并将所选的更新系数μ2作为将设置的更新系数μ输出至加法器26。
通过上述选择电路33执行的更新系数μ的这种选择操作，根据跟轨伺服的引入，将相对高的值设置为用于抽头系数更新电路27的更新系数μ。在以这种方式将相对高的值设置为更新系数μ的情况下，自适应均衡器16在相对短的时间周期内收敛。因此，自适应均衡器16也可以根据跟随伺服的引入跟踪以相对高速改变的信号A+C和信号B+D。结果，可以提高引入性能。
另一方面，根据跟轨伺服控制，由于将相对较低的值设置为抽头系数更新电路27的更新系数μ，所以能够这样提高自适应均衡器16收敛值的精度，从而提高通过不对称分量计算部17获得的不对称分量D的精度。因此，由于能够抑制跟轨误差信号TE的不必要的高频噪声，从而提高跟轨误差信号TE的S/N比，所以也可以这样提高跟轨伺服控制的精度。
<第五实施例>
图11a和11b示出根据本发明第五实施例的跟轨误差信号生成系统的结构。
应当注意，在图11a和11b中，仅示出了设置在图2所示的矩阵电路3中的自适应均衡器16和不对称分量计算部17及第五实施例的附加组件，而忽略其它组件。
在第五实施例中，为了解决例如通过束斑的扭曲、变形等在来自第四元件检测器11的检测信号中生成固定相差分量的情况，提供用于去除所述相差分量的结构。
具体地，图11a示出了将用于相位补偿的电路插入作为自适应均衡器16的输入波形提供的信号B+D侧的结构。同时，图11b示出相反地将用于相位补偿的电路插入作为自适应均衡器16的目标波形提供的信号A+C侧的结构。
图11a和11b中所示的结构通常包括用于计算如上所述的固定相差偏移分量的平均值计算部34。来自不对称分量计算部17的跟轨误差信号TE(不对称分量D)被分支，并将其提供给平均值计算部34。也将来自伺服电路4的跟轨伺服环路开/关信号提供给平均值计算部34。
仅当向平均值计算部34提供作为上述跟轨伺服环路开/关信号的跟轨伺服环路关信号时，平均值计算部34计算由不对称分量计算部17提供的跟轨误差信号TE值的平均值。
因此，当跟轨伺服控制断开时，平均值计算部34计算在自由运行状态下关于跟轨误差信号TE(即，横向信号)的采样平均值。换句话说，平均值计算部34计算横向信号的采样平均值，作为在信号A+C和信号B+D之间出现的固定相差偏移分量的值。
随后，在图11a所示的结构实例中，将作为通过平均值计算部34计算的固定相差偏移分量值的平均值提供给在用于作为输入波形提供给自适应均衡器16的信号B+D侧的线中所插入的相差补偿电路35。
相差补偿电路35通过对应于由平均值计算部34提供的值的量来改变从上面参照图3所述的A/D转换器15b提供的信号B+D的相位。更具体地，如果由平均值计算部34提供具有+(正)极性的平均值，则相差补偿电路35通过对应于平均值的绝对值的量来延迟信号B+D的相位。然而，如果提供-(负)极性的平均值，则相差补偿电路通过对应于平均值的绝对值的量来提前信号B+D的相位。随后，相差补偿电路35通过上述相位转换处理获取的信号B+D提供给自适应均衡器16。
因此，可以去除在信号A+C和信号B+D之间出现的固定相差偏移分量。
此处，附加描述了通过上述平均值计算部34计算的平均值的极性与在信号A+C和信号B+D之间出现的相差的极性之间的关系。首先，通过平均值计算部34计算的+值表示作为通过不对称分量计算部17获得的横向信号的跟轨误差信号TE具有+侧偏移。随后，以这种方式在跟轨误差信号TE中出现的+分量表示被输入至不对称分量计算部17的系数C(m+1)具有较高的值。
根据上文中参照图4给出的描述，以这种方式的抽头系数C(m+1)较高表示由于在延迟了输入波形信号B+D的相位方向上执行了波形均衡，所以信号B+D具有超前的相位。通过这样，如果通过平均值计算部34获取+平均值，则表示在提前了信号B+D的相位的方向(极性)上生成了固定相位偏移分量。
相反，如果通过平均值计算部34计算出-值，则表示输入至不对称分量计算部17的抽头系数C(m-1)较高。此外，这表示由于在提前了输入波形的信号B+D的相位的方向上执行了波形均衡，所以信号B+D具有延迟的相位。通过这样，如果通过平均值计算部34获取了-平均值，则表示在延迟了信号B+D的相位的极性上生成了固定相差偏移分量。
因此，根据上述相差补偿电路35，在提前了信号B+D的方向生成固定相差分量并获得了+值作为平均值的情况下，能够通过对应于平均值(绝对值)的量来延迟信号B+D的相位。换句话说，能够因此去除固定相差分量。
相反，在延迟了信号B+D的方向上生成固定相差分量并作为均值获取了-值的情况下，能够通过对应于均值(绝对值)的量来提前信号B+D的相位。因此，在这种情况下，也能去除固定相差分量。
在图11b的另一结构实例中，将通过平均值计算部34计算的平均值提供给在作为自适应均衡器16的目标波形用于提供的信号AC的线中插入的相差补偿电路36。
与相差补偿电路35相反地构成相差补偿电路36。具体地，构成相差补偿电路36，使得如果提供来自平均值计算部34的+(正)极性平均值，则通过对应于平均值(绝对值)的量来延迟信号A+C的相位。另一方面，如果提供-(负)极性的平均值，则通过对应于平均值(绝对值)的量来提前信号A+C的相位。
具体地，在根据来自平均值计算部34的平均值来调节其它信号A+C的相位的情况下，相差补偿电路36以与上述相差补偿电路35的关系相反的关系来调节相位。通过这种调节，能够类似于上面参照图11a的描述执行的方式来执行信号A+C和信号B+D之间的相差调节。结果，通过图11b的结构，也能去除在信号A+C和信号B+D之间出现的固定相差分量。
如果能够以这种方式去除在信号A+C和信号B+D之间出现的固定相差偏移分量，则能够防止偏移分量与作为通过不对称分量计算部17计算的不对称分量D的跟轨误差信号TE重叠。因此，即使在通过束斑的扭曲、变形等导致固定相差偏移分量的情况下，也能够实现高精度等级的跟轨伺服控制。
