超声波电机闭环控制电路转让专利
申请号 : CN200710054575.1
文献号 : CN101106339B
文献日 : 2010-05-19
发明人 : 史敬灼 , 周鲁英 , 刘兆魁 , 侯义铭 , 肖隽亚
申请人 : 河南科技大学
摘要 :
本发明的超声波电机闭环控制电路，是在现有孤极电压输出端与频率控制器之间设置一超声波电机正反转不对称补偿电路，根据频率控制器的控制误差＝给定值-孤极电压反馈值，调整反馈值或给定信号值，使电机正反转时频率控制器的控制误差尽量接近，从而改变频率控制器的输出频率，在后续电路控制下使超声波电机正反转时具有接近的转速。所述补偿电路包括一两端各连接一选通支路的变阻器，其可调端子连接整流滤波处理电路的输出端，一电源通过直流偏置电阻串接变阻器的可调端子后接入运算放大器的正输入端，通过电机正、反转控制信号控制对应选通支路导通分压，由频率控制器中的运算放大器运算输出不同的信号值，控制频率控制器输出接近的控制信号。
权利要求 :
1.一种超声波电机闭环控制电路，是由比例积分的频率控制器根据给定信号和电机孤极输出的电压反馈信号输出一控制信号，压控振荡器接收该控制信号输出一频率可调的方波信号，经分频电路分频、占空比调节电路调节相应各路占空比，再由信号放大电路放大后送入相应A、B相推挽电路驱动由超声波电机和串联匹配电感构成的谐振电路，驱动电机正反转；所述频率控制器包括一运算放大器，其负输入端输入给定信号，孤极电压反馈信号经整流滤波处理电路处理后输入其正输入端，其特征在于：所述整流滤波处理电路与频率控制器之间还设有一超声波电机正反转不对称补偿电路，所述补偿电路包括一变阻器，变阻器的可调端子连接整流滤波处理电路的输出端，一电源通过直流偏置电阻串接变阻器的可调端子后接入频率控制器中运算放大器的正输入端，变阻器的两端各连接一选通支路，由电机正、反转控制信号分别控制对应选通支路导通。
2.如权利要求1所述的超声波电机闭环控制电路，其特征在于：所述选通支路是分压电阻串接一开关三极管的集电极，三极管发射极接地；电机正、反转控制信号分别连接相应选通支路中开关三极管的基极。
3.一种超声波电机闭环控制电路，是由比例积分的频率控制器根据给定信号和电机孤极输出的电压反馈信号输出一控制信号，压控振荡器接收该控制信号输出一频率可调的方波信号，经分频电路分频、占空比调节电路调节相应各路占空比，再由信号放大电路放大后送入相应A、B相推挽电路驱动由超声波电机和串联匹配电感构成的谐振电路，驱动电机正反转；所述频率控制器包括一运算放大器，其正输入端输入经整流滤波处理电路处理后的孤极电压反馈信号，负输入端接收给定信号；其特征在于：所述给定信号是经一超声波电机正反转不对称补偿电路处理后接入频率控制器中运算放大器的负输入端；所述补偿电路包括一变阻器，给定信号传输线路与一分压电阻串接后连接变阻器的可调端子，并一起接入运算放大器的负输入端，变阻器的可调端子还通过一直流偏置电阻接入电源；变阻器的两端各连接一选通支路，由电机正、反转控制信号控制对应选通支路导通。
4.如权利要求3所述的超声波电机闭环控制电路，其特征在于：所述选通支路是分压电阻串接一开关三极管的集电极，三极管发射极接地；电机正、反转控制信号分别连接相应选通支路中开关三极管的基极。
说明书 :
技术领域
本发明涉及超声波电机，尤其涉及超声波电机的驱动控制技术领域。
背景技术
