用于频率控制的系统、方法和设备

摘要

根据一个实施例的接收器包含频率控制单元，其经配置以接收包含所发射信号的多个所接收实例的样本流。所述频率控制单元经配置以输出基于所述接收的实例中的一者以上的第一校正信号(例如，指示旋转)和同样基于所述接收的实例中的一者以上的第二校正信号(例如，用于控制振荡器)。在一些实施例中，经控制的振荡器用于接收和/或发射另一信号，例如从GPS航天器接收的信号。在其它实施例中，所述接收的实例来自GPS信号。在另外的实施例中，使用固定频率振荡器，且所述第二校正信号器用于接收和/或发射另一信号，例如GPS信号。

权利要求

1.一种接收器，其包括：

振荡器，其经配置以基于振荡器控制信号输出具有一频率的频率参考；

第一降频转换器，其经配置以基于所述频率参考接收第一本机振荡器(LO)信号，并根据所述第一LO信号产生基于具有第一载波频率的第一射频(RF)信号的第一复合数字信号；

频率控制单元，其经配置以基于所述第一复合数字信号计算所述振荡器控制信号；以及第二降频转换器，其经配置以基于所述频率参考接收第二LO信号，并根据所述第二LO信号产生基于具有不同于所述第一载波频率的第二载波频率的第二RF信号的第二复合数字信号。

2.根据权利要求1所述的接收器，其中所述第一复合数字信号包含发射信号的多个接收实例，且其中所述频率控制单元经配置以计算多个频率误差，每一频率误差基于所述发射信号的所述接收实例中的一不同实例，且所述频率控制单元经配置以基于所述多个频率误差计算所述振荡器控制信号。

3.根据权利要求2所述的接收器，其中所述频率控制单元包含多个指针，每一指针经配置以对所述接收实例中的一不同实例的符号进行解码，并计算所述多个频率误差中的相应一者，且其中所述多个指针的每一者经配置以基于所述接收实例的至少一个经解码符号来计算所述频率误差。

4.根据权利要求3所述的接收器，其中所述多个指针的每一者经配置以基于所述频率误差使所述第一复合数字信号的值旋转一角度。

5.根据权利要求4所述的接收器，其中所述多个指针中的一者经配置以将第一旋转角度应用于所述第一复合数字信号的值，且其中所述多个指针中的另一者经配置以将第二旋转角度应用于所述第一复合数字信号的所述值，其中所述第二旋转角度不同于所述第一旋转角度。

6.根据权利要求3所述的接收器，其中所述多个指针中的至少两者的每一者经配置以根据从所述接收实例导出的时间校正来调节所述各个接收实例的代码相位。

7.根据权利要求1所述的接收器，其中所述频率控制单元包括包含第一增益与累积级的第一回路，所述第一增益与累积级经配置以计算旋转信号，且其中所述频率控制单元经配置以使所述第一复合数字信号的值旋转由所述旋转信号指示的角度，且其中所述接收器包括包含第二增益与累积级的第二回路，所述第二增益与累积级经配置以计算所述振荡器控制信号。

8.根据权利要求7所述的接收器，其中所述第二增益与累积级经配置以基于所述旋转信号计算所述振荡器控制信号。

9.根据权利要求7所述的接收器，其中所述第一回路包含多个第一增益与累积级，每一第一增益与累积级经配置以计算多个旋转信号中的一不同旋转信号，且其中所述第二增益与累积级经配置以基于所述多个旋转信号计算所述振荡器控制信号。

10.根据权利要求7所述的接收器，其中所述旋转信号指示所述第一RF信号中的多普勒误差，且其中所述振荡器控制信号指示所述频率参考的频率随时间的变化。

11.根据权利要求7所述的接收器，其中所述第二回路的响应在发射信号的多个接收实例的预期强度范围上被强衰减。

12.根据权利要求7所述的接收器，其中所述第一回路的带宽与所述第二回路的带宽的比率在发射信号的多个接收实例的预期强度范围上大体上恒定。

13.根据权利要求7所述的接收器，其中所述第二回路的带宽在发射信号的多个接收实例的预期强度范围上大体上恒定。

14.根据权利要求7所述的接收器，其中所述频率控制单元经配置以将所述振荡器控制信号计算为独立于所述旋转信号。

15.根据权利要求7所述的接收器，其中所述第二回路包含旋转器，所述旋转器经配置以使所述第一复合数字信号的所述值的所述旋转反向。

16.根据权利要求7所述的接收器，其中所述第二增益与累积级可选择地经配置以在以下模式中的一者中操作：(A)启用模式，其启用对所述振荡器控制信号的状态的变化，和(B)禁用模式，其禁用对所述振荡器控制信号的状态的变化，且其中所述第二增益与累积级的所述操作模式之间的选择是基于所述旋转信号随时间的平均值。

17.根据权利要求7所述的接收器，其中所述第二增益与累积级经配置以根据增益因数来计算所述振荡器控制信号，且其中所述第二增益与累积级经配置以根据所述旋转信号随时间的平均值从多个不同增益因数中选择所述增益因数。

18.根据权利要求7所述的接收器，其中所述第二增益与累积级经配置以基于所述旋转信号的量值来限制所述振荡器控制信号的变化速率。

19.根据权利要求1所述的接收器，所述第二降频转换器包括：混频器，其经配置以根据所述第二LO信号产生基于所述第二RF信号的经降频转换信号；以及数字化器，其经配置以基于所述经降频转换信号产生所述第二复合数字信号。

20.根据权利要求19所述的接收器，所述接收器包括时钟合成器，所述时钟合成器经配置以根据所述频率参考产生取样时钟信号，其中所述数字化器经配置以根据所述取样时钟信号对所述经降频转换信号进行取样。