此外，如果能够以这种方式去除两个不同信号之间出现的固定相差偏移分量，则能够在图5所示的相差灵敏度曲线的优选特性范围内(例如，图5中的-0.3π＜δ＜0.3π的范围)检测跟轨误差信号增加的可能性。在这点上，也能够实现高精度的跟轨伺服控制。
应当注意，在第五实施例中，虽然在仅将用于相位补偿的电路插入用于信号A+C和信号B+D的其中一条线中，但也可以将其插入用于两个信号的线中。在这种情况下，如果提供了调节彼此相关的两个信号的相位以去除固定相差偏移分量的结构，则也能够实现类似的效果。
此外，尽管根据作为横向信号的跟轨误差信号TE检测了固定相差偏移分量，但也可以使用另一种方法作为用于检测上述固定相差偏移分量的方法。
或者，可以采用另一种结构，在预先知道固定相差偏移分量的情况或类似情况下，将固定值提供给相差补偿电路。
<变更例>
虽然已在上面描述了本发明的几个优选实施例，但本发明不限于上述实施例。
例如，在上述实施例中，FIR型自适应波形均衡器的抽头数为3，并在通过C(m)表示中央抽头系数的情况下，通过计算抽头系数C(m-1)和C(m+1)之差来计算不对称分量D。但是，在抽头数为大于前面数量的奇数的情况下，也能够通过参照中央抽头系数C(m)来计算之前和之后的抽头系数C(m-1)和C(m+1)之差来类似地确定两个输入信号之间的相差。
或者，在抽头数为大于3的奇数的情况下，例如，也能够通过计算在中央抽头系数C(m)之前所有抽头系数C的总和与在中央抽头系数C(m)之后所有抽头系数C的总和之差来计算不对称分量D。或者，能够通过计算在相对于中央抽头系数C(m)预置数之前的抽头系数C与相对于中央抽头系数C(m)预置数之后的另一抽头系数C之差来计算不对称分量D。
总之，仅需要计算不对称分量D，以表示相对于中央抽头系数C(m)之前/之后的抽头系数中的一个，该系统作为某一侧的权重。因此，不具体限制不对称分量的计算方法。
此外，在上述实施例中，将包括以上面参照图2描述的位置关系设置的检测器元件A、B、C、和D的四元件检测器11用于将信号A+C和信号B+D作为输入信号输入到自适应均衡器16(FIR型自适应波形均衡器)。但是，在采用作为DPD方法考虑的反射光检测方法的情况下，可以广泛应用根据本发明的再生装置和跟轨控制方法。
具体地，可以在获取根据来自由两个或多个检测器元件组成的检测器的检测信号生成的第一和第二信号的情况下适当地应用本发明，使得当从光盘记录介质上轨道的中心部移动激光点时，这些信号表示相差。
此外，在上述实施例中，虽然采用流行的LMS运算作为用于FIR型所采用的波形均衡器的波形均衡运算，但也可以将本发明适当地应用于采用另一波形均衡运算的情况。
此外，虽然在上述实施例中通过硬件实现了用于生成跟轨误差信号TE的自适应均衡器16和不对称分量计算部17的操作，但也可以通过软件处理来实现这些操作。
类似地，可以通过软件处理来实现第三实施例中的MSE计算部30、比较部31、及更新操作控制部32、第四实施例中的选择电路33、及第五实施例中的平均值计算部34和相差补偿电路35和36的操作。
此外，尽管在上述实施例中将本发明应用于仅能够再生仅用于再生的ROM光盘的再生装置，但也能够将其适当地应用于再生在可记录光盘上记录的信号的情况。
此外，也能够将本发明适当地应用于不仅能够再生而且能够记录光盘记录介质的再生装置，即，应用于记录及再生装置。但是，由于仅能够以记录信号或标记的状态执行DPD方法，所以在以这种方式将本发明应用于记录及再生装置的情况下，也仅根据记录在光盘记录介质上的信号的再生来应用根据本发明的跟轨误差信号生成方法。
此外，在上述实施例中，将根据本发明的相位检测装置和相位检测方法应用于在至少执行光盘记录介质再生的再生装置中用于跟轨误差信号的再生系统。但是，根据本发明的相位检测装置和相位检测方法可以适当地应用于包括两个输入信号(即，第一和第二信号)之间的相差的检测的各种应用。
例如，在诸如通信领域的其它领域中，根据两个信号的零交叉定时的检测结果来检测两个信号之间相差的传统技术不能充分实现高精度等级的相差检测。如果将根据本发明的相位检测技术应用于刚刚描述的这种情况，则可以类似地预期两个信号之间的相差的检测精确度的提高。
虽然已使用指定术语描述了本发明的优选实施例，但这种描述仅出于解释说明目的，应当了解，在不背离下面权利要求的精神和范围的情况下，可以进行更改和变化。
相关申请的交叉参考
本发明包含于2006年7月14日向日本专利局提交的日本专利申请第2006-194656号的主题，其全部内容结合于此作为参考。
图1示出了应用本发明的再生装置1的内部结构。应当注意，图1仅示出涉及主要记录在光盘D上的信号的再生装置1的再生系统以及跟轨和聚焦伺服系统。
光盘D位于设置在再生装置1中的转盘(未示出)上，并通过主轴发动机(SPM)2以预定旋转驱动方法来驱动光盘D，以使其以这种状态旋转。通过主轴伺服电路(未示出)来控制主轴发动机2的旋转。
可以假定，在所示再生装置1中使用的光盘D为仅用于再生的ROM光盘，具体地可以为诸如BD(蓝光光盘：注册商标)的高记录密度光盘。因此，例如，在下文中描述的物镜OL的数值孔径NA为NA＝0.85并且激光波长为405nm的情况下，执行光盘D的再生。
光学读取器OP读取来自光盘D的记录信号，该光盘D通过主轴发动机2以如上所述的方法来驱动其旋转。
光学拾取装置OP包括用作激光光源的激光二极管(未示出)、用于将来自激光二极管的激光聚集并照射到光盘D的记录面上的物镜OL、以及用于基于来自光盘D的激光照射来检测反射光的四元件检测器11。
通过双轴机构DC支撑物镜OL，使其在跟轨方向和聚焦方向上移动。双轴机构DC包括跟轨线圈和聚焦线圈，并且当将来自下文所述伺服电路4的跟轨驱动信号TD和聚焦驱动信号FD分别提供给跟轨线圈和聚焦线圈时，在跟轨方向和聚焦方向上驱动物镜OL。
应当注意，跟轨方向(下文中描述为跟轨控制方向)为在光盘D上所形成的轨道的横向。换句话说，跟轨方向为与光盘D的旋转方向垂直的方向。
