一种定向调节电路

摘要

本发明提出一种定向调节电路，用于对信号源的至少两路输出辅路信号进行调节，定向调节电路包括一互感器，互感器包括至少两组绕组，在需要进行信号调节的一输出辅路上串连互感器的第一绕组，在需要进行信号调节的至少另一输出辅路上串连互感器的至少另一绕组；采用本发明提供的定向调节电路对信号源输出信号或电源进行调幅或调压，调节幅值可以较大，不会带来损耗，有利于信号源效率和可靠性提高；可将输出信号偏高回路能量直接补偿到输出信号偏低的输出回路中，对整个信号源起节能作用；信号调节幅度可直接量化计算，且不受占空比影响；信号调节成本低，性价比高。

权利要求

1.一种定向调节电路，用于对信号源的至少两路输出辅路信号进行调节，其特征在于，所述定向调节电路包括一互感器，所述互感器包括至少两组绕组，在所述需要进行信号调节的一输出辅路上串连所述互感器的第一绕组，在所述需要进行信号调节的至少另一输出辅路上串连所述互感器的至少另一绕组，其中，所述第一绕组和所述另一绕组具有各自的驱动源，所述互感器的第一绕组和至少另一绕组的同名端与所述至少两路输出辅路的信号流向相反，使所述第一绕组和至少另一绕组在互感器中产生的磁通方向相反，所述一输出辅路的输出能量补偿所述至少另一输出辅路的输出能量，使所述一路输出辅路的信号减弱，所述至少另一输出辅路的信号增强；通过改变所述互感器的至少两组绕组间的匝比来调节信号调节量。

2.一种定向调节电路，用于对信号源的至少两路输出辅路信号进行调节，其特征在于，所述定向调节电路包括一互感器，所述互感器包括至少两组绕组，在所述需要进行信号调节的一输出辅路上串连所述互感器的第一绕组，在所述需要进行信号调节的至少另一输出辅路上串连所述互感器的至少另一绕组，其中，所述第一绕组和所述另一绕组具有各自的驱动源，所述互感器的第一绕组和至少另一绕组的同名端与所述至少两路输出辅路的信号流向相同，使所述第一绕组和至少另一绕组在互感器中产生的磁通方向相同，所述至少两路输出辅路输出信号均减弱；通过改变所述互感器的至少两组绕组间的匝比来调节信号调节量。

3.一种定向调节电路，用于对信号源的至少两路输出辅路信号进行调节，其特征在于，所述定向调节电路包括一互感器，所述互感器包括至少两组绕组，在所述需要进行信号调节的一输出辅路上串连所述互感器的第一绕组，在所述需要进行信号调节的至少另一输出辅路上串连所述互感器的至少另一绕组，其中，所述第一绕组和所述另一绕组具有各自的驱动源，所述互感器包括至少三组绕组，所述三组绕组的同名端与至少三路输出辅路的信号流向部分相同部分相反，使所述至少三路输出辅路输出信号分别增强、减弱或不变；通过改变所述互感器的至少两组绕组间的匝比来调节信号调节量。

4.根据权利要求1至3中任一权利要求所述的一种定向调节电路，其特征在于，所述信号源包括电源、脉冲信号源或其他信号源。

5.根据权利要求4所述的一种定向调节电路，其特征在于，所述定向调节电路包括滤波电容，所述信号源的至少一信号输出端串接所述互感器至少一绕组后与所述滤波电容的一端连接，所述滤波电容的另一端与所述至少一信号输出端的另一极连接。

6.根据权利要求5所述的一种定向调节电路，其特征在于，还包括至少一整流二极管，所述整流二极管串接在所述需要进行信号调节的至少一信号输出端与所述互感器至少一绕组的一端之间，或串接在所述至少一信号输出端与所述滤波电容之间，或串接在互感器至少一绕组的一端与所述滤波电容之间。

7.根据权利要求1至3中任一权利要求所述的一种定向调节电路，其特征在于，所述互感器为电感器、变压器、其它磁耦合器件或其它信号耦合器件。

8.根据权利要求1至3中任一权利要求所述的一种定向调节电路，其特征在于，所述定向调节电路应用于包括降压式、升压式、升降压式、反激式、正激式、半桥式、全桥式、推挽式在内的多种信号源拓朴中。