21.根据权利要求20所述的接收器，其中所述频率控制单元经配置以基于所述第一复合数字信号产生时序调节信号，且其中所述时钟合成器经配置以根据所述时序调节信号产生所述取样时钟信号。

22.根据权利要求1所述的接收器，所述接收器包括多个第一降频转换器，每一第一降频转换器经配置以基于所述频率参考接收第一LO信号，并根据所述第一LO信号产生基于所述第一RF信号的不同的接收实例的第一复合数字信号，其中所述频率控制单元经配置以基于所述第一复合数字信号计算所述振荡器控制信号。

23.根据权利要求1所述的接收器，所述接收器包括多个第二降频转换器，每一第二降频转换器经配置以基于所述频率参考接收第二LO信号，并根据所述第二LO信号产生基于所述第二RF信号的不同的接收实例的第二复合数字信号。

24.根据权利要求1所述的接收器，其中所述第一RF信号包括从定位卫星系统的发射器接收的信号。

25.根据权利要求1所述的接收器，其中所述第二RF信号包括从定位卫星系统的发射器接收的信号。

26.一种接收器，其包括：

振荡器，其经配置以基于振荡器控制信号输出具有一频率的频率参考；

第一降频转换器，其经配置以基于所述频率参考接收第一本机振荡器(LO)信号，并根据所述第一LO信号产生基于具有第一载波频率的第一射频(RF)信号的第一复合数字信号；

频率控制单元，其经配置以基于所述第一复合数字信号计算所述振荡器控制信号；

第二降频转换器，其经配置以基于所述频率参考接收第二LO信号，并根据所述第二LO信号产生基于具有不同于所述第一载波频率的第二载波频率的第二RF信号的第二复合数字信号；以及处理单元，其经配置以基于所述第二复合数字信号产生基带数字信号，并基于所述基带数字信号计算所述接收器的物理位置。

27.一种信号处理方法，所述方法包括：

基于振荡器控制信号产生具有一频率的频率参考；

根据基于所述频率参考的第一本机振荡器(LO)信号，产生基于具有第一载波频率的第一射频(RF)信号的第一复合数字信号；

基于所述第一复合数字信号计算所述振荡器控制信号；以及

根据基于所述频率参考的第二LO信号，产生基于具有不同于所述第一载波频率的第二载波频率的第二RF信号的第二复合数字信号。

28.一种接收器，其包括：

第一降频转换器，其经配置以输出基于具有第一载波频率的第一射频(RF)信号的第一复合数字信号；

第二降频转换器，其经配置以输出基于具有不同于所述第一载波频率的第二载波频率的第二RF信号的第二复合数字信号；

频率控制单元，其经配置以基于所述第一复合数字信号计算频率校正信号；以及处理单元，其经配置以根据所述频率校正信号产生基于所述第二复合数字信号的基带数字信号，其中所述基带数字信号包含由所述第二RF信号承载的信息符号流。

29.根据权利要求28所述的接收器，所述接收器包括经配置以输出频率参考的振荡器，其中所述第二降频转换器包含混频器，所述混频器经配置以将所述第二RF信号与基于所述频率参考的本机振荡器(LO)信号混合，且其中所述频率控制单元经配置以基于所述频率参考的频率误差来计算所述频率校正信号。

30.根据权利要求29所述的接收器，其中所述频率控制单元经配置以基于所述第一复合数字信号计算振荡器控制信号，且其中所述振荡器经配置以根据所述振荡器控制信号改变所述频率参考的频率。

31.根据权利要求29所述的接收器，其中所述混频器经配置以根据所述本机振荡器信号产生基于所述第二RF信号的经降频转换信号，所述第二降频转换器包括数字化器，所述数字化器经配置以基于所述经降频转换信号产生所述第二复合数字信号。

32.根据权利要求31所述的接收器，所述接收器包括时钟合成器，所述时钟合成器经配置以根据所述频率参考产生取样时钟信号，其中所述数字化器经配置以根据所述取样时钟信号对所述经降频转换信号进行取样。

33.根据权利要求32所述的接收器，其中所述频率控制单元经配置以基于所述第一复合数字信号产生时序调节信号，且其中所述时钟合成器经配置以根据所述时序调节信号产生所述取样时钟信号。

34.根据权利要求30所述的接收器，所述接收器包括多个第一降频转换器，每一第一降频转换器经配置以基于所述频率参考接收另一LO信号，并根据所述另一LO信号产生基于所述第一RF信号的不同的接收实例的第一复合数字信号，其中所述频率控制单元经配置以基于所述第一复合数字信号计算所述振荡器控制信号。

35.根据权利要求30所述的接收器，所述接收器包括多个第二降频转换器，每一第二降频转换器经配置以接收所述LO信号，并根据所述LO信号产生基于所述第二RF信号的不同的接收实例的第二复合数字信号。

36.根据权利要求35所述的接收器，所述接收器包括多个处理单元，每一处理单元经配置以根据所述频率校正信号产生基于所述第二复合数字信号的相应一者的基带数字信号。

37.根据权利要求28所述的接收器，其中所述处理单元经配置以使所述第二复合数字信号的值旋转由所述频率校正信号指示的角度。

38.根据权利要求28所述的接收器，所述接收器包括经配置以输出频率参考的振荡器，其中所述处理单元经配置以根据所述第二RF信号的多普勒误差来旋转所述第二复合数字信号的值，且其中所述频率控制单元经配置以根据所述频率参考的时间变化频率误差来计算所述频率校正信号。

39.根据权利要求28所述的接收器，其中所述第一复合数字信号包含发射信号的多个接收实例，且其中所述频率控制单元经配置以计算多个频率误差，每一频率误差基于发射信号的所述接收实例中的一不同实例，且所述频率控制单元经配置以基于所述多个频率误差计算所述频率校正信号。