同时，聚焦方向为接近或远离光盘D的方向。
此处，参照图2来描述在光学拾取装置OP中四元件检测器11的检测元件A、B、C、和D的排列。
在四元件检测器11中，检测器元件A和B以及检测器元件C和D位于通过单侧箭头标记表示的光盘旋转方向或轨道纵向方向上的不同位置。此外，检测器元件A和D以及检测器元件B和C位于垂直于光盘旋转方向的通过双侧箭头标记表示的跟轨控制方向或轨道横向方向上的不同位置。
重新参照图1，通过四元件检测器11检测的反射光信号被提供给矩阵电路3。矩阵电路3根据反射光信号来生成再生信号RF、跟轨误差信号TE、及聚焦误差信号FE。
应当注意，下文中描述特别用于矩阵电路3中的跟轨误差信号TE生成系统的结构。
伺服电路4执行诸如用于对来自矩阵电路3的跟轨误差信号TE和聚焦误差信号FE进行相位补偿等的滤波及环路增益处理的预定运算操作，以分别生成跟轨伺服信号TS和聚焦伺服信号FS。随后，伺服电路4根据跟轨伺服信号TS和聚焦伺服信号FS来生成跟轨驱动信号TD和聚焦驱动信号FD，并将跟轨驱动信号TD和聚焦驱动信号FD分别提供至光学拾取装置OP中光盘D的跟轨线圈和聚焦线圈。
由于执行了如上所述的伺服电路4操作，所以上述的四元件检测器11、矩阵电路3、伺服电路4、以及光盘D形成了跟轨伺服环路和聚焦伺服环路。随着以这种方式形成了跟轨伺服环路和聚焦伺服环路，执行照射在光盘D上的激光束点跟踪在光盘D上形成的凹槽顺序(记录轨道)，并维持正确的聚焦状态(焦点)的控制。
此外，伺服电路4响应于来自下文中描述的系统控制器5的轨道跳跃指令来关闭跟轨伺服环路，并输出跳跃脉冲作为上文中描述的跟轨驱动信号TD，从而执行轨道跳跃操作。
伺服电路4也执行引入(pull-in)控制，用于再次接通跟轨伺服环路，以在这种跳跃操作等后执行跟轨伺服控制。
此外，伺服电路4根据来自系统控制器5的访问执行控制来生成线程驱动信号SD，以驱动图1所示的线程机构SLD。尽管没有具体示出，但是线程机构SLD包括由用于支撑光学拾取装置OP的主轴、线程发动机、传动齿轮等构成的机构。响应于线程驱动信号SD来驱动线程发动机，从而执行所需的光学拾取装置OP的滑动。
锁相环路(PLL)电路10以上述方式接收由矩阵电路3生成的再生信号RF，并根据再生信号RF生成系统时钟SCL。将由PLL电路10生成的系统时钟SCL作为操作时钟提供给再生装置1的所需组件。
同时，将通过矩阵电路3生成的再生信号RF分支，并也将其提供给均衡器(EQ)6。再生信号RF为通过均衡器6整形的波形，并将其提供给维特比解码器7。
均衡器6和维特比解码器7合作执行二进制化处理，该处理使用基于PRML(局部响应最大似然)的比特检测方法。换句话说，均衡器执行波形整形处理，从而获得符合维特比解码器7的PR级的再生信号RF。随后，维特比解码器7通过根据以这种方式整形的再生信号RF波形的维特比检测方法来执行比特检测，来获取二进制信号DD。
将通过维特比解码器7获得的二进制信号DD输入1-7pp解调器8。1-7pp解调器8执行解调二进制信号DD的处理，该二进制信号DD作为RLL(1，7)PP(奇偶保护/禁止，RLL：游程受限)调制数据被获取。
随后，将以这种方式调制的数据RLL(1，7)PP提供给ECC块9，通过ECC块9对其执行误差校正处理、去交织处理、及其它所需处理。结果，获得关于记录在光盘D上的应用数据的再生数据。
此外，以如图1所示的方式在再生装置1中设置系统控制器5。系统控制器5包括未示出的CPU(中央处理器)、ROM(只读存储器)、RAM(随机存取存储器)等。由于CPU根据在ROM等中存储的程序进行操作，所以系统控制器5控制再生装置1的组件。
例如，作为将对再生装置1的组件执行控制的实例，系统控制器5发布如上中所提及的轨道跳跃指令，以使伺服电路4执行用于实现轨道跳跃操作的操作。或者，例如，为了读出记录在光盘D的预定地址处的数据，系统控制器5控制伺服电路4对作为目标的地址执行寻道操作。具体地，系统控制器5向伺服电路4发布指令，以对作为指定地址给出的目标执行光学拾取装置OP的访问操作。
图3示出了在图1所示的矩阵电路3中跟轨误差信号TE生成系统的具体结构。
在图3中，也示出了图1所示的光学拾取装置OP中四元件检测器11的四个检测元件A、B、C、和D。将来自检测器元件A、B、C、和D的四个检测信号提供给矩阵电路3。
在矩阵电路3中，如图3所示，跟轨误差信号TE生成系统包括加法器12a和12b、低通滤波器(LPF)13a和13b、自动放大调节器(AGC)14a和14b、A/D(模拟/数字)转换器15a和15b、自适应均衡器16、以及不对称分量计算部17。
以上述方式提供的四元件检测器11的检测信号中来自检测器元件A和C的检测信号被输入到加法器12a。同时，来自检测器元件B和D的检测信号被输入到另一加法器12b。因此，通过加法器12a获得来自检测器元件A和C的检测信号的和信号A+C，并通过加法器12b获得来自检测器元件B和D的检测信号的和信号B+D。
通过加法器12a获得的来自检测器元件A和C的检测信号的和信号A+C通过低通滤波器13a进行滤波处理并通过自动放大调节器14a进行自动放大调节处理，随后，将其提供给A/D转换器15a。A/D转换器15a执行对和信号A+C的采样，并输出通过采样获得的数字数据。在下文中，来自检测器元件A和C的检测信号的和信号在通过低通滤波器13a转换为数字采样数据后被称作“信号A+C”。
类似地，通过加法器12b获得的来自检测器元件B和D的检测信号的和信号B+D也通过低通滤波器13b进行滤波处理并通过自动放大调节器14b进行自动放大调节处理，随后，将其提供给A/D转换器15b。A/D转换器15b执行对和信号B+D的采样，并输出通过采样获得的数字数据。在下文中，来自检测器元件B和D的检测信号的和信号在通过低通滤波器13b转换为数字采样数据后被称作“信号B+D”。