说明书

技术领域

本发明涉及基本电子电路技术领域，特别涉及一种定向调节电路。

背景技术

目前，业界应用的多路输出电源中，由于变压器匝数只能取整数匝及其它因素的存在，特别是变压器匝数取整(对于少数特殊应用的变压器可能可以取半匝，但取半匝的变压器对磁芯的气隙模式、绕组的分布、或绕组引出线方式就有特殊要求，会增加变压器的绕制成本)，变压器的各输出绕组具体匝数一般都进行四舍五入的取整，且各绕组取整的入与舍可能不一致，各辅路绕组取整的电压匝数比与主路的取整的电压匝数比也可能不一致。使得各绕组的设计输出电压就会与各路额定的电压有差异，可能偏高或偏低，这样对各路输出的稳压精度要求就大为提高，一般情况下变压器副边每匝对应的电压可能是零点几伏到几伏不等。相同条件下，功率越大对应各绕组的匝数就越少，每匝对应的电压就越高，目前业界中小功率多路输出电源上，在考虑综合性价比前提下，一般变压器副边每匝对应的电压为0.5V到2V伏左右。对于目前器件对电源的电压精度要求越来越高，而工作电流相对越来越稳定的应用环境下，这种情况是十分不利的。
针对上述情况提出过一种电感调压技术，在输出滤波前加一能量迟滞电路，通过减小本路输出的能量来减小本路输出电压，其减小的能量通过变压器自动补偿到各路输出中(包括带反馈的主路输出中)。
这种电感调压技术的具体电路见附图1，在输出整流滤波前加一电感，这个电感是单一电感，与其它绕组所加电感是相互独立的，它利用的是电源输出整流滤波前的电压和电流是高频变化，而电感上的电流不能突变的原理，当电流上升时，电感上就会产生一个反电动势，该反电动势方向与本路输出对应变压器绕组上从原边耦合来的电压方向相反，从而抵消了本路变压器绕组部分输出电压，使部分能量不能送到输出端，本路输出电压因而下降，达到调压目的。同时这部分能量通过变压器转送到了其它各绕组，包括主路，但由于能量较小，主路占空比只能轻微调节或不调节，而其它路输出电路均有小幅上升。这种调压技术虽然具有无损耗、简单、可靠、低成本等优点，但依然存在以下不足：
1、当某路输出采用这种电感调压技术，其减小的能量补偿到其余各路输出中去，包括本来输出偏高但稳压精度未超标的其它输出路，这就可能导致这些输出路的输出电压稳压精度因而超标；
2、当某路输出采用这种电感调压技术，其减小的能量补偿到其余各路输出中去，包括带反馈的主路输出，当主路输出电压受到一定影响时，必然会引起占空比的调节，因此，这种调压技术对输出偏低的输出路补偿是有限的；
3、当某路输出采用这种电感调压技术，其它输出路得到的补偿是与变压器有关，基本上固定的，无法进行按需补偿。

发明内容

本发明目的在于，提供一种定向调节电路，以实现对包括电源在内的多种信号源多路输出信号的调节。
本发明提出一种定向调节电路，用于对信号源的至少两路输出辅路信号进行调节，定向调节电路包括一互感器，互感器包括至少两组绕组，在需要进行信号调节的一输出辅路上串连互感器的第一绕组，在需要进行信号调节的至少另一输出辅路上串连互感器的至少另一绕组。上述互感器的第一绕组和至少另一绕组的同名端与至少两路输出辅路的信号流向相反，使第一绕组和至少另一绕组在互感器中产生的磁通方向相反，一输出辅路的输出能量补偿至少另一输出辅路的输出能量，使一路输出辅路的信号减弱，至少另一输出辅路的信号增强。或上述互感器的第一绕组和至少另一绕组的同名端与至少两路输出辅路的信号流向相同，使第一绕组和至少另一绕组在互感器中产生的磁通方向相同，至少两路输出辅路输出信号均减弱。当互感器包括至少三组绕组，三组绕组的同名端与至少三路输出辅路的信号流向部分相同部分相反时，使至少三路输出辅路输出信号分别增强、减弱或不变。其中信号源包括电源、脉冲信号源或其他信号源。上述定向调节电路可包括滤波电容，信号源的至少一信号输出端串接互感器至少一绕组后与滤波电容的一端连接，滤波电容的另一端与至少一信号输出端的另一极连接。上述定向调节电路还包括至少一整流二极管，整流二极管串接在需要进行信号调节的至少一信号输出端与互感器至少一绕组的一端之间，或串接在至少一信号输出端与滤波电容之间，或串接在互感器至少一绕组的一端与滤波电容之间。其中互感器为电感器、变压器、其它磁耦合器件或其它信号耦合器件，通过改变互感器的至少两组绕组间的匝比，调节信号调节量。上述定向调节电路可应用于包括降压式、升压式、升降压式、反激式、正激式、半桥式、全桥式、推挽式在内的多种信号源拓朴中。
采用本发明提供的定向调节电路技术对信号源输出信号或电源进行调幅或调压，调节幅值可以较大，不会带来损耗，有利于信号源效率和可靠性的提高；可以将输出信号偏高回路能量直接补偿到输出信号偏低的输出回路中，对整个信号源起节能作用；信号调节幅度可直接量化计算，且不受占空比影响；信号调节成本低，性价比高；并且输出回路中串接了电感，对输出的电磁兼容有利。