超声波电机是一种新型的微特电机，具有不同于传统电机的工作原理与结构，与传统电机相比，超声波电机具有结构简单，不需要线圈，重量轻，形状灵活，无噪声，无磁场辐射干扰，功率质量比大，微位移直接驱动等诸多优点，这些优点使得超声波电机在航空航天、精密加工设备、医疗仪器、生物工程设备等高端运动控制领域及家用电器、汽车电子等普通运动控制领域都有着广泛的应用前景。
图1为现有技术中的超声波电机闭环控制电路的结构框图，图中频率控制器(PI控制器)根据给定值和孤极电压反馈值进行运算，从而对压控振荡器(VCO)模块输出相应的控制信号，VCO模块输出的是占空比为50％的方波，频率随输入VCO模块的控制信号电压值基本呈线性关系变化；两相超声波电机需要两相四路互差90°的方波控制信号来驱动，作为推挽式驱动电路的输入控制信号，上述VCO模块输出的是一路可调频的方波信号，需要通过四分频电路来生成两相四路互差90°的方波信号(两相四路信号的相位关系变化对应于电机的正反转)，该四路方波信号经过相应基于PWM(脉冲宽度调制)方法的占空比调节电路输出占空比可调的同频方波信号，再经信号放大环节放大以驱动推挽式电路中的开关器件动作，最后输出适当的电压驱动超声波电机旋转。
超声波电机运行过程中，其定子共振频率(包含转子的影响)会随环境参数的变化(主要是电机温度的变化)而在小范围内漂移，如果驱动电压频率固定，定子共振频率的变化会直接导致定子表面质点超声振动状态的改变，进而引起电机运行状态的变化，为了克服这一非线性影响，有必要采用频率跟踪控制。
超声波电机定子表面除A、B两相压电陶瓷片之外，通常还粘有一片独立的压电陶瓷片，称之为“孤极”，电机运转过程中，外加驱动电压施加于A、B两相压电陶瓷片，由于逆压电效应，定子表面质点产生超声振动；同样粘贴于定子表面的孤极陶瓷片也会进行等幅同频的受迫振动，这样，由于压电效应，孤极就会产生电压输出；孤极电压反映了定子表面质点的振动状态，其幅值反映了定子表面质点的振幅。
利用孤极电压作为反馈量，可以实现超声波电机振幅的闭环控制；定子共振频率的漂移会导致超声波电机振幅的改变，于是若振幅闭环控制变量选为频率，也就间接地实现了频率跟踪控制。
图2是孤极电压反馈信号处理电路与频率控制器的连接电路图，图中运算放大器U1A及其外围阻容元件构成频率(PI)控制器，孤极电压的反馈信号(RAFB)先经串联的电阻R1和电位器R2上半部分分压，然后经过二极管D1半波整流得到低压直流信号，再送至并联的电容C1和电阻R4充放电电路滤除高频成分，最后送入运算放大器U1A的正输入端，U1A的负输入端连接给定信号，给定信号是由调节电位器R14来设定的；给定信号也可以由外环控制系统给出，以构成速度控制系统。这里可近似的认为电容C1端电压的变化反映了孤极反馈电压幅值的变化。
图2所示的电路可以实现超声波电机振幅的闭环控制，但实验表明，这样构成的闭环系统存在正反转不对称问题，即对应于相同的给定值(设定图2中电位器R14)，电机正转和反转时转速不同，如图3所示的电机转速与给定值关系曲线，在同样的给定电压值下电机的正转速度和反转速度不同，因此电机的正转曲线(CW)与反转曲线(CCW)不重合，这一现象是由超声波电机的非线性造成的。
如果在上述电路基础上增加转速闭环控制电路及转速检测装置，将能够克服这一内环非线性问题，但系统复杂性及成本必然增加，而且，这一问题也将增加转速控制器设计难度，降低系统动态性能，在实际应用中不实用。