40.根据权利要求39所述的接收器，其中所述频率控制单元包含多个指针，每一指针经配置以对所述接收实例中的一不同实例的符号进行解码，并计算所述多个频率误差中的相应一者，且其中所述多个指针的每一者经配置以基于所述接收实例的至少一个经解码符号来计算所述频率误差。

41.根据权利要求40所述的接收器，其中所述多个指针的每一者经配置以基于所述频率误差使所述第一复合数字信号的值旋转一角度。

42.根据权利要求41所述的接收器，其中所述多个指针中的一者经配置以将第一旋转角度应用于所述第一复合数字信号的值，且其中所述多个指针中的另一者经配置以将第二旋转角度应用于所述第一复合数字信号的所述值，其中所述第二旋转角度不同于所述第一旋转角度。

43.根据权利要求40所述的接收器，其中所述多个指针中的至少两者的每一者经配置以根据从所述接收实例导出的时间校正来调节所述各个接收实例的代码相位。

44.根据权利要求28所述的接收器，其中所述频率控制单元包括包含第一增益与累积级的第一回路，所述第一增益与累积级经配置以计算旋转信号，且其中所述频率控制单元经配置以使所述第一复合数字信号的值旋转由所述旋转信号指示的角度，且其中所述接收器包括包含第二增益与累积级的第二回路，所述第二增益与累积级经配置以计算所述频率校正信号。

45.根据权利要求44所述的接收器，其中所述第二增益与累积级经配置以基于所述旋转信号计算所述频率校正信号。

46.根据权利要求44所述的接收器，其中所述第一回路包含多个第一增益与累积级，每一第一增益与累积级经配置以计算多个旋转信号中的一不同旋转信号，且其中所述第二增益与累积级经配置以基于所述多个旋转信号计算所述频率校正信号。

47.根据权利要求44所述的接收器，其中所述旋转信号指示所述第一RF信号中的多普勒误差，且其中所述频率校正信号指示所述频率参考的频率随时间的变化。

48.根据权利要求44所述的接收器，其中所述第二回路的响应在发射信号的所述多个接收实例的预期强度范围上被强衰减。

49.根据权利要求44所述的接收器，其中所述第一回路的带宽与所述第二回路的带宽的比率在发射信号的所述多个接收实例的预期强度范围上大体上恒定。

50.根据权利要求44所述的接收器，其中所述第二回路的带宽在发射信号的所述多个接收实例的预期强度范围上大体上恒定。

51.根据权利要求44所述的接收器，其中所述频率控制单元经配置以将所述频率校正信号计算为独立于所述旋转信号。

52.根据权利要求44所述的接收器，其中所述第二增益与累积级可选择地经配置以在以下模式中的一者中操作：(A)启用模式，其启用对所述频率校正信号的状态的变化，和(B)禁用模式，其禁用对所述频率校正信号的状态的变化，且其中所述第二增益与累积级的所述操作模式之间的选择是基于所述旋转信号随时间的平均值。

53.根据权利要求44所述的接收器，其中所述第二增益与累积级经配置以根据增益因数来计算所述频率校正信号，且其中所述第二增益与累积级经配置以根据所述旋转信号随时间的平均值从多个不同增益因数中选择所述增益因数。

54.根据权利要求44所述的接收器，其中所述第二增益与累积级经配置以基于所述旋转信号的量值来限制所述频率校正信号的变化速率。

55.根据权利要求28所述的接收器，其中所述第一RF信号包括从定位卫星系统的发射器接收的信号。

56.根据权利要求28所述的接收器，其中所述第二RF信号包括从定位卫星系统的发射器接收的信号。

57.根据权利要求28所述的接收器，所述接收器包括升频转换器，所述升频转换器经配置以根据基于所述频率校正信号的信号产生基于不同于所述第一和第二复合数字信号的第三复合数字信号的第三RF信号。

58.一种接收器，其包括：

第一降频转换器，其经配置以输出基于具有第一载波频率的第一射频(RF)信号的第一复合数字信号；

第二降频转换器，其经配置以输出基于具有不同于所述第一载波频率的第二载波频率的第二RF信号的第二复合数字信号；

频率控制单元，其经配置以基于所述第一复合数字信号计算频率校正信号；以及处理单元，其经配置以根据所述频率校正信号产生基于所述第二复合数字信号的基带数字信号，其中所述基带数字信号包含由所述第二RF信号承载的信息符号流，其中所述处理单元经配置以基于所述基带数字信号计算所述接收器的物理位置。

59.一种信号处理方法，所述方法包括：

产生基于具有第一载波频率的第一射频(RF)信号的第一复合数字信号；

产生基于具有不同于所述第一载波频率的第二载波频率的第二RF信号的第二复合数字信号；

基于所述第一复合数字信号计算频率校正信号；以及

根据所述频率校正信号产生基于所述第二复合数字信号的基带数字信号，其中所述基带数字信号包含由所述第二RF信号承载的数字信息。

60.一种接收器，其包括：

第一降频转换器，其经配置以产生基于具有第一载波频率的第一射频(RF)信号的第一复合数字信号；

处理单元，其经配置以基于所述第一复合数字信号计算时序调节信号；

时钟合成器，其经配置以根据所述时序调节信号产生取样时钟信号；以及第二降频转换器，其经配置以根据所述取样时钟信号产生基于具有不同于所述第一载波频率的第二载波频率的第二RF信号的第二复合数字信号。

61.根据权利要求60所述的接收器，所述接收器包括经配置以输出频率参考的振荡器，其中所述时钟合成器经配置以基于所述频率参考产生所述取样时钟信号，且其中所述时序调节信号指示所述频率参考的频率误差。