通过A/D转换器15a和15b获得的信号A+C和B+D被提供给自适应均衡器16。
如图3所示，自适应均衡器16包括FIR(有限脉冲响应)滤波器20。FIR滤波器20为FIR型自适应均衡器或波形均衡器，其执行波形均衡处理，以使输入信号波形与目标信号波形一致。在这种情况下，波形均衡采用流行的LMS(最小均方)算法。
上文中描述的信号A+C作为目标信号波形并且上文中描述的信号B+D作为输入信号波形被输入自适应均衡器16。
图4示出了自适应均衡器16的内部结构。
参照图4，自适应均衡器16除包括FIR滤波器20之外，还包括抽头系数更新电路27和误差计算部28。
如图4所示，FIR滤波器20包括用于信号B+D的延迟电路21和22。因此，在这种情况下，根据输入波形的信号B+D总共形成三个抽头(接头)。用于信号B+D的第一抽头被称作抽头T1；通过延迟电路21延迟后获得的第二抽头被称作抽头T2；以及在通过延迟电路22延迟后获得的第三抽头被称作抽头T3。
FIR滤波器20包括用于将抽头系数分别提供给单个抽头T1、T2、和T3的乘法电路23、24、和25。FIR滤波器20进一步包括加法器26，用于将通过乘法电路23、24、和25的乘法结果相加以获得FIR滤波器20的输出信号y。通过加法器26获得的输出信号y提供给误差计算部28。
误差计算部28计算在目标波形和FIR滤波器20的输出之间的误差。具体地，作为这种情况下的目标波形的信号A+C和作为以上述方式从FIR滤波器20输出的输出信号y被提供给误差计算部28。随后，例如，误差计算部28根据“y-(A+C)”执行运算操作，从而计算在信号A+C和输出信号y之间的误差。将通过误差计算部28计算的结果提供给抽头系数更新电路27。
抽头系数更新电路27根据由误差计算部28计算的误差值和作为输入波形的信号B+D来更新将提供至FIR滤波器20的抽头T的抽头系数C。在这种情况下，随着根据上文所述的LMS运算执行了抽头系数更新处理，抽头系数更新电路27执行抽头系数C的更新处理，以最小化通过误差计算部28计算的误差的均方值。
在这种情况下，在将提供给FIR滤波器20的抽头T的抽头系数C中，将提供给中央抽头T2的抽头系数C表示为抽头系数C(m)。此外，由于以这种方式将中心设置为第m个抽头系数C，所以将提供给抽头T3的抽头系数C被表示为抽头系数C(m+1)，并且将提供给抽头T1的抽头系数C被表示为抽头系数C(m-1)。
如图4所示，将来自抽头系数更新电路27的抽头系数C(m-1)提供给乘法电路23；将抽头系数C(m)提供给乘法电路24；并将抽头系数C(m+1)提供给乘法电路25。乘法电路23、24、和25中的每一个将抽头T的值与通过加法器26以这种方式持续更新的相应抽头系数C相乘。
例如，此处假设以具有上述结构的FIR型自适应波形均衡器的形式在自适应均衡器16中将目标波形的相位移动为输入波形的相位。在这种情况下，执行波形均衡处理，使得输入波形的相位接近目标波形的相位。结果，通过上述波形均衡处理获得的每个抽头系数C具有反映上述从目标波形开始的这种输入波形相移的值。
更具体地，在输入波形和目标波形之间的这种相移分量表现为抽头系数C的不对称。具体地，在这种情况下，抽头系数C(m-1)和抽头系数C(m+1)应当具有相对于中心抽头系数C(m)的对称位置关系。但是，如果在抽头系数C(m-1)和C(m+1)之间抽头系数C(m+1)具有较大的值，则意味着先前值的权重比当前值的更大，并且在延迟输入波形相位的方向上执行加权。通过这种处理，可以认为如果以这种方式检测到抽头系数C(m+1)侧值的一侧不对称，则输入波形的相位处于相对于目标波形的相位超前的状态。
类似地，如果抽头系数C(m-1)的值较大，则意味着随后值的权重比当前值的更大，并且在超前输入波形相位的方向上执行加权。因此，如果以这种方式检测到抽头系数C(m-1)侧值的一侧不对称，则可以认为输入波形的相位处于相对于目标波形的相位延迟的状态。
通过先前所述，可以认为为了检测目标波形和输入波形之间的相差(即，信号A+C和信号B+D之间的相差)，应当计算FIR滤波器20的抽头系数C的不对称分量。
为此，在图4所示的自适应均衡器16中，如图4所示，将从加法器26到乘法电路23和25设置的抽头系数C(m-1)和C(m+1)分支，并将其提供至图3所示的不对称分量计算部17。
重新参照图3，例如，不对称分量计算部17执行如图3所示的C(m-1)-C(m+1)的运算操作，以计算FIR滤波器20的抽头系数C的不对称分量D。随后，输出计算的不对称分量D，作为跟轨误差信号TE。
将作为从不对称分量计算部17输出的不对称分量的跟轨误差信号TE提供给参照图1的上述伺服电路4。
此处，描述作为跟轨误差信号TE的以上述方式计算的抽头系数C不对称分量的使用有效性。
首先，虽然根据前面的描述自适应均衡器16分别接收作为目标波形和输入波形的信号A+C和信号B+D，但参照图12可以认为信号A+C和B+D实际上仅在波形形状上不同。
同时，应该了解，通过正弦函数(sinc(x)＝sin(x)/x)来表示仅改变相位的FIR滤波器的抽头系数。更具体地，在通过C(k)表示FIR滤波器的第k个抽头系数的情况下，通过δ来表示相位改变，并且FIR滤波器的中央抽头T2为第m个抽头，能够通过C(k)＝sinc{(k-m)π+δ}来表示第k个抽头系数C(k)。
随后，如果假设以这种方式满足C(k)＝sinc{(k-m)π+δ}，则在通过D来表示由图3所示的不对称分量计算部17计算的不对称分量的情况下，能够通过下列表达式(1)来表示：
D＝C(m-1)-C(m+1)＝sinc(-π+δ)-sinc(π+δ)...(1)
图5示出了绘图在相差(δ/π)和不对称分量D＝C(m-1)-C(m+1)之间关系的结果。应当注意，在图5中，横坐标轴表示相差(δ/π)，并且纵坐标轴表示不对称分量D。