图1为现有技术中的超声波电机闭环控制电路的结构框图，图中频率控制器(PI控制器)根据给定值和孤极电压反馈值进行运算，从而对压控振荡器(VCO)模块输出相应的控制信号，VCO模块输出的是占空比为50％的方波，频率随输入VCO模块的控制信号电压值基本呈线性关系变化；两相超声波电机需要两相四路互差90°的方波控制信号来驱动，作为推挽式驱动电路的输入控制信号，上述VCO模块输出的是一路可调频的方波信号，需要通过四分频电路来生成两相四路互差90°的方波信号(两相四路信号的相位关系变化对应于电机的正反转)，该四路方波信号经过相应基于PWM(脉冲宽度调制)方法的占空比调节电路输出占空比可调的同频方波信号，再经信号放大环节放大以驱动推挽式电路中的开关器件动作，最后输出适当的电压驱动超声波电机旋转。
超声波电机运行过程中，其定子共振频率(包含转子的影响)会随环境参数的变化(主要是电机温度的变化)而在小范围内漂移，如果驱动电压频率固定，定子共振频率的变化会直接导致定子表面质点超声振动状态的改变，进而引起电机运行状态的变化，为了克服这一非线性影响，有必要采用频率跟踪控制。
超声波电机定子表面除A、B两相压电陶瓷片之外，通常还粘有一片独立的压电陶瓷片，称之为“孤极”，电机运转过程中，外加驱动电压施加于A、B两相压电陶瓷片，由于逆压电效应，定子表面质点产生超声振动；同样粘贴于定子表面的孤极陶瓷片也会进行等幅同频的受迫振动，这样，由于压电效应，孤极就会产生电压输出；孤极电压反映了定子表面质点的振动状态，其幅值反映了定子表面质点的振幅。
利用孤极电压作为反馈量，可以实现超声波电机振幅的闭环控制；定子共振频率的漂移会导致超声波电机振幅的改变，于是若振幅闭环控制变量选为频率，也就间接地实现了频率跟踪控制。
图2是孤极电压反馈信号处理电路与频率控制器的连接电路图，图中运算放大器U1A及其外围阻容元件构成频率(PI)控制器，孤极电压的反馈信号(RAFB)先经串联的电阻R1和电位器R2上半部分分压，然后经过二极管D1半波整流得到低压直流信号，再送至并联的电容C1和电阻R4充放电电路滤除高频成分，最后送入运算放大器U1A的正输入端，U1A的负输入端连接给定信号，给定信号是由调节电位器R14来设定的；给定信号也可以由外环控制系统给出，以构成速度控制系统。这里可近似的认为电容C1端电压的变化反映了孤极反馈电压幅值的变化。
图2所示的电路可以实现超声波电机振幅的闭环控制，但实验表明，这样构成的闭环系统存在正反转不对称问题，即对应于相同的给定值(设定图2中电位器R14)，电机正转和反转时转速不同，如图3所示的电机转速与给定值关系曲线，在同样的给定电压值下电机的正转速度和反转速度不同，因此电机的正转曲线(CW)与反转曲线(CCW)不重合，这一现象是由超声波电机的非线性造成的。
如果在上述电路基础上增加转速闭环控制电路及转速检测装置，将能够克服这一内环非线性问题，但系统复杂性及成本必然增加，而且，这一问题也将增加转速控制器设计难度，降低系统动态性能，在实际应用中不实用。
发明内容
本发明的目的是提供一种简单实用的解决现有技术中超声波电机正反转不对称问题的超声波电机闭环控制电路。
一种超声波电机闭环控制电路，是由比例积分的频率控制器根据给定信号和电机孤极输出的电压反馈信号输出一控制信号，压控振荡器接收该控制信号输出一频率可调的方波信号，经分频电路分频、占空比调节电路调节相应各路占空比，再由信号放大电路放大后送入相应A、B相推挽电路驱动由超声波电机和串联匹配电感构成的谐振电路，驱动电机正反转；所述频率控制器包括一运算放大器，其负输入端输入给定信号，孤极电压反馈信号经整流滤波处理电路处理后输入其正输入端，其中：所述整流滤波处理电路与频率控制器之间还设有一超声波电机正反转不对称补偿电路，所述补偿电路包括一变阻器，变阻器的可调端子连接整流滤波处理电路的输出端，一电源通过直流偏置电阻串接变阻器的可调端子后接入频率控制器中运算放大器的正输入端，变阻器的两端各连接一选通支路，由电机正、反转控制信号分别控制对应选通支路导通。
