在接收机中估计传输信道特性的方法

摘要

本发明涉及一种规定由发射机(1)通过信道(3)发送到接收机(2)的信道估计序列，使它能够实现一种信道估计方法，所述的信道估计序列由两个级联的序列(S和G)组成，它们分别包括两个互补序列(s和g)，所述的信道估计方法包括：在发射机侧，发送所述的信道估计序列；和在接收机侧的一个相关过程，包括将所述的接收信号与所述的互补序列中的第一个(s)相关，将所述的接收信号与所述的互补序列中的第二个(g)，被延时的相关，将所述的两个相关结果相加，并从所述的相关过程结果导出所述的信道(3)的所述的特性。依据本发明，将所述的两个互补序列(s和g)通过外延(esf，esd和egf，egd)周期性地延伸，该外延构成在序列的结束和/或起始上被分别级联的它们的起始部分和/或结束部分的复制品。本发明还涉及利用这种信道估计序列的信道估计方法。

权利要求

1.一种在接收机中估计传输信道特性的方法，包括：接收包括级联序列S和G的信道估计序列，所述级联序列S包括一个序列s，且包括外f d f延es 和es 中的至少之一，所述外延es 包括所述序列s的结束部分的复制品，而所述外延des 包括所述序列s的起始部分的复制品；所述级联序列G包括与序列s互补的序列g，且包f d f括外延eg 和eg 中的至少之一，所述外延eg 包括所述序列g的结束部分的复制品，而所述d外延eg 包括所述序列g的起始部分的复制品；

将接收的信道估计序列与序列s相关，以产生第一相关结果；

将接收的信道估计序列与互补序列g相关，以产生第二相关结果；以及将所述第一相关结果与所述第二相关结果相加求和。

2.如权利要求1所述的在接收机中估计传输信道特性的方法，其中，所述互补序列s和g均是Golay序列。

说明书

在接收机中估计传输信道特性的方法

[0001] 本申请是申请人三菱电机株式会社于2001年9月29日提交的发明名称为“信道估计序列和利用这样一种信道估计序列估计传输信道的方法”的中国专利申请No.01141064.7的分案申请。

[0002] 技术领域

[0003] 本发明涉及一种规定由发射机通过一个信道发送到接收机的信道估计序列。这要样一种序列，例如，被用在一种估计传输信道的方法中，这也是本发明的目的。这种信道估计方法的结果是在具有单路径或多路径信道的情况下，不同路径的延时，相位和衰减的一种最佳估计。正如以下将会理解的那样，这种最佳估计是在带有当信道估计序列被构成的确定和选取的持续时间的时间窗内获得的。

[0004] 背景技术

[0005] 在一种远程通信系统中，信息借助于信道在发射机和接收机之间流动。图1示出一种时间上离散的，借助于传输信道3在发射机1和接收机2之间的传输链模型。一般地说，传输信道可对应于不同的物理媒介，无线电，电缆，光，等，并对应于不同的环境，固定的或移动通信，卫星，海底电缆，等。

[0006] 由于发射机1发送的波可能经受许多反射，信道3是一种所谓的多径信道，因为在发射机1和接收机2之间通常有障碍物，这导致沿着几个路径传播的波的反射。一个多径信道通常被模型化为如图1所示，也就是说，它由具有串联的L个盒(在此L＝5)的移位寄存器30组成，用下标K表示，可取值1和L之间，每次一个符号到达其入口时，其内容在图1中向右滑动。从下标K的每个盒的出口经过一个滤波器31，表示经受干扰，其作用是对幅度衰减ak，给出相移αk和延时rk。然后将每个滤波器31的输出在相加器32中相加。将这样所得到的总的脉冲响应标记为h(n)。该信道的这种脉冲响应h(n)可写成以下形式： [0007]

[0008] 其中δ(n)表示狄拉克(Dirac)脉冲，δ(n-rk)表示值rk的一个延时函数。 [0009] 将相加器32的输出供给相加器33的输入，以便加上用由高斯噪声w(n)模型化的随机信号，它相应于在远程通信系统中存在的热噪声。

[0010] 将会理解，如果发射机1发送信号e(n)，由接收机2接收到的信号r(n)可写成以下形式：

[0011]

[0012]

[0013]

[0014] 算子*表示卷积，一般地说由下式定义：

[0015]