如通过图5所示，当相差(δ/π)的极性为负时，在-π＜δ＜π的范围内的不对称分量D具有正值，而当相差(δ/π)的极性为正时，其具有正值。因此，不对称分量D正确地表示了两个信号之间相差的极性。另一方面，在-0.8π＜δ＜0.8π的范围内，随着相差(δ/π)的绝对值的增加，不对称分量D的绝对值也趋向于增加。具体地，在图5中通过两条垂直虚线表示的-0.3π＜δ＜0.3π的范围内，不对称分量D和相差(δ/π)彼此间呈基本线性的关系。
通过上述描述，可以认为不对称分量D基本上精确地表示了在到达自适应均衡器16的两个输入信号之间相差的极性和值。通过这样，可以认为在DPD(微分相位检测)方法中可以将不对称分量D作为表示两个信号之间的相差的信号(即，作为跟轨误差信号)来有效地实际使用。
应该注意，虽然在本实施例中的跟轨误差信号TE生成系统中，能够根据A/D转换器15a和15b的采样周期的设置，通过A/D转换器15a和15b的异步采样来获得作为信号A+C和信号B+D的采样数据，但可以调节作为信号A+C和信号B+D之间相差(即，不对称分量D)的实际获得值的范围。
具体地，通过设置A/D转换器15a和15b的采样周期，能够调节将作为D＝C(m-1)-C(m+1)的实际获得值的范围，从而在显示出作为在-0.3π＜δ＜0.3π的范围内的上述线性关系的范围内进行设置。
但是，应该注意，由于估计了有可能在实际跟轨伺服控制中出现的信号A+C和信号B+D之间的相差值不会变得与图5中的-0.8π＞δ或δ＞0.8π一样高，所以即使没有具体执行显示为如所线性关系的范围内的这种调节，也可以执行基于不对称分量D的适当跟轨伺服控制操作。因此能够获得试验结果，能够使用在根据本实施例的再生装置1中的跟轨误差信号TE来正确地执行跟轨伺服控制。
应该注意，尽管由于引入跟轨伺服使得信号A+C和信号B+D之间的相差值相对较大，但是如果考虑到仅需要引入将执行的相对粗略的控制(正负之间的极性控制)，并且考虑到不对称分量D正确地表示了图5所示的整个区域内的相差极性，则也可以认为由于这种引入而导致不必特别根据上述采样周期来执行这种调节。
图6图示出了当在与本实施例的再生装置1的自适应均衡器16相似的具有三个抽头的FIR型自适应波形均衡器中输入波形和目标波形之间的相差与时间一起改变时抽头系数C的不对称分量D状态的模拟结果。应当注意，在图6中，通过实线来表示输入波形和目标波形之间的相差，并通过虚线来表示不对称分量D(C(m-1)-C(m+1))。
通过图6，可以看出，在本实施例中，FIR滤波器抽头系数的数目像3一样小，并且尽管提供了将急剧变化有意地提供给两个波形之间的相差的周期，但是不对称分量D也能很好地跟上急剧变化。
同样，通过描述的模拟结果，证明了本实施例的有效性。
图7A示出了以传统DPD方法生成的跟轨误差信号的波形，并且图7B为了对比示出了通过本实施例的再生装置1生成的跟轨误差信号TE的波形。
应当注意，在图7A和7B中，虚线表示当跟轨伺服控制关闭时获得的波形，即，Z状信号，并且实线表示当跟轨伺服控制打开时的波形。
此外，图7B的试验结果为使用通过再生装置获得的检测器检测信号进行模拟的结果，该再生装置采用用于获取图7A的试验结果的传统DPD方法。换句话说，图7B示出了当将在上述传统再生装置中提供的四元件检测器的检测信号输入到图3所示本实施例的再生装置1的矩阵电路3时通过不对称分量计算部17最终获得的跟轨误差信号TE的波形。
此外，为了获得图7A和7B中所示的试验结果，使用具有比当前有效BD更高的记录密度的一层具有大约35GB的记录容量的光盘D。
从图7A和7B的对比中所认可，图7B中所示的本实施例的再生装置1的跟轨误差信号TE包括根据图7A所示的传统DPD方法从跟轨信号的噪声分量中减少的噪声分量。
通过这样，可以认为通过本实施例的再生装置1所获得的跟轨误差信号TE显示出等于或高于由现有系统获得的跟轨信号的精确度。
如上所述，本实施例的再生装置1包括自适应均衡器16，分别输入两个信号(A+C，B+D)中的一个和另一个作为输入波形和目标波形，其中，与现有DPD方法类似，两个信号(A+C，B+D)被生成从而显示激光点偏离轨道的中心点时的相差。随后，通过计算自适应均衡器16的抽头系数C的不对称分量D，可以检测两个信号之间的相差。因此，换句话说，可以获取根据DPD方法的跟轨误差信号TE。
此外，在本实施例的再生装置1中，伺服电路4根据作为表示两个信号之间的相差的不对称分量D的跟轨误差信号TE执行双轴机构DC(跟轨线圈)的驱动控制。换句话说，通过这种驱动控制，执行诸如跟轨伺服控制和跟轨伺服引入的跟轨控制。
如上所述，通过本实施例的再生装置1，由于能够通过计算自适应均衡器16的抽头系数C的不对称分量D来检测两个信号(A+C，B+D)之间的相差，所以当检测两个信号之间的相差时，无需检测独立信号的零交叉定时。在这点上，本发明的再生装置1与现有再生装置不同。
因此，即使不获取充分再生信号振幅(来自四元件检测器11的检测信号的振幅)作为光盘D的线性方向记录密度增加的结果，也能够适当地检测两个信号之间的相差。这实现了跟轨误差信号TE的精确度提高，并且实现了跟轨控制精度的提高(特别是跟轨伺服控制)。此外，在以这种方式提高跟轨伺服控制的情况下，也同样可以抑制再生性能的劣化。
此外，由于无需如上所述地检测零交叉定时，所以可以消除对用于整形在相关技术中所需信号以确保零交叉定时的高检测精度所获取的波形的均衡器(参照图13的均衡器51a和51b)的需要。结果，当与用于跟轨信号生成的现有电路进行比较时，可以预见电路空间的减小和成本的降低。
此外，从前面的描述中可以认为，通过本实施例的再生装置1，可以获得在除零交叉定时之外的所有采样点处的两个信号之间的相差信息。因此，可以预见进行比以往更高速的跟轨伺服控制的处理。此外，在可以这种方式在除零交叉定时之外的所有采样点处获得相差信息的情况下，也可以提高跟轨伺服控制的精确度。