所述的超声波电机闭环控制电路，其中：所述选通支路是分压电阻串接一开关三极管的集电极，三极管发射极接地；电机正、反转控制信号分别连接相应选通支路中开关三极管的基极。
一种超声波电机闭环控制电路，是由比例积分的频率控制器根据给定信号和电机孤极输出的电压反馈信号输出一控制信号，压控振荡器接收该控制信号输出一频率可调的方波信号，经分频电路分频、占空比调节电路调节相应各路占空比，再由信号放大电路放大后送入相应A、B相推挽电路驱动由超声波电机和串联匹配电感构成的谐振电路，驱动电机正反转；所述频率控制器包括一运算放大器，其正输入端输入经整流滤波处理电路处理后的孤极电压反馈信号，负输入端接收给定信号；其中：所述给定信号是经一超声波电机正反转不对称补偿电路处理后接入频率控制器中运算放大器的负输入端；所述补偿电路包括一变阻器，给定信号传输线路与一分压电阻串接后连接变阻器的可调端子，并一起接入运算放大器的负输入端，变阻器的可调端子还通过一直流偏置电阻接入电源；变阻器的两端各连接一选通支路，由电机正、反转控制信号控制对应选通支路导通。
所述的超声波电机闭环控制电路，其中：所述选通支路是分压电阻串接一开关三极管的集电极，三极管发射极接地；电机正、反转控制信号分别连接相应选通支路中开关三极管的基极。
本发明采用上述技术方案后将达到如下的技术效果：
本发明的超声波电机闭环控制电路，是在孤极电压输出端与频率控制器的运算放大器正输入端之间或者给定信号与运算放大器负输入端之间设置一超声波电机正反转不对称补偿电路，根据频率控制器的控制误差＝给定值孤极电压反馈值，适当调整反馈值或给定信号值，使电机正反转时频率控制器的控制误差尽量接近，从而改变频率控制器的输出频率，在后续电路控制下使超声波电机正反转时具有接近的转速。所述补偿电路是在一变阻器的两端各连接一选通支路，变阻器的可调端子连接整流滤波处理电路的输出端，一电源通过直流偏置电阻串接变阻器的可调端子再接入运算放大器的正输入端；选通支路的导通由电机正、反转控制信号对应控制；选通支路中分压电阻和开关三极管的集电极串接，三极管发射极接地，基极分别对应连接电机正、反转控制信号，调节变阻器的可调端子，电源电压经直流偏置电阻和变阻器相应接通段及对应接通支路分压，可使输入到频率控制器中运算放大器正或负输入端的电压相应变化，运算放大器正输入端孤极电压反馈值或负输入端给定电压值的变化将导致频率控制器输出的控制量VCOIN频率变化，再经压控振荡器(VCO)等后续电路的作用，引起电机驱动频率发生相应变化，因此影响电机正反转时的转速。因此通过以上简单的方式，就实现了电机正反转时状态基本一致，不对称问题明显改善。
一种超声波电机闭环控制电路，是由比例积分的频率控制器根据给定信号和电机孤极输出的电压反馈信号输出一控制信号，压控振荡器接收该控制信号输出一频率可调的方波信号，经分频电路分频、占空比调节电路调节相应各路占空比，再由信号放大电路放大后送入相应A、B相推挽电路驱动由超声波电机和串联匹配电感构成的谐振电路，驱动电机正反转；所述频率控制器包括一运算放大器，其负输入端输入给定信号，孤极电压反馈信号经整流滤波处理电路处理后输入其正输入端，其中：所述整流滤波处理电路与频率控制器之间还设有一超声波电机正反转不对称补偿电路，所述补偿电路包括一变阻器，变阻器的可调端子连接整流滤波处理电路的输出端，一电源通过直流偏置电阻串接变阻器的可调端子后接入频率控制器中运算放大器的正输入端，变阻器的两端各连接一选通支路，由电机正、反转控制信号分别控制对应选通支路导通。