附图说明

图1是本发明现有技术的电路示意图；
图2是本发明第一实施例的电路示意图；
图3-1是本发明第一实施例在一输出辅路上所串互感器绕组的电压波形示意图；
图3-2是本发明第一实施例在另一输出辅路上的所串互感器绕组的电压波形示意图；
图4是本发明第二实施例的电路示意图；
图5是本发明第三实施例的电路示意图；
图6是本发明第四实施例的电路示意图；
图7是本发明第五实施例的电路示意图；
图8-1是本发明第五实施例在一输出辅路上所串互感器绕组的电压波形示意图；
图8-2是本发明第五实施例在另一输出辅路上的所串互感器绕组的电压波形示意图；
图9是本发明第六实施例的电路示意图；
图10是本发明第七实施例的电路示意图；
图11是本发明第八实施例的电路示意图；
图12是本发明第九实施例的电路示意图。
本发明目的的实现、功能特点及优点将结合实施例，参照附图做进一步说明。

具体实施方式

参照图2示出本发明的第一实施例，本实施例的主要原理是通过一个互感器将输出电压偏高的输出路的部分能量定向传到输出电压偏低的输出路，实现对多路电源输出辅路的升/降压调压。
本实施例基于一个三路输出的反激式多路输出电源，假设需要定向调压的输出路为Vo2、Vo3路，其中Vo2路电压偏低，Vo3路电压偏高。在需要进行电压调整的输出辅路Vo2上串连电感器L1的第一绕组L1a，在需要进行电压调整的另一路输出辅路Vo3上串连电感器L1的第二绕组L1b，输出辅路Vo2、Vo3的输出电流流向分别与电感器第一绕组L1a及第二绕组L1b的同名端不相同，使Vo2、Vo3路的电流在电感L1磁芯中产生的磁通方向相反。如图2所示，电感L1串在Vo2路的绕组为L1a，匝数为Na，绕组L1a上的电压为VL1a；电感L1串在Vo3路的绕组为L1b，匝数为Nb，绕组L1b上的电压为VL1b；电感L1的磁芯的电感系数为AL，绕组L1a与绕组L1b间为全耦合即互感系数结合图3-1和图3-2，对未加电感调压之前两路的输出电压分别为：
Vo2old＝(ULs2-VD2)(1-D)
Vo3old＝(ULs3-VD3)(1-D)
对加电感调压之后两路的输出电压分别为：
$\mathrm{VL}1a=L1a\frac{\mathrm{dILs}2}{\mathrm{dt}}-\frac{M\times \mathrm{dILs}3}{\mathrm{dt}}=\mathrm{AL}\times {\mathrm{Na}}^2\frac{\mathrm{dILs}2}{\mathrm{dt}}-\frac{\mathrm{AL}\times \mathrm{Nb}\times \mathrm{Na}\times \mathrm{dILs}3}{\mathrm{dt}}$
$\mathrm{VL}1b=L1b\frac{\mathrm{dILs}3}{\mathrm{dt}}-\frac{M\times \mathrm{dILs}2}{\mathrm{dt}}=\mathrm{AL}\times {\mathrm{Nb}}^2\frac{\mathrm{dILs}3}{\mathrm{dt}}-\frac{\mathrm{AL}\times \mathrm{Nb}\times \mathrm{Na}\times \mathrm{dILs}2}{\mathrm{dt}}$
$\mathrm{Vo}2=(\mathrm{ULs}2-\mathrm{VL}1a-\mathrm{VD}2)(1-D)$
$=(\mathrm{ULs}2-\mathrm{AL}\times {\mathrm{Na}}^2\frac{\mathrm{dILs}2}{\mathrm{dt}}+\mathrm{AL}\times \mathrm{Na}\times \mathrm{Nb}\times \frac{\mathrm{dILs}3}{\mathrm{dt}}-\mathrm{VD}2)(1-D)$