此外，通过图3所示的结构可以看出，在通过对来自四元件检测器11的检测信号进行不对称采样的A/D转换之后，仅通过数字同步电路对数据执行运算操作就可以生成在本实施例的再生装置1中的跟轨误差信号TE。
<第二实施例>
图8示出了根据本发明第二实施例的用于跟轨误差信号TE的再生系统的结构。
应当注意，类似于图3，图8也仅示出了在图1所示矩阵电路3中的用于跟轨误差信号的再生系统，但忽略了再生装置1的其它组件。此外，此处的描述确认了在下文中所描述的实施例中，再生装置1也具有与上面参照图1所描述结构相类似的通用结构。
在第二实施例中，由于引入跟轨伺服，所以使用根据现有DPD方法的跟轨误差信号，并且在引入跟轨伺服控制后，使用根据不对称分量D的跟轨误差信号TE。
参照图8，在本实施例的再生装置中的矩阵电路3也包括如上面参照图3描述的跟轨误差信号TE生成系统的结构，在图8中，通过长和短交替的短划线来围绕该矩阵电路。具体地，矩阵电路3包括加法器12a和12b、低通滤波器13a和13b、自动放大调节器14a和14b、A/D转换器15a和15b、自适应均衡器16、和不对称分量计算部17。
矩阵电路3进一步包括用于将从不对称组件计算部17输出的跟轨误差信号TE转换成模拟信号的D/A(数字/模拟)转换器29。
此外，在矩阵电路3中，将作为加法器12a的加法结果获取的检测器元件A和检测器元件C的检测信号的和信号(A+C)与作为加法器12b的加法结果获取的检测器元件B和检测器元件D的检测信号的和信号(B+D)进行分支，并将其提供给跟轨误差信号生成部50。
构成跟轨误差信号生成部50，以通过传统DPD方法(即，通过根据和信号的零交叉定时的检测结果来检测相差的方法)来生成跟轨误差信号。例如，跟轨误差信号生成部50的特殊内部结构可以与上面参照图13描述的跟轨误差信号生成30的内部结构相似。
从跟轨误差信号生成部50输出的跟轨误差信号被提供给图8所示的开关SW的抽头T2。同时，通过上述误差计算部28所D/A转换的跟轨误差信号TE提供给开关SW的另一抽头T3。
如图8所示，开关SW为双触点开关，其可以相对于抽头T1选择抽头T2和抽头T2中的一个。在这种情况下，如图8所示，抽头T1的输出接收从矩阵电路3输出的跟轨误差信号，并将其提供至伺服电路4。
此外，响应于来自伺服电路4的跟轨伺服环路开/关信号来执行开关SW的切换控制。跟轨伺服环路开/关信号表示跟轨伺服环路的开/关状态。
如相关技术中所知，伺服电路4包括用于响应于跟轨伺服控制的开/关切换来切换跟轨伺服环路开/关的开关。因此，在伺服电路4中，通过执行开关的开/关控制能够切换跟轨伺服环路的开/关。
在第二实施例中，用于切换跟轨伺服环路开/关的控制信号被分支到伺服电路4中，并且也将其作为跟轨伺服环路开/关信号提供给开关SW。如果跟轨伺服环路开/关信号表示关状态，则开关SW选择抽头T2，而如果跟轨伺服环路开/关信号表示开状态，则开关SW选择抽头T3。
因此，如果作为上述根轨伺服环路开/关信号来获得用于断开引入跟轨伺服的跟轨伺服环路的信号，则选择开关SW的抽头T2。因此，根据跟轨伺服的引入，将来自跟轨误差信号生成部50的根据传统DPD方法的跟轨误差信号提供给伺服电路4。
另一方面，如果获得作为跟轨伺服环路开/关信号的用于接通跟轨伺服环路切换的信号，以在引入跟轨伺服后启动跟轨伺服控制，则选择开关SW的抽头T3。因此，根据跟轨伺服控制，将根据通过不对称分量计算部17计算的不对称分量D的跟轨误差信号TE提供至伺服电路4。
因此，通过第二实施例，能够根据通过传统DPD方法得到的跟轨误差信号来执行跟轨伺服的引入控制，并且根据以不对称分量D为基础的跟轨误差信号TE来执行随后的跟轨伺服控制。
因此，尽管确保传统的有效精度作为引入跟轨伺服的精度，但可以比以前根据跟轨误差信号TE更高的精度来执行跟轨伺服控制。
应当注意，在图8中，虽然将误差计算部28插入从不对称分量计算部17输出的跟轨误差信号TE侧，但在构成了随后阶段的伺服电路4以为数字信号形式的跟轨误差信号进行准备的情况下，应当将用于模/数转换的A/D转换器插入从跟轨误差信号生成部50输出的跟轨误差侧。
<第三实施例>
图9示出根据本发明第三实施例的用于跟轨误差信号TE的生成系统的结构。
应当注意，在图9中，仅示出了在图2所示的矩阵电路3中提供的自适应均衡器16和第三实施例的附加组件，而忽略了其它组件。
根据第三实施例，响应于作为输入波形和目标波形输入的两个信号之间的误差来控制自适应均衡器16的抽头系数C的更新操作，以防止自适应均衡器16的偏差。
参照图9，提供至自适应均衡器16的信号A+C和信号B+D被分支，并也将其提供至均方误差(MSE)计算部30。
例如，MSE计算部30执行“信号(A+C)-信号(B+D)”的运算操作，以计算信号(A+C)和信号(B+D)的误差均方值。随后，将计算结果输出至比较部31。
图9所示的阈值th1和另一阈值th2被设置到比较部31。在这种情况下，设置阈值th1和阈值th2，以使其具有th1>th2的关系。
比较部31彼此比较两个阈值th1和th2与通过MSE计算部30计算的误差均方值的幅值，并将比较结果输出至更新操作控制部32。
更新操作控制部32根据比较部31的比较结果通过自适应均衡器中的抽头系数更新电路27来控制抽头系数C的更新操作。
具体地，如果比较部31的比较结果表示来自MSE计算部30的误差均方值比阈值th1更高，则更新操作控制部32停止抽头系数C的更新操作，并控制抽头系数更新电路27，以重新设置抽头系数C(将C(m)设置为C(m)＝1，并将所有其它抽头系数设置为0)。
另一方面，如果比较部31的比较结果表示来自MSE计算部30的误差均方值比阈值th2更低，则更新操作控制部32控制抽头系数更新电路27，以重启抽头系数C的更新操作。
在具有上述结构的第三实施例中，即使在轨道之间移动光学拾取装置OP未提供信号状态中(例如，在轨道伺服的引入处理或显著降低了再生信号质量的情况下)，也可以有效地防止自适应均衡器16发生偏差的情况。