所述的超声波电机闭环控制电路，其中：所述选通支路是分压电阻串接一开关三极管的集电极，三极管发射极接地；电机正、反转控制信号分别连接相应选通支路中开关三极管的基极。
一种超声波电机闭环控制电路，是由比例积分的频率控制器根据给定信号和电机孤极输出的电压反馈信号输出一控制信号，压控振荡器接收该控制信号输出一频率可调的方波信号，经分频电路分频、占空比调节电路调节相应各路占空比，再由信号放大电路放大后送入相应A、B相推挽电路驱动由超声波电机和串联匹配电感构成的谐振电路，驱动电机正反转；所述频率控制器包括一运算放大器，其正输入端输入经整流滤波处理电路处理后的孤极电压反馈信号，负输入端接收给定信号；其中：所述给定信号是经一超声波电机正反转不对称补偿电路处理后接入频率控制器中运算放大器的负输入端；所述补偿电路包括一变阻器，给定信号传输线路与一分压电阻串接后连接变阻器的可调端子，并一起接入运算放大器的负输入端，变阻器的可调端子还通过一直流偏置电阻接入电源；变阻器的两端各连接一选通支路，由电机正、反转控制信号控制对应选通支路导通。
所述的超声波电机闭环控制电路，其中：所述选通支路是分压电阻串接一开关三极管的集电极，三极管发射极接地；电机正、反转控制信号分别连接相应选通支路中开关三极管的基极。
本发明采用上述技术方案后将达到如下的技术效果：
本发明的超声波电机闭环控制电路，是在孤极电压输出端与频率控制器的运算放大器正输入端之间或者给定信号与运算放大器负输入端之间设置一超声波电机正反转不对称补偿电路，根据频率控制器的控制误差＝给定值孤极电压反馈值，适当调整反馈值或给定信号值，使电机正反转时频率控制器的控制误差尽量接近，从而改变频率控制器的输出频率，在后续电路控制下使超声波电机正反转时具有接近的转速。所述补偿电路是在一变阻器的两端各连接一选通支路，变阻器的可调端子连接整流滤波处理电路的输出端，一电源通过直流偏置电阻串接变阻器的可调端子再接入运算放大器的正输入端；选通支路的导通由电机正、反转控制信号对应控制；选通支路中分压电阻和开关三极管的集电极串接，三极管发射极接地，基极分别对应连接电机正、反转控制信号，调节变阻器的可调端子，电源电压经直流偏置电阻和变阻器相应接通段及对应接通支路分压，可使输入到频率控制器中运算放大器正或负输入端的电压相应变化，运算放大器正输入端孤极电压反馈值或负输入端给定电压值的变化将导致频率控制器输出的控制量VCOIN频率变化，再经压控振荡器(VCO)等后续电路的作用，引起电机驱动频率发生相应变化，因此影响电机正反转时的转速。因此通过以上简单的方式，就实现了电机正反转时状态基本一致，不对称问题明显改善。
附图说明
图1为现有技术中超声波电机闭环控制电路的结构图；
图2为图1所示孤极电压反馈信号处理电路与频率控制器的具体连接电路图；
图3为图1所示电机转速与给定值的关系曲线；
图4为一种超声波电机正反转不对称补偿电路的电路图；
图5为具有正反转不对称补偿电路的超声波电机闭环控制电路结构图；
图6为图4所示电路控制下超声波电机转速与给定值的关系曲线；
图7为另一种超声波电机正反转不对称补偿电路的电路图。
图2为图1所示孤极电压反馈信号处理电路与频率控制器的具体连接电路图；
图3为图1所示电机转速与给定值的关系曲线；
图4为一种超声波电机正反转不对称补偿电路的电路图；