[0016] 为了抵消在由发射机1发送的信号e(n)中引起的畸变，必须每次确定或估计信道3的特性，也就是说，估计图1所示的信道3的模型的所有系数ak，rk和αk。必须依据信道特性变化的速度，以或多或少的频度重复这种估计的运算。

[0017] 一种估计信道的普遍方法包括：使得由发射机1发送预先确定并对接收机2已知的导频信号e(h)；和，例如，借助于一种非周期性的相关，比较在接收机2中接收到的信号r(n)，通过预期的操作，以导出发射机1与接收机2之间信道3的特性。

[0018] 应该说明，两个长度N的信号的非周期性相关具有总长度为2N-1，利用卷积，对于两个有限长度N的信号a(n)和b(n)，由下式表达：

[0019]

[0020] 其中对于指数的符号*标记复共轭运算。

[0021] 非周期性相关运算的结果构成了该信道脉冲响应的估计。

[0022] 由接收机2接收到的信号r(n)与由发射机1发送并对接收机2已知的信号e(n)的非周期性相关因而可被写成如下：

[0023]

[0024]

[0025]

[0026]

[0027] 在实践中，由发射机1发送的序列e(n)将被这样选取，使得自相关 e，e(n)趋向于K·δ(n)，K是一个实数，且 e，w(n)/ e，e(n)趋于0。则由于非周期性相关可被写成： [0028] e，r(n)＝k·δ(n)*h(n)+ e，w(n)

[0029] ＝k·h(n)+ e，w(n)

[0030] 因为 e，w(n)与 e，e(n)相比是可忽略不计的，因而可写成：

[0031] e，r(n)≈k·h(n)

[0032] 则可看到，考虑以上的假设，由接收机2接收到的信号r(n)与由发射机1发送并对接收机2已知的信号e(n)的非周期性相关的结果构成对信道3的脉冲响应的估计。 [0033] 已经可以指明，对于非周期性相关函数 e，e(n)＝Kδ(n)没有唯一的序列e(n)。 发明内容

[0034] 本发明的一个目的在于利用一对互补的序列，它们具有这样的性质，它们的非周期性自相关之和是一个完全的狄拉克函数。

[0035] 如果将两个互补的序列称为s(n)和g(n)，n＝0，1，...，N-1，因而根据定义可写成：

[0036] s，s(n)+ g，g(n)＝k·δ(n) (1)

[0037] 几种方法在用于构成这样的互补序列的文献中是已知的：Golay互补序列，多相互补序列，Welti序列，等。

[0038] 因此本发明的目的是提议一种利用互补序列估计传输或远程通信信道的方法。 [0039] 更精确地说，本发明的目的是提议一种信道估计序列，规定由发射机通过一个信道发送到接收机，使得它可以实现一种信道估计方法，所述的信道估计序列由分别由两个互补序列组成的两个级联序列组成，至于信道估计方法，包括在发射机侧，发送所述的信道估计序列，和在接收机侧，将所述的接收到的信号与所述的互补序列中的第一个相关，将所述的接收到的信号与所述的被延时的互补序列中的第二个相关，将所述的两个相关的结果相加，并从该所述的相关过程的结果得到所述的信道的所述的特性。

[0040] 依据本发明，所述的两个互补序列通过外延被周期性地延伸，该外延构成它们的起始部分和/或结束部分的复制品，并将其分别在该序列的末端和/或起点上级联。 [0041] 依据本发明的另一个特性。所述的外延的长度是这样的，使它们的和大于或等于该信道的长度。

[0042] 依据本发明的又一特性，所述的外延的长度等于相同的值。

[0043] 本发明也涉及一种估计在发射机和接收机之间传输信道的特性的方法，实施一种刚描述过的信道估计序列。

附图说明

[0044] 通过阅读以下的与附图相关的示范性实施方案的描述，将更清楚地明确以上提到的，以及其他的本发明的特性，其中：

[0045] 图1是一种传输系统的简图，

[0046] 图2是由传输系统的发射机发送的，依据本发明的一种信道估计序列的示意图，和

[0047] 图3是依据本发明的一种相关设备的方框图。

具体实施方式

[0048] 依据本发明，信道估计序列SE由两个级联的，分别由两个互补序列s和g组成的序列S和G组成(第二序列G在时间上推移第一序列S的长度)。

[0049] 例如，所述的两个序列s和g是Golay互补序列，或多相互补序列，或Welti序列，等。一般地说，它们是互补的，因为它们的非周期性自相关之和是一个完全的狄拉克函数。因此它们满足以下等式：