62.根据权利要求61所述的接收器，其中所述第一降频转换器经配置以将所述第一RF信号与基于所述频率参考的本机振荡器(LO)信号混合。

63.根据权利要求61所述的接收器，所述第二降频转换器包含：混频器，其经配置以根据基于所述频率参考的第二LO信号产生基于所述第二RF信号的经降频转换信号；以及数字化器，其经配置以基于所述第二RF信号产生所述第二复合数字信号，其中所述数字化器经配置以根据所述取样时钟信号产生所述第二复合数字信号。

64.根据权利要求60所述的接收器，其中所述第一复合数字信号包含发射信号的多个接收实例，且其中所述处理单元经配置以计算多个时序误差，每一时序误差基于发射信号的所述接收实例中的一不同实例，且所述处理单元经配置以基于所述多个时序误差计算所述时序调节信号。

65.根据权利要求64所述的接收器，其中所述处理单元包含多个指针，每一指针经配置以对所述接收实例中的一不同实例的符号进行解码，并计算所述多个时序误差中的相应一者，且其中所述多个指针的每一者经配置以基于所述接收实例的至少一个经解码符号来计算所述时序误差。

66.根据权利要求65所述的接收器，其中所述多个指针中的至少两者的每一者经配置以根据从所述接收实例导出的时间校正来调节所述各个接收实例的代码相位。

67.根据权利要求65所述的接收器，其中所述多个指针的每一者经配置以对所述接收实例中的一不同实例的符号进行解码，并计算相应的频率误差，且其中所述多个指针的每一者经配置以基于所述接收实例的至少一个经解码符号来计算所述频率误差，且所述多个指针的至少一者经配置以基于所述相应的频率误差使所述第一复合数字信号的值旋转一角度。

68.根据权利要求67所述的接收器，其中所述多个指针中的一者经配置以将第一旋转角度应用于所述第一复合数字信号的值，且其中所述多个指针中的另一者经配置以将第二旋转角度应用于所述第一复合数字信号的所述值，其中所述第二旋转角度不同于所述第一旋转角度。

69.根据权利要求67所述的接收器，其中所述接收器包括旋转器，所述旋转器经配置以基于所述多个频率误差的至少一者使所述第二复合数字信号旋转一角度。

70.根据权利要求60所述的接收器，所述接收器包括：

振荡器，其经配置以基于振荡器控制信号产生具有一频率的频率参考，其中所述第一降频转换器经配置以基于所述频率参考接收第一本机振荡器(LO)信号，并根据所述第一LO信号产生所述第一复合数字信号，且其中所述处理单元经配置以基于所述第一复合数字信号计算所述振荡器控制信号。

71.根据权利要求60所述的接收器，所述接收器包括：

振荡器，其经配置以基于振荡器控制信号产生具有一频率的频率参考；以及多个第一降频转换器，每一第一降频转换器经配置以基于所述频率参考接收第一本机振荡器(LO)信号，并根据所述第一LO信号产生基于所述第一RF信号的不同的接收实例的第一复合数字信号，其中所述处理单元经配置以基于多个所述第一复合数字信号计算所述振荡器控制信号。

72.根据权利要求60所述的接收器，所述接收器包括多个第一降频转换器，每一第一降频转换器经配置以基于所述第一RF信号的不同的接收实例产生第一复合数字信号，其中所述处理单元经配置以基于多个所述第一复合数字信号计算所述时序调节信号。

73.根据权利要求60所述的接收器，所述接收器包括多个第二降频转换器，每一第二降频转换器经配置以根据所述取样时钟信号产生基于所述第二RF信号的不同的接收实例的第二复合数字信号。

74.根据权利要求60所述的接收器，所述接收器包括升频转换器，所述升频转换器经配置以根据基于所述第一复合信号的频率校正信号产生基于不同于所述第一和第二复合数字信号的第三复合数字信号的第三RF信号。

75.根据权利要求60所述的接收器，所述接收器包括：

多个升频转换器，每一升频转换器经配置以根据基于所述时序调节信号的信号产生基于第三复合数字信号的第三RF信号；以及多个天线，每一天线经配置以发射基于所述第三RF信号中的一不同第三RF信号的信号。

76.根据权利要求60所述的接收器，其中所述第一RF信号包括从定位卫星系统的发射器接收的信号。

77.根据权利要求60所述的接收器，其中所述第二RF信号包括从定位卫星系统的发射器接收的信号。

78.一种信号处理方法，所述方法包括：

产生基于具有第一载波频率的第一射频(RF)信号的第一复合数字信号；

基于所述第一复合数字信号计算时序调节信号；

根据所述时序调节信号产生时钟信号；以及

以下中的至少一者：(A)根据所述时钟信号产生基于具有不同于所述第一载波频率的第二载波频率的第二RF信号的第二复合数字信号，和(B)根据所述时钟信号产生基于第三复合数字信号并具有不同于所述第一载波频率的第三载波频率的第三RF信号。

说明书

用于频率控制的系统、方法和设备

[0001] 本申请案主张2005年5月10日申请的题为“SYSTEMS，METHODS，ANDAPPARATUS FOR FREQUENCY CONTROL”的第60/679,783号以及2006年1月26日申请的题为“SYSTEMS，METHODS，AND APPARATUS FOR FREQUENCY CONTROL”的第60/762,958号美国临时专利申请案的权益。

技术领域

[0002] 本发明涉及无线通信。

背景技术

[0003] 用于在无线信道上发射和/或接收信息的大多数系统依赖于某种形式的频率控制。举例来说，无线发射器通常将信息调制到从由振荡器在本机产生的频率参考导出的射频载波信号上。为了使接收器能够接收所发射的信号，需要(例如)通过控制频率参考来保持载波信号的频率大体上恒定。