图5为具有正反转不对称补偿电路的超声波电机闭环控制电路结构图；
图6为图4所示电路控制下超声波电机转速与给定值的关系曲线；
图7为另一种超声波电机正反转不对称补偿电路的电路图。
具体实施方式
一种超声波电机闭环控制电路，如图5所示，由频率(PI)控制器根据给定信号和孤极电压的反馈信号输出相应控制信号，压控振荡器接收该控制信号输出一频率可调的方波信号，经分频电路生成两相四路互差90°的方波信号，该四路信号再经相应基于PWM(脉冲宽度调制)方法的占空比调节电路调节相应占空比实现调幅，再由信号放大电路放大后送入相应A、B相推挽电路驱动由超声波电机和串联匹配电感构成的谐振电路，使电机正向或反向运转。
实施例1：
超声波电机定子上设置的孤极压电陶瓷片先经反馈信号处理电路整流滤波，再经一正反转补偿电路处理，最后送入频率控制器中；超声波电机正反转不对称补偿电路的电路连接图如图4所示，频率控制器中运算放大器U1A的负输入端通过分压电阻R15串接电位器R14的可调端子，电位器R14的两端分别接入电源VCC与地之间，通过调整电位器R14来设定运算放大器U1A的负输入端的给定信号值；孤极电压反馈信号RAFB经串联的电阻R1和电位器R2上半部分分压后，送入二极管D1半波整流得到低压直流信号，该信号再经电容C1和电阻R4并联的充放电回路滤除高频成分后送入补偿电路。这里可以近似认为，电容C1端电压(Vc)的变化反映了孤极反馈电压幅值的变化。
补偿电路包括一电位器R7，其两端分别连接一选通支路，可调端子通过一电阻R5串接上述反馈信号整流滤波处理电路的输出端，电源VCC通过一直流偏置电阻R6串接电位器R7的可调端子后接入频率控制器中运算放大器U1A的正输入端(3脚)；所述选通支路，接于电位器R7上端的支路中串接一分压电阻R8和一开关三极管Q1的集电极，开关三极管Q1的发射极接地，基极连接电机正转控制信号S0；接于电位器R7下端的支路中串接一分压电阻R9和一开关三极管Q2的集电极，开关三极管Q2的发射极接地，基极连接电机正转控制信号S1；电机正转时，控制信号S0为高电平，S1为低电平，Q1对地导通，R8支路工作，同时Q2处于截止状态，R9支路不工作；电机反转时，R9支路工作，而R8支路不工作；调节电位器R7的可调端子，可使电机正反转时，运算放大器U1A正输入端的输入电压值不同；根据频率控制器的控制误差＝给定值-孤极电压反馈值，适当调整运算放大器U1A的正输入端输入电压值使电机正反转时频率控制器的控制误差尽量接近，从而改变频率控制器的输出频率，在后续电路控制下使超声波电机正反转时具有接近的转速。
本实施例中，三极管Q1、Q2均采用2N2222A，各电阻的具体参数为：
R5＝20kΩ，R6＝510kΩ，R7＝10kΩ电位器，调节后，该电位器上半部分电阻为6.4kΩ，下半部分电阻为3.6kΩ，R8＝R9＝10kΩ，通过上述调整的反馈值，电机正反转时转速与给定值的关系曲线如图6所示，正反转曲线CW、CCW基本一致，不对称问题显著改善。
实施例2：
本实施例的超声波电机正反转不对称补偿电路如图7所示，超声波电机定子上设置的孤极压电陶瓷片输出电压RAFB先经反馈信号处理电路整流滤波，然后送入频率控制器中运算放大器U1A的正输入端；反馈信号整流滤波处理电路与实施例1中相同，这里不再赘述。