如果自适应均衡器16的抽头系数C发生偏差，则即使光学拾取装置OP到达下一个轨道，自适应均衡器16也不会收敛，并且不能获取相位误差的校正信息。然而，根据第三实施例，能够有效地防止这种情况。
<第四实施例>
图10示出根据本发明第四实施例的跟轨误差信号生成系统的结构。
也应当注意，在图10中，仅示出了在图2所示的矩阵电路3中提供的自适应均衡器16和第四实施例的附加组件，而忽略其它组件。
在第四实施例中，可变地设置自适应均衡器16的更新系数μ，以实现跟轨伺服控制精确度的提高和跟轨伺服引入性能的提高。
参照图10，所示矩阵电路3包括选择电路33。更新系数μ1和另一个更新系数μ2被提供给选择电路33。设置更新系数μ1和μ2，使其满足μ1＞μ2的关系。
此外，将来自伺服电路4的跟轨伺服环路开/关信号提供给选择电路33。如果根据跟轨伺服引入将跟轨伺服环路关信号作为跟轨伺服环路开/关信号提供至选择电路33，则选择电路33从更新系数μ1和μ2之间选择更新系数μ1，并将所选的更新系数μ1作为将设置的更新系数μ输出至自适应均衡器16中的加法器26。
另一方面，根据跟轨伺服控制将跟轨伺服环路开信号作为跟轨伺服环路开/关信号提供至选择电路33，选择电路33选择更新系数μ2，并将所选的更新系数μ2作为将设置的更新系数μ输出至加法器26。
通过上述选择电路33执行的更新系数μ的这种选择操作，根据跟轨伺服的引入，将相对高的值设置为用于抽头系数更新电路27的更新系数μ。在以这种方式将相对高的值设置为更新系数μ的情况下，自适应均衡器16在相对短的时间周期内收敛。因此，自适应均衡器16也可以根据跟随伺服的引入跟踪以相对高速改变的信号A+C和信号B+D。结果，可以提高引入性能。
另一方面，根据跟轨伺服控制，由于将相对较低的值设置为抽头系数更新电路27的更新系数μ，所以能够这样提高自适应均衡器16收敛值的精度，从而提高通过不对称分量计算部17获得的不对称分量D的精度。因此，由于能够抑制跟轨误差信号TE的不必要的高频噪声，从而提高跟轨误差信号TE的S/N比，所以也可以这样提高跟轨伺服控制的精度。
<第五实施例>
图11a和11b示出根据本发明第五实施例的跟轨误差信号生成系统的结构。
应当注意，在图11a和11b中，仅示出了设置在图2所示的矩阵电路3中的自适应均衡器16和不对称分量计算部17及第五实施例的附加组件，而忽略其它组件。
在第五实施例中，为了解决例如通过束斑的扭曲、变形等在来自第四元件检测器11的检测信号中生成固定相差分量的情况，提供用于去除所述相差分量的结构。
具体地，图11a示出了将用于相位补偿的电路插入作为自适应均衡器16的输入波形提供的信号B+D侧的结构。同时，图11b示出相反地将用于相位补偿的电路插入作为自适应均衡器16的目标波形提供的信号A+C侧的结构。
图11a和11b中所示的结构通常包括用于计算如上所述的固定相差偏移分量的平均值计算部34。来自不对称分量计算部17的跟轨误差信号TE(不对称分量D)被分支，并将其提供给平均值计算部34。也将来自伺服电路4的跟轨伺服环路开/关信号提供给平均值计算部34。
仅当向平均值计算部34提供作为上述跟轨伺服环路开/关信号的跟轨伺服环路关信号时，平均值计算部34计算由不对称分量计算部17提供的跟轨误差信号TE值的平均值。
因此，当跟轨伺服控制断开时，平均值计算部34计算在自由运行状态下关于跟轨误差信号TE(即，横向信号)的采样平均值。换句话说，平均值计算部34计算横向信号的采样平均值，作为在信号A+C和信号B+D之间出现的固定相差偏移分量的值。
随后，在图11a所示的结构实例中，将作为通过平均值计算部34计算的固定相差偏移分量值的平均值提供给在用于作为输入波形提供给自适应均衡器16的信号B+D侧的线中所插入的相差补偿电路35。
相差补偿电路35通过对应于由平均值计算部34提供的值的量来改变从上面参照图3所述的A/D转换器15b提供的信号B+D的相位。更具体地，如果由平均值计算部34提供具有+(正)极性的平均值，则相差补偿电路35通过对应于平均值的绝对值的量来延迟信号B+D的相位。然而，如果提供-(负)极性的平均值，则相差补偿电路通过对应于平均值的绝对值的量来提前信号B+D的相位。随后，相差补偿电路35通过上述相位转换处理获取的信号B+D提供给自适应均衡器16。
因此，可以去除在信号A+C和信号B+D之间出现的固定相差偏移分量。
此处，附加描述了通过上述平均值计算部34计算的平均值的极性与在信号A+C和信号B+D之间出现的相差的极性之间的关系。首先，通过平均值计算部34计算的+值表示作为通过不对称分量计算部17获得的横向信号的跟轨误差信号TE具有+侧偏移。随后，以这种方式在跟轨误差信号TE中出现的+分量表示被输入至不对称分量计算部17的系数C(m+1)具有较高的值。
根据上文中参照图4给出的描述，以这种方式的抽头系数C(m+1)较高表示由于在延迟了输入波形信号B+D的相位方向上执行了波形均衡，所以信号B+D具有超前的相位。通过这样，如果通过平均值计算部34获取+平均值，则表示在提前了信号B+D的相位的方向(极性)上生成了固定相位偏移分量。
相反，如果通过平均值计算部34计算出-值，则表示输入至不对称分量计算部17的抽头系数C(m-1)较高。此外，这表示由于在提前了输入波形的信号B+D的相位的方向上执行了波形均衡，所以信号B+D具有延迟的相位。通过这样，如果通过平均值计算部34获取了-平均值，则表示在延迟了信号B+D的相位的极性上生成了固定相差偏移分量。
因此，根据上述相差补偿电路35，在提前了信号B+D的方向生成固定相差分量并获得了+值作为平均值的情况下，能够通过对应于平均值(绝对值)的量来延迟信号B+D的相位。换句话说，能够因此去除固定相差分量。