$\approx (\mathrm{ULs}2-\mathrm{VD}2)(1-D)+\mathrm{AL}\times \mathrm{Na}(\mathrm{Nb}\times \mathrm{ILs}3-\mathrm{Na}\times \mathrm{ILs}2)$
$\mathrm{Vo}3=(\mathrm{ULs}3-\mathrm{VL}1b-\mathrm{VD}3)(1-D)$
$=(\mathrm{ULs}3-\mathrm{AL}\times {\mathrm{Nb}}^2\frac{\mathrm{dILs}3}{\mathrm{dt}}+\mathrm{AL}\times \mathrm{Na}\times \mathrm{Nb}\times \frac{\mathrm{dILs}2}{\mathrm{dt}}-\mathrm{VD}3)(1-D)$
$\approx (\mathrm{ULs}3-\mathrm{VD}3)(1-D)+\mathrm{AL}\times \mathrm{Na}(\mathrm{Na}\times \mathrm{\Delta ILs}2-\mathrm{Nb}\times \mathrm{\Delta ILs}3)$
从上面公式中可知，对于Vo2路中输出，与未加电感调压相比，当(Nb*ΔILs3-Na*ΔILs2)为正时即时，Vo2路输出得到补偿，Vo2路输出电压升高，升高量为AL*Na*(Nb*ΔIls3-Na*ΔIls2)；Vo3路输出提供补偿，Vo3路输出电压降低，降低量为AL*Nb*(Na*ΔIls2-Nb*ΔIls3)。
即当电压偏高输出路所接电感L1的绕组匝数与该路绕组电流乘积和电压偏低输出路所接电感L1的绕组的匝数与该路绕组电流乘积之比大于1时，电压偏低输出路输出得到的补偿，比值超过1越多，补偿作用越大；反之就越少。补偿量还与所接电感L1的电感系数和绕组匝数有关，也就是所串联电感L1各绕组匝数之比与各路输出变压器各绕组电流变化量之比满足即按式对电感L1进行设计就可以达到相应调压目的。
另外，从上式中可知，补偿量的大小与占空比无关，因此这种定向调压技术对电压的调节幅度可以较大，不会因主路受影响调节占空比而导致补偿量受限。由于调压量与占空比无关，这种调压技术对其它辅路输出和主路输出影响极小。
本发明提出的电压补偿原理与变压器的原理不同，变压器只有一个绕组有驱动源，我们称之为原边绕组，原边绕组的能量通过磁芯存贮为磁能，其它绕组通过与磁芯耦合，将原边在磁芯存贮的能量耦合转换为电能，得到相应的耦合电压或电流，原边在磁芯中产生的磁通转移到副边绕组，以电场形式输出，副边绕组是被动耦合。而本发明采用的这种调压技术，所有绕组均有自己的驱动源，无原边副边之分，各绕组在磁芯中产生的磁通可以完全抵消，磁芯可以不存贮能量，各绕组既可有自己的驱动源，也有从其它绕组耦合来的耦合源，是通过驱动源与耦合源综合作用产生调压效果的，这与变压器的原理是有本质的区别的。
另外在本领域现有技术中，变压器主要功能是传输能量，当在电源变压器副边整流滤波之前加电感会引起输出电压下降，降低变压器传输能量的效率；同时由于正常情况下由于磁芯特性的一致性在生产制造时较难控制，造成漏感的一致性较差，这就使输出电压一致性不好。特别是反激式拓朴，输出绕组因变压器磁芯加了气隙而电感量较小，在整流滤波前加电感相当于间接增加副边绕组的漏感，当漏感量较大时会使输出电压不稳定，因此在正常生产制造时都会尽量控制变压器的漏感量，以防止影响输出。而本发明却正是利用漏感对输出的影响，同时利用互感器的感应原理，将一输出绕组间的信息传递到另一绕组，使其相互影响，通过控制互感器间的匝比，使各输出所受影响中有利的部分被放大利用，不利的部分进行抵消或削弱，变不利为有利。