[0004] 振荡器通常对温度敏感。影响振荡器的输出频率的温度瞬变可能由例如周围温度的变化和来自附近组件的局部加热等因素引起。可能需要施加某种形式的频率控制以便防止振荡器信号的(以及因此载波信号的)频率由于温度瞬变而漂移。

[0005] 类似地，无线接收器通常接收通过施加由振荡器在本机产生的频率参考而在上面调制有信息的所需的载波信号。为了使接收器继续接收所发射的信号，可能需要保持频率参考的频率大体上恒定。与发射器一样，接收器(其可与发射器集成在(例如)收发器中)可经历由于温度瞬变而引起的振荡器频率的变化。然而，接收器可能还需要补偿所接收信号中的多普勒效应。

[0006] 接收器与发射源之间的相对运动(和/或可能由移动反射器引起的两者之间的表观运动)导致接收器处的多普勒频率误差，其可以赫兹表达为 其中v是源相对于接收器的表观相对速率，f是以赫兹计的载波频率，c是光速，且 是接收器的行进方向与从接收器到发射源的方向之间的角度。如果接收器正径直朝着源行进，那么 ＝0，且如果接收器正径直背朝源行进，那么 ＝π弧度。对于千兆赫范围内的载波频率和多达每小时几百英里的相对速率，多普勒误差可高达几百赫兹，而几十赫兹的多普勒误差对于较低相对速率下的情况较为典型。

[0007] 需要实现可能经历温度瞬变和多普勒误差的无线通信系统中的频率控制。 发明内容

[0008] 根据一个实施例的设备包含频率控制单元，其包括处理单元。所述处理单元经配置以接收包含所发射信号的多个所接收实例的样本流，并输出多个频率误差。所述多个频率误差的每一者是基于所发射信号的多个所接收实例中的相应一者。频率控制单元还包括：组合器，其经配置以基于多个频率误差中的一者以上输出组合误差；以及第一增益与累积级，其经配置以基于样本流输出旋转信号。所述多个频率误差的每一者是基于旋转信号的第一状态，且所述第一增益与累积级经配置以基于组合误差计算旋转信号的第二状态。

[0009] 根据另一实施例的接收器包括振荡器，其经配置以基于振荡器控制信号输出具有一频率的频率参考。所述接收器还包含第一降频转换器，其经配置以基于频率参考接收第一本机振荡器(LO)信号，并根据第一LO信号产生基于具有第一载波频率的第一射频(RF)信号的第一复合数字信号。所述接收器还包含频率控制单元，其经配置以基于第一复合数字信号计算振荡器控制信号。所述接收器还包含第二降频转换器，其经配置以基于频率参考接收第二LO信号，并根据第二LO信号产生基于具有不同于第一载波频率的第二载波频率的第二RF信号的第二复合数字信号。根据又一实施例的接收器还包含处理单元，其经配置以基于第二复合数字信号产生基带数字信号，并基于基带数字信号计算接收器的物理位置。

[0010] 根据另一实施例的接收器包括：第一降频转换器，其经配置以输出基于具有第一载波频率的第一射频(RF)信号的第一复合数字信号；以及第二降频转换器，其经配置以输出基于具有不同于第一载波频率的第二载波频率的第二RF信号的第二复合数字信号。所述接收器还包含：频率控制单元，其经配置以基于第一复合数字信号计算频率校正信号；以及处理单元，其经配置以根据频率校正信号产生基于第二复合数字信号的基带数字信号。所述基带数字信号包含由第二RF信号承载的信息符号流。在根据又一实施例的接收器中，处理单元经配置以基于基带数字信号计算接收器的物理位置。

[0011] 根据另一实施例的接收器包括：第一降频转换器，其经配置以产生基于具有第一载波频率的第一射频(RF)信号的第一复合数字信号；以及第一处理单元，其经配置以基于第一复合数字信号计算时序调节信号。所述接收器还包含：时钟合成器，其经配置以根据时序调节信号产生时钟信号；以及以下中的至少一者(A)第二降频转换器，其经配置以根据时钟信号产生基于具有不同于第一载波频率的第二载波频率的第二RF信号的 第二复合数字信号，和(B)升频转换器，其经配置以根据时钟信号产生基于第三复合数字信号并具有不同于第一载波频率的第三载波频率的第三RF信号。

[0012] 根据另一实施例的频率控制方法包括接收包含所发射信号的多个所接收实例的样本流，和获得多个频率误差。所述多个频率误差的每一者是基于(A)基于样本流的旋转信号的第一状态，和(B)所发射信号的多个所接收实例中的相应一者。所述方法还包括基于多个频率误差中的一者以上获得组合误差，和基于组合误差计算旋转信号的第二状态。 [0013] 根据又一实施例的频率控制方法包括确定第一信号中的频率误差，其中所述第一信号是基于第一射频信号。所述方法包含获得基于频率误差的第一校正信号和基于频率误差的第二校正信号，其中所述第二校正信号不同于所述第一校正信号。所述方法还包含根据第一校正信号处理第一信号，和根据第二校正信号执行相对于第二射频信号的操作，其中所述操作包含以下中的至少一者(A)发射第二射频信号和(B)接收第二射频信号。 附图说明