相反，在延迟了信号B+D的方向上生成固定相差分量并作为均值获取了-值的情况下，能够通过对应于均值(绝对值)的量来提前信号B+D的相位。因此，在这种情况下，也能去除固定相差分量。
在图11b的另一结构实例中，将通过平均值计算部34计算的平均值提供给在作为自适应均衡器16的目标波形用于提供的信号AC的线中插入的相差补偿电路36。
与相差补偿电路35相反地构成相差补偿电路36。具体地，构成相差补偿电路36，使得如果提供来自平均值计算部34的+(正)极性平均值，则通过对应于平均值(绝对值)的量来延迟信号A+C的相位。另一方面，如果提供-(负)极性的平均值，则通过对应于平均值(绝对值)的量来提前信号A+C的相位。
具体地，在根据来自平均值计算部34的平均值来调节其它信号A+C的相位的情况下，相差补偿电路36以与上述相差补偿电路35的关系相反的关系来调节相位。通过这种调节，能够类似于上面参照图11a的描述执行的方式来执行信号A+C和信号B+D之间的相差调节。结果，通过图11b的结构，也能去除在信号A+C和信号B+D之间出现的固定相差分量。
如果能够以这种方式去除在信号A+C和信号B+D之间出现的固定相差偏移分量，则能够防止偏移分量与作为通过不对称分量计算部17计算的不对称分量D的跟轨误差信号TE重叠。因此，即使在通过束斑的扭曲、变形等导致固定相差偏移分量的情况下，也能够实现高精度等级的跟轨伺服控制。
此外，如果能够以这种方式去除两个不同信号之间出现的固定相差偏移分量，则能够在图5所示的相差灵敏度曲线的优选特性范围内(例如，图5中的-0.3π＜δ＜0.3π的范围)检测跟轨误差信号增加的可能性。在这点上，也能够实现高精度的跟轨伺服控制。
应当注意，在第五实施例中，虽然在仅将用于相位补偿的电路插入用于信号A+C和信号B+D的其中一条线中，但也可以将其插入用于两个信号的线中。在这种情况下，如果提供了调节彼此相关的两个信号的相位以去除固定相差偏移分量的结构，则也能够实现类似的效果。
此外，尽管根据作为横向信号的跟轨误差信号TE检测了固定相差偏移分量，但也可以使用另一种方法作为用于检测上述固定相差偏移分量的方法。
或者，可以采用另一种结构，在预先知道固定相差偏移分量的情况或类似情况下，将固定值提供给相差补偿电路。
<变更例>
虽然已在上面描述了本发明的几个优选实施例，但本发明不限于上述实施例。
例如，在上述实施例中，FIR型自适应波形均衡器的抽头数为3，并在通过C(m)表示中央抽头系数的情况下，通过计算抽头系数C(m-1)和C(m+1)之差来计算不对称分量D。但是，在抽头数为大于前面数量的奇数的情况下，也能够通过参照中央抽头系数C(m)来计算之前和之后的抽头系数C(m-1)和C(m+1)之差来类似地确定两个输入信号之间的相差。
或者，在抽头数为大于3的奇数的情况下，例如，也能够通过计算在中央抽头系数C(m)之前所有抽头系数C的总和与在中央抽头系数C(m)之后所有抽头系数C的总和之差来计算不对称分量D。或者，能够通过计算在相对于中央抽头系数C(m)预置数之前的抽头系数C与相对于中央抽头系数C(m)预置数之后的另一抽头系数C之差来计算不对称分量D。
总之，仅需要计算不对称分量D，以表示相对于中央抽头系数C(m)之前/之后的抽头系数中的一个，该系统作为某一侧的权重。因此，不具体限制不对称分量的计算方法。
此外，在上述实施例中，将包括以上面参照图2描述的位置关系设置的检测器元件A、B、C、和D的四元件检测器11用于将信号A+C和信号B+D作为输入信号输入到自适应均衡器16(FIR型自适应波形均衡器)。但是，在采用作为DPD方法考虑的反射光检测方法的情况下，可以广泛应用根据本发明的再生装置和跟轨控制方法。
具体地，可以在获取根据来自由两个或多个检测器元件组成的检测器的检测信号生成的第一和第二信号的情况下适当地应用本发明，使得当从光盘记录介质上轨道的中心部移动激光点时，这些信号表示相差。
此外，在上述实施例中，虽然采用流行的LMS运算作为用于FIR型所采用的波形均衡器的波形均衡运算，但也可以将本发明适当地应用于采用另一波形均衡运算的情况。
此外，虽然在上述实施例中通过硬件实现了用于生成跟轨误差信号TE的自适应均衡器16和不对称分量计算部17的操作，但也可以通过软件处理来实现这些操作。
类似地，可以通过软件处理来实现第三实施例中的MSE计算部30、比较部31、及更新操作控制部32、第四实施例中的选择电路33、及第五实施例中的平均值计算部34和相差补偿电路35和36的操作。
此外，尽管在上述实施例中将本发明应用于仅能够再生仅用于再生的ROM光盘的再生装置，但也能够将其适当地应用于再生在可记录光盘上记录的信号的情况。
此外，也能够将本发明适当地应用于不仅能够再生而且能够记录光盘记录介质的再生装置，即，应用于记录及再生装置。但是，由于仅能够以记录信号或标记的状态执行DPD方法，所以在以这种方式将本发明应用于记录及再生装置的情况下，也仅根据记录在光盘记录介质上的信号的再生来应用根据本发明的跟轨误差信号生成方法。
此外，在上述实施例中，将根据本发明的相位检测装置和相位检测方法应用于在至少执行光盘记录介质再生的再生装置中用于跟轨误差信号的再生系统。但是，根据本发明的相位检测装置和相位检测方法可以适当地应用于包括两个输入信号(即，第一和第二信号)之间的相差的检测的各种应用。
例如，在诸如通信领域的其它领域中，根据两个信号的零交叉定时的检测结果来检测两个信号之间相差的传统技术不能充分实现高精度等级的相差检测。如果将根据本发明的相位检测技术应用于刚刚描述的这种情况，则可以类似地预期两个信号之间的相差的检测精确度的提高。
虽然已使用指定术语描述了本发明的优选实施例，但这种描述仅出于解释说明目的，应当了解，在不背离下面权利要求的精神和范围的情况下，可以进行更改和变化。
相关申请的交叉参考
本发明包含于2006年7月14日向日本专利局提交的日本专利申请第2006-194656号的主题，其全部内容结合于此作为参考。