运算放大器负输入端与设置给定信号的电位器R14的可调端子之间设置正反转补偿电路，补偿电路线路设置与实施例1相同，其中，不同的是：将电阻R5与设置给定信号的电位器R14的可调端子串接，电位器R7的可调端子与运算放大器U1A负输入端串连的电阻R15串接，本实施例的补偿电路工作原理与实施例1相同，也是根据频率控制误差等于给定值与反馈值之差，不同的是为使误差变化相同，需要将电位器R7的可调端子向与实施例1中所述的相反方向调整。经试验，本实施例所提供补偿电路也达到控制电机正反转状态基本一致的目的。
实施例1：
超声波电机定子上设置的孤极压电陶瓷片先经反馈信号处理电路整流滤波，再经一正反转补偿电路处理，最后送入频率控制器中；超声波电机正反转不对称补偿电路的电路连接图如图4所示，频率控制器中运算放大器U1A的负输入端通过分压电阻R15串接电位器R14的可调端子，电位器R14的两端分别接入电源VCC与地之间，通过调整电位器R14来设定运算放大器U1A的负输入端的给定信号值；孤极电压反馈信号RAFB经串联的电阻R1和电位器R2上半部分分压后，送入二极管D1半波整流得到低压直流信号，该信号再经电容C1和电阻R4并联的充放电回路滤除高频成分后送入补偿电路。这里可以近似认为，电容C1端电压(Vc)的变化反映了孤极反馈电压幅值的变化。
补偿电路包括一电位器R7，其两端分别连接一选通支路，可调端子通过一电阻R5串接上述反馈信号整流滤波处理电路的输出端，电源VCC通过一直流偏置电阻R6串接电位器R7的可调端子后接入频率控制器中运算放大器U1A的正输入端(3脚)；所述选通支路，接于电位器R7上端的支路中串接一分压电阻R8和一开关三极管Q1的集电极，开关三极管Q1的发射极接地，基极连接电机正转控制信号S0；接于电位器R7下端的支路中串接一分压电阻R9和一开关三极管Q2的集电极，开关三极管Q2的发射极接地，基极连接电机正转控制信号S1；电机正转时，控制信号S0为高电平，S1为低电平，Q1对地导通，R8支路工作，同时Q2处于截止状态，R9支路不工作；电机反转时，R9支路工作，而R8支路不工作；调节电位器R7的可调端子，可使电机正反转时，运算放大器U1A正输入端的输入电压值不同；根据频率控制器的控制误差＝给定值-孤极电压反馈值，适当调整运算放大器U1A的正输入端输入电压值使电机正反转时频率控制器的控制误差尽量接近，从而改变频率控制器的输出频率，在后续电路控制下使超声波电机正反转时具有接近的转速。
本实施例中，三极管Q1、Q2均采用2N2222A，各电阻的具体参数为：
R5＝20kΩ，R6＝510kΩ，R7＝10kΩ电位器，调节后，该电位器上半部分电阻为6.4kΩ，下半部分电阻为3.6kΩ，R8＝R9＝10kΩ，通过上述调整的反馈值，电机正反转时转速与给定值的关系曲线如图6所示，正反转曲线CW、CCW基本一致，不对称问题显著改善。
实施例2：
本实施例的超声波电机正反转不对称补偿电路如图7所示，超声波电机定子上设置的孤极压电陶瓷片输出电压RAFB先经反馈信号处理电路整流滤波，然后送入频率控制器中运算放大器U1A的正输入端；反馈信号整流滤波处理电路与实施例1中相同，这里不再赘述。
运算放大器负输入端与设置给定信号的电位器R14的可调端子之间设置正反转补偿电路，补偿电路线路设置与实施例1相同，其中，不同的是：将电阻R5与设置给定信号的电位器R14的可调端子串接，电位器R7的可调端子与运算放大器U1A负输入端串连的电阻R15串接，本实施例的补偿电路工作原理与实施例1相同，也是根据频率控制误差等于给定值与反馈值之差，不同的是为使误差变化相同，需要将电位器R7的可调端子向与实施例1中所述的相反方向调整。经试验，本实施例所提供补偿电路也达到控制电机正反转状态基本一致的目的。