[0014] 除非本文中另外陈述，否则相同参考标号始终表示相同结构。 [0015] 图1a展示根据一实施例的接收器10的框图。

[0016] 图1b展示接收器10的另一实施方案12的框图。

[0017] 图2展示RF单元110的实施方案112的框图。

[0018] 图3a和3b展示降频转换器120的实施例122和124的框图。

[0019] 图3c和3d分别展示包含降频转换器122和124的配置的框图。

[0020] 图4展示可变频率振荡器190的实施方案192的框图。

[0021] 图5展示根据一实施例的频率控制单元130的实施方案132的框图。 [0022] 图6a展示基带处理单元200的实施方案200a的框图。

[0023] 图6b展示指针220a的实施方案222a的框图。

[0024] 图7展示旋转器230的实施方案232。

[0025] 图8a和8b展示解码器240的实施方案242和244的框图。

[0026] 图9a、9b和9c展示误差计算器250的实施方案252、254和256的框图。 [0027] 图9d展示误差计算器的实施方案258的框图。

[0028] 图10a展示基带处理单元200的实施方案200b的框图。

[0029] 图10b展示指针220b的实施方案222b的框图。

[0030] 图11a和11b展示第一增益与累积级150的实施方案152和154的框图。 [0031] 图12a展示指针220的实施方案220c的框图。

[0032] 图12b展示基带处理单元200的实施方案200c的框图。

[0033] 图12c展示频率控制单元130的实施方案134的框图。

[0034] 图13a、13b、13c、13d和13e展示第二增益与累积级160的实施方案162、164、166a、166b和166c的框图。

[0035] 图14a展示第二增益与累积级160的实施方案166d的框图。

[0036] 图14b展示转换速率测试逻辑区块430的框图。

[0037] 图15a展示第二增益与累积级160的实施方案168的框图。

[0038] 图15b展示定标因数计算器185的框图。

[0039] 图16a展示基带处理单元300的实施方案300b的框图。

[0040] 图16b展示频率控制单元130的实施方案136的框图。

[0041] 图17展示指针220d的实施方案222d的框图。

[0042] 图18a展示基带处理单元300的实施方案300c的框图。

[0043] 图18b展示指针220e的实施方案222e的框图。

[0044] 图19a展示指针220c的实施方案222f的框图。

[0045] 图19b展示频率控制单元136的实施方案136a的框图。

[0046] 图20展示频率控制单元130的实施方案138的框图。

[0047] 图21a展示基带处理单元310的实施方案310a的框图。

[0048] 图21b展示指针320a的实施方案322a的框图。

[0049] 图22a展示基带处理单元310的实施方案310b的框图。

[0050] 图22b展示指针320b的实施方案322b的框图。

[0051] 图23a和23b展示第一增益与累积级350的实施方案352和354的框图。 [0052] 图24展示根据一实施例的接收器的框图。

[0053] 图25a展示指针222b的实施方案224b的框图。

[0054] 图25b展示指针220c的实施方案224c的框图。

[0055] 图25c展示包含时间控制单元510的指针222a的实施方案224a的框图。 [0056] 图26a展示时间控制单元510的实施方案512的框图。

[0057] 图26b展示时间控制单元510的实施方案514的框图。

[0058] 图27展示频率控制单元130的实施方案130t的框图。

[0059] 图27b展示第一增益与累积级150t的实施方案的框图。

[0060] 图28展示包含频率控制单元130的实施方案P10的接收器的框图。 [0061] 图29展示经配置以传递时序调节信息的接收器的实例。

[0062] 图30展示根据一实施例的接收器的框图。

[0063] 图31展示接收器的实施方案的框图。

[0064] 图32a和32b展示根据实施例的方法M100和M200的流程图。

[0065] 图33展示接收器的实施方案20的框图。

[0066] 图34展示接收器的实施方案22的框图。

[0067] 图35展示接收器的实施方案24的框图。

[0068] 图36展示接收器的实施方案26的框图。

[0069] 具体实施方式

[0070] “信号B从信号A导出”或“信号B基于信号A”形式的陈述指示信号B与信号A相同，信号B通过对信号A执行各种操作而得到(可能包含将信号A或其派生物或一部分与另一信号组合)，和/或信号B通过将信号A(或其派生物或一部分)施加到另一信号而得到。

[0071] 如从上下文中将了解，术语“信道”可指示以下中的一者或一者以上：用于无线通信的频带、通过扩展代码而与同一频带中的其它信号区分的信号，和通过覆盖代码(例如，信道化代码)而与具有相同扩展代码的其它信号区分的信号。

[0072] 实施例包含经配置以处理多路径实例的指针接收结构，其中从一个以上多路径实例导出的旋转(例如，与平均多普勒误差有关)施加到一个以上指针。另外的实施例包含经配置以控制振荡器的结构，其中此类控制基于所接收信号中的一个以上多路径实例，且其中振荡器提供用于接收和/或发射另一信号的频率参考。

[0073] 无线通信装置(例如，接收器或收发器)可包含支持一个以上RF链的振荡器。举例来说，振荡器可向两个单独接收链和/或一接收链与一发射链提供频率参考。可基于经由两个链的一者接收的信号来控制振荡器的频率。然而，当所述接收的信号包含另一链中不存在的频率误差时可能出现问题。

[0074] 根据一实施例的接收器可经配置以从定位卫星系统中的一者或一者以上接收信号，所述系统例如NAVSTAR全球定位系统(GPS)(例如全球定位服务信号规范，1995，第二版，USCG导航中心，Alexandria，VA中所描述)、由俄罗斯共和国维持的GLONASSGPS，和/或在欧洲提议的GALILEO系统。NAVSTAR GPS包含一组卫星或“航天器”(SV)，其经由BPSK(二元相移键控)调制到1.57542GHz(也称为L1频率)下的载波上的直接序列扩频(DSSS)信号而以每秒50位的数据速率发射导航消息。为了扩展信号，每一SV使用码片速率为1.023MHz且长度为1023个码片的一组伪随机噪声(PN)代码(也称为粗略获取或C/A代码)中的一个不同代码。SV也可经由调制到1.22760GHz(也称为L2频率)下的载波上的
10.23MHz代码来发射消息。GPS信号通常由地面接收器使用以支持位置定位操作。通常，需要来自至少四个SV的信号以在三维中解析位置。