本发明技术利用的原理是互感器的各绕组都有激励源时绕组上的电压除与自身的激励源大小有关外，还与其它绕组上的激励源在本绕组上的耦合电动势有关，耦合电动势除与它的激励源大小有关，还与绕组间的匝比有关，本发明通过控制匝比来达到定向调压的目的。当所需传送的能量较小时，本实施例采用的互感器或变压器的磁芯尺寸很小，所需匝数也不多，实现本实施例所需成本和尺寸都不大，但调节范围较大，可根据需求调整匝比来满足。
本实施例提供的调压电路中，多路输出电源的输出辅路Vo2、Vo3可以分别包括滤波电容C2和滤波电容C3，滤波电容C2和滤波电容C3的两端分别连接输出辅路的两极之间，电感L1的绕组L1a和绕组L1b分别连接在滤波电容C2和滤波电容C3之前。
本实施例可以包括整流二极管D2和整流二极管D3，整流二极管D2和整流二极管D3串接在输出辅路上。针对不同具体情况，本实施例提供的调压电路电路可以进行多种变形，产生多种变形电路。图4、5、6分别示出第二、三、四实施例的电路图，分别示出第一实施例的变形电路方案，第二、三、四实施例之间的区别主要在于电感LI、整流二极管D2和/或整流二极管D3串联的位置不同，其原理和等效电路是一样的，都可实现升/降压调压。根据实际情况，可以不使用滤波电容和/或整流二极管。
上述第一、二、三、四实施例提出的调压方案可同时用于三路输出或更多路输出间的调压。
上述第一、二、三、四实施例均实现升/降压调压，对于存在两路输出均偏高的输出路，本发明提出第五实施例以实现多路降压。
如图7所示，第五实施例的其它条件假设与第一实施例相同，区别在于电感LI同名端的更改。电感同名端的更改后，Vo2、Vo3两路的输出电压分别为：
Vo2＝(ULs2-VL1a-VD2)(1-D)
≈(ULs2-VD2)(1-D)-AL×Na(Nb×ΔILs3+Na×ΔILs2)
Vo3＝(ULs3-VL1b-VD3)(1-D)
≈(ULs3-VD3)(1-D)-AL×Nb(Na×ΔILs2+Nb×ΔILs3)
结合图8-1和图8-2由上面式子可知，Vo2、Vo3两路的输出电压均减小了，减小量分别为：
Vo2路输出减小：AL*Na*(Nb*ΔIls3+Na*ΔIls2)
Vo3路输出减小：AL*Nb*(Na*ΔIls2+Nb*ΔIls3)
本实施例提出的调压方案可同时用于三路输出或更多路输出间的调压。
与第一实施例类似地，对第五实施例也可进行变形，产生多种变形电路实施例，原理与具体实施例这里就不一一列出。
为满足实际需求，可以将前述第一至第五实施例中的两种调压方案结合使用，对一个多路输出电源的多个辅路输出间(三路甚至更多路间)既可实现相互降压、相互升压，还可实现升/降压调压。
参照图9，提出本发明第六实施例，用于三路或三路以上)输出间相互调压，在反激式四路输出三路辅路间既有升压又有降压的应用电路。VinDC加到变压器T1的初级绕组Lp上，变压器T1的第一次级绕组、第二次级绕组、第三次级绕组和第四次级绕组分别输出Vo1、Vo2、Vo3、Vo4等多路电源，其中辅路Vo2、Vo3、Vo4需要调整电压。其中Vo1路经整流二极管D1和滤波电容C1后输入负载R1，还包括反馈取样电路。辅路Vo2对应的第二次级绕组的一极与电感L1第一绕组L1a的一极连接，另一极与滤波电容C2的一端连接；电感L1第一绕组L1a的另一极与整流二极管D2的阳极连接；整流二极管D2的阴极与滤波电容C2的另一端连接，第一绕组L1a的磁通方向为顺时针。而在辅路Vo3上，第三次级绕组的一极与电感L1第二绕组L1b的一极连接，第二绕组L1b的另一极与整流二极管D3的阳极连接，滤波电容C3分别与第三次级绕组的另一极和与整流二极管D3的阴极连接，第二绕组L1b的磁通方向与第一绕组L1a的磁通方向相同；在辅路Vo4上，第四次级绕组的一极与电感L1第三绕组L1c的一极连接，第三绕组L1c的另一极与整流二极管D4的阳极连接，滤波电容C4分别与第四次级绕组的另一极和与整流二极管D4的阴极连接，第三绕组L1c的磁通方向与第一绕组L1a的磁通方向相反。