[0050] s，s(n)+ g，g(n)＝k·δ(n) (1)

[0051] 每个互补序列s和g具有长度为N。因而它们可被写成：

[0052] s＝{s1 s2 s3...sN}和

[0053] g＝{g1 g2 g3…gN}

[0054] 依据本发明，为了获得序列S和G，序列s和g被通过外延延伸，外延是由分别在序列的结束和/或起始级联的它们的起始部分和/或结束部分的复制品组成。 [0055] 在图2所示的实施方案中，序列s和g分别通过外延esf，esd和egf，egd被周期性地f f d延伸到右面和左面。外延es，eg 是序列s和g的各自的结束部分的复制品。至于外延esd
和eg，它们是相同的序列s和g各自的起始部分的复制品。

[0056] 外延的长度是，例如，Kf和Kd，依据图2中所示的实施方案，长度Kf和Kd等于相同的值K。

[0057] 这样，在图2的特定的实施方案中，外延可被写成如下：

[0058] esf＝{sN-K+1，sN-K+2，...，sN}

[0059] esd＝{s1，s2...，sK}

[0060] egd＝{g1，g2，...，gK}

[0061] egf＝{gN-K+1，gN-K+2，...，gN}

[0062] 应该指出，在特定的实施方案中，或者长度Kf或者长度Kd可为零。 [0063] 在图3中，由接收机2接收到的信号r(n)一方面被施加到第一相关器21，另一方面被施加到第二相关器22。第一相关器21建立信号r(n)与序列s(n)的相关，被用于产生E信道估计序列S，而第二相关器22建立相同的信号r(n)与另一个序列g(n)的相关，也服E
务于产生在延时23中以前被延时的信道估计序列S，通过被加到第一序列s(n)的左边外d f d f
延es 和第二序列g(n)的右边外延eg 的长度K 和K 的第一序列s(n)的长度N之和实现延时。这样，第一相关器21实现相关函数 (r(n)，s(n))，而第二相关器22实现函数d f
(r(n)，g(n-N-K-K))。

[0064] 第一和第二相关器21和22的各自的输出被连到相加器24的各自的输入，然后支付以下的相关信号PCr，s，g

[0065] PCr，s，g＝ (r(n)，s(n))+ (r(n)，g(n-N-Kd-Kf))

[0066] 可以表明，在理论上这个相关信号，在窗[-Kf，Kd]中，在一个常数范围内，是一个狄拉克脉冲。

[0067] 这是因为，其中Kf＝Kd＝K，这个相关信号可被写成：

[0068] PCe，s，g(n)＝ (e(n)，s(n))+ (e(n)，g(n-N-2K))

[0069] ＝ (S(n)，s(n))+ (S(n)，g(n-N-2K))+ (G(n-N-2K)，s(n))+

[0070] (G(n-N-2K)，g(n-N-2K))

[0071] 然而，等式的第二部分的项中每一个是长度2(N+K)-1，这意味着互相关项(S(n)，g(n-N-2K))和 κ(G(n-N-2K)，s(n)) 为0，对于n∈[-K，K]，K＜N。因此，在间隔[-K，K]中，K＜N时，相关信号被简化为：

[0072] PCe，s，g(n)＝ (S(n)，s(n))+ (G(n-N-2K)，g(n-N-2K))

[0073] ＝ (S(n)，s(n))+ (G(n)，g(n))

[0074] ＝ s，s(n)+ g，g(n)

[0075] ＝kδ(n)f d

[0076] 而且，一般地说，相关信号PCr，s，g的长度等于2N+K+K-1。f d

[0077] 实际上，从包括在相关信号中的分析窗[-K，K]内相关信号PCr，s，g 的峰值位置，可以确定由接收机2接收到的信号r(n)的时间位置，换句话说，可以确定由信道3产生的延时rk。在分析窗中的峰值特性也使确定信道3的其他特性，也就是由信道3产生的衰减f d f dak和相移αk，成为可能。如果分析窗[-K，K]的宽度(K+K)大于或等于信道3的长度L，可以精确地确定所有路径的所有接收到的信号r(n)的时间位置。

[0078] 在这个分析窗之外，也可以确定接收到的信号的位置，但是不太精确。当窗[-Kf，d f d f dK]的宽度(K+K)小于长度L时，可以实施这样一种在窗[-K，K]外的分析。