[0075] GPS接收器通常对频率变化非常敏感。此类变化可由因(例如)温度瞬变和/或低频相位噪声导致的本机振荡器频率的变化而引起。另一方面，GPS接收器不太可能经历由于接收器运动引起的显著多普勒误差，因为此类运动通常很大程度上垂直于接收器与源之间的方向，且因为卫星在其轨道中的表观速率(千米/秒的数量级)通常比接收器的预期速率大得多。

[0076] 虽然许多振荡器通常包含某种形式的温度补偿，但振荡器的成本和/或尺寸可随着其温度补偿的准确性而增加。因此，可能需要实现对振荡器和/或个别振荡器的规范之间的变化较宽容的接收器设计。此类设计可包含频率跟踪回路，其通过施加控制信号以影响振荡器的频率来减少误差。在GPS接收器中，此控制信号可从(例如)所接收信号中的连续符号中检测到的相位变化中导出。

[0077] 根据一实施例的接收器可经配置以在用于无线通信的网络上接收和/或发射信息(例如，语音和/或数据)。此接收器可经配置以在码分多址(CDMA)系统中经由一个或一个以上信道接收和/或发射信息。举例来说，此接收器可根据由TIA、EIA、3GPP、3GPP2、CWTS(中国)、ARIB(日本)、TTC(日本)、TTA(韩国)、ITU和/或ETSI(欧洲)发布的以下标准或格式中的一者或一者以上的至少一部分来执行订户单元、接入终端(AT)、基站收发器(BTS)和/或用户设备(UE)的一些或所有功能：CDMA、TD-SCDMA、W-CDMA(例如，3G TS 25.211/2/3/4)、UMTS、IS-95-A/B/C(cdmaOne)、IS-98、IS-835-A(cdma2000)、IS-856(cdma2000 HDR)、IS-2000.1-A 和 IS-2000 系 列 (cdma2000) 的 其 它 文 件、IS-707-A(数据服务)、cdma2000 1xEV、cdma2000 1x EV-DO、cdma2000 1x EV-DV(也称为1x-EV相位2)、cdma2000 3x、3GPP2 cdma2000(例如，TR-45.5、C.S0005-A、C.S0024)和IMT-2000。此接收器或收发器可经配置以在(例如)800MHz、1800MHz和/或1900MHz或附近的频带上通信。此接收器或收发器可经配置以经由(例如)M有关形式的相移键控(PSK)进行通信，所述M有关形式的相移键控例如二元PSK(BPSK)、正交PSK(QPSK)、偏移QPSK(OQPSK)、正交振幅调制(QAM)、最小位移键控(MSK)或高斯MSK(GMSK)。其它实例包含经配置以接收UBM(通用广播媒体)信号或 MediaFLO(仅前向链路)信号的接收器。 [0078] CDMA信号的接收器也可能受本机振荡器频率的变化影响。然而，此类接收器也可能经历由接收器与源之间的相对运动导致的多普勒频率误差。此接收器需要包含频率跟踪回路以通过(例如)施加控制信号以影响振荡器的频率来解决此类误差。然而，CDMA信号中经历的多普勒误差通常将不存在于由同一接收器接收的GPS信号中，因此施加此误差以控制还向GPS接收链提供参考的振荡器可能会向GPS链增加噪声。

[0079] 一种选择将是在GPS操作期间禁用对振荡器的频率的调节：例如，通过临时防止频率控制信号改变振荡器频率，同时可能允许振荡器的温度补偿电路继续操作。然而，这种选择可允许由于未得到补偿的温度瞬变(例如，超过振荡器的温度补偿电路的校正能力的瞬变)引起的振荡器变化影响GPS接收链的性能。另一选择将是使用具有较好温度补偿的振荡器，但此振荡器可能较昂贵且/或较大。又一选择将是针对CDMA和GPS链使用单独的振荡器，这对成本和尺寸有显著影响。可应用本文描述的实施例来实现使用一个振荡器的解决方案。

[0080] 图1a展示根据一实施例的接收器10的框图。射频(RF)前端110经由天线105接收信号并将相应的RF信号S10输出到降频转换器120。降频转换器120根据基于频率参考S30的信号将RF信号S10降频转换为处于基带或附近的复合信号S20。频率控制单元130基于复合信号S20产生振荡器控制信号S70。可变频率振荡器190根据基于振荡器控制信号S70的信号产生频率参考S30。

[0081] 接收器10可以是独立单元(可能包含用于(例如)功率管理、用户界面支持、由复合信号S20承载的信息的进一步处理等的其它元件)或者还包含其它电路和/或功能性的装置或系统的一部分。举例来说，接收器10可包含在还包含发射器的收发器中，例如接入终端，所述接入终端例如蜂窝式电话(经配置以与包含基站网络且包含(例如)麦克风、扬声器、小键盘和相关联的电路及处理的系统进行通信)和/或无线调制解调器(经配置以支持无线信道与(例如)PCMCIA或USB端口之间的数据传送)。此类收发器可与一个或一个以上处理器通信，用于配置装置中的操作、处理装置内的信号和/或控制可包含输入装置(例如，麦克风、键盘或小键盘)和/或输出装置(例如，扬声器或视频输出塞孔、显示屏)的装置的用户界面。

[0082] 此类接收器或发射器也可包含在支持另外的功能性的装置中，例如包含媒体播放器(经配置以将编码的音频信息解码为例如MP3、WMA、AAC3等压缩格式，和/或将编码的视频信息解码为例如MPEG-2、MPEG-4、WMV等压缩格式)、个人数字助理(PDA)、 便携式计算机等。此类另外的功能性可与接收器和/或发射器的操作集成：例如，经由接收器接收的多媒体信息的重放；在本机执行的应用程序(例如，电子邮件客户程序)与外部服务器之间经由无线调制解调器的通信；本机与外部进度表、联系或其它数据库经由无线调制解调器的同步化。