对于第六实施例电路的具体调压效果可以参考第一及第五实施例中的计算方法进行计算，具体是哪路或哪两路输出电压上升，哪路或哪两路输出电压下降、或是哪路输出电压不升不降(可让某路输出电压参与调压但它自身输出电压综合调压后保持不变)，要根据三路输出相互调压最后综合效果进行计算设计。
上述各种调压实施例对于输出回路中串加了电感，对输出的电磁兼容有利。上述各种调压实施例可以应用于包括反激式在内的多种拓朴形式的多路输出电源中，如降压式(BUCK)、升压式(BOOST)、升降压式、反激式、正激式、半桥式、全桥式、推挽式等各种可应用于多路输出电源的拓朴中，对应的变形电路与反激式类似，我们不一一列出。
上述各种调压实施例根据实际情况都可以选用滤波电容和/或整流二极管，也可不使用滤波电容和/或整流二极管，整流二极管可灵活排布在互感器的绕组之前、之后、或输出电路的另一极上；滤波电容应排布在互感器的绕组之后。
根据实际需求，本发明提出第七实施例实现三路以上的多路调压，该实施例既可以实现升/降压也可以实现降压。本实施例电路图如图10所示，电路原理与第六实施例类似，不再赘述。上述本发明第一至第七实施例中使用的二极管均是输出整流二极管。
本发明还提供将本发明技术应用在具体电路中的实施例。如图11示出第八实施例，是本发明技术应用在正激式拓朴多路输出间相互调压的应用拓朴图。其中二极管D1、二极管D3、二极管D5n、二极管D3m是整流二极管，而二极管D2、二极管D4、二极管D6n、二极管D4m是副边各相应绕组续流二极管，二极管D5是原边消磁绕组防反二极管。
本发明还提供第九实施例，如图12所示，是本发明技术应用在桥式拓朴两路辅路间的升降式调压的应用拓朴图，其中的二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管Dm、二极管Dn均为整流二极管。
上述第八、第九实施例的变形电路和其它应用本发明提供的定向调压方法的电路拓朴图及其变形电路就不一一列出，其中变压器Lo绕组同名端，反激式拓朴原副边电流方向与原副边绕组同名端是相反的，正激式是相同的，桥式因变压器Lo原边电流是换向的，副边每路输出有两绕组对就在原边电流进行换向。
将上述两种调压方案结合在一起使用，对多个辅路输出间(三路甚至更多路间)进行调压的方法，其应用范围包括多路输出偏高一路输出偏低、或多路输出偏低一路输出偏高、或多路输出偏低同时有多路输出偏高情况。而结合调压方法的电路设计原则是：对于电压偏低的输出路利用所串联电感绕组同名端与它相同的减相反的加的原则，通过控制所串联电感各绕组匝比来使加的量大于减的量，达到输出电压升的目的。对于电压偏高的输出路利用所串联电感绕组同名端与它相同的减相反的加的原则，通过控制所串联电感各绕组匝比来使减的量大于加的量，达到输出电压下降的目的。
本发明不仅仅局限于对电源的输出电压进行调节，利用本发明还可对多种脉冲信号源的输出信号进行调节，使多路输出信号增强、减弱或不变
本发明所用互感器可以是电感器、或变压器、或其它磁耦合器件，互感器也可以是其它磁耦合器件或其它信号耦合器件，如压电陶瓷变压器等。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效电路变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。