[0083] 接收器10还可包含一个以上接收路径。举例来说，图1b展示接收器10的实施方案12的框图，所述实施方案12包含RF前端110的两个实例110a、110b和降频转换器120的两个实例120a、120b。此实例中的两个路径可经配置以可能同时接收不同的模拟和/或数字信号。举例来说，一个路径可接收CDMA信号(例如，从基站)，而另一路径接收GPS信号(例如，从SV)。接收器10的其它实施方案可包含共享共同天线的单独的接收路径。类似地，接收器10的一些实施方案可共享RF前端的某一部分或全部(例如，具有共同LNA但不同的各个滤波器以通过不同频带)。

[0084] RF前端(其通常用于放大和/或调节所接收的信号)可包含一个或一个以上放大器(例如，低噪声放大器或LNA)和/或滤波器(例如，以衰减特定频率或频带)。RF路径还可包含例如以下元件：用于分离天线馈送线内的不同频带的同向双工器(或多工器)和/或用于支持同一天线上的接收和发射活动的双工器。图2展示RF前端110的实施方案112，所述实施方案112包含LNA和滤波器(例如，LC、陶瓷或表面声波(SAW)滤波器)。接收器10可经实施以包含一个以上RF前端，且/或可经配置使得一RF前端为一个以上降频转换器做出供应。

[0085] 降频转换器120接收RF信号10并输出处于基带或附近的复合信号S20。图3a展示降频转换器120的外差实施方案的一个实例122的框图。RF混频器施加RF本机振荡器信号以将RF信号S10转换为例如约10MHz的中频(IF)。IF信号在IF级中经处理，所述IF级在此实例中包含滤波器(例如，以衰减一个或一个以上图像)和可变增益放大器(VGA)。IF混频器施加IF本机振荡器信号以将IF信号转换到基带。可对基带信号进行滤波(例如，以衰减一个或一个以上图像)。

[0086] 包含模拟-数字转换器(ADC)的数字化器将基带信号从模拟转换为数字样本流。在所接收信号通过数字信息在特定速率(例如，码片速率)下调制(例如，经由PSK、QAM、MSK和/或OOK调制)的情况下，ADC可对基带信号(以例如码片x2、码片x4、码片x8或码片x16的速率)进行过取样。ADC还可经配置以包含两个并行执行的ADC(例如，每一ADC接收降频转换器的复合信号路径的不同各别分量并对其进行数字化)。数字化器还可包含如本文描述的一个或一个以上再取样器以对各别ADC所产生的数字流 进行内插或抽取(例如，根据时序调节信号)。

[0087] 图3b展示降频转换器120的零差(或零IF)实施方案的实例124的框图。在零IF转换(也称为直接降频转换)中，RF信号直接转换为基带。此降频转换器通常还包含用于去除或补偿基带信号中的DC偏移的电路。此降频转换器还可包含本机振荡器信号的振幅控制(例如，以减小泄漏)。在称为近零IF(或非常低IF或VLIF)转换的相关技术中，RF信号直接转换为可能几百kHz或更低的近基带频率。VLIF降频转换器可实施有IF级或没有IF级(例如，从IF到基带的转换通过复合信号S20的旋转来执行)。

[0088] 频率参考S30或基于频率参考S30的信号可用作降频转换器120中的本机振荡器信号。也可从频率参考S30导出一个或一个以上ADC的取样时钟，使得频率参考S30还可用作时间参考。图3c展示其中降频转换器122从由频率参考S30驱动的各自频率合成器接收RF和IF本机振荡器信号的配置的框图。

[0089] 可实施为锁相回路(PLL)的频率合成器通常经配置以将输入信号的频率乘以或除以所需的固定或可编程值(例如，整数值)。频率合成器还可实施为M/N或M/N:D计数器(例如，颁予Halter的第6,449,329号美国专利或颁予Severson的第2004/0263221号美国公开专利申请案中所描述)。在图3c的实例中，ADC从同样由频率参考S30驱动的时钟合成器(例如，频率合成器)接收取样时钟信号。图3d展示其中降频转换器124分别从由频率参考S30驱动的频率合成器和时钟合成器接收本机振荡器和取样时钟信号的类似配置的框图。将了解，频率参考S30到降频转换器120的信号路径(例如，图1a和1b以及本文其它图中所示)可包含一个或一个以上此类频率和/或时钟合成器。

[0090] 接收器10的另一实施方案是包含升频转换器的收发器，所述升频转换器具有一个或一个以上数字-模拟转换器、混频器和放大器(其可与降频转换器中描述的类似)且接收基于频率参考S30的一个或一个以上本机振荡器和/或时钟信号。此升频转换器产生经由RF前端和天线发射的RF信号(用于在如上文提及的CDMA或其它系统上进行通信)。 [0091] 可变频率振荡器(VFO)190根据振荡器控制信号S70输出频率参考S30。频率参考S30是具有基频的周期信号，其可经实施以具有适于特定应用的任何波形(例如，正弦形、方形、三角形、锯齿形等)。使用已知或有待开发的任何技术的任何可调谐振荡器可部署为VFO 130。通常，VFO 130实施为晶体振荡器(或XO)，其可包含例如石英材料的AT切晶体(以实现频率随温度的稳定性)。VFO 130可包含缓冲器以将振荡器输出与其负载隔离。 [0092] 振荡器的频率可受温度变化的影响。温度瞬变可在装置的操作期间发生，例如当组 件加热时发生。在例如蜂窝式电话的紧凑型收发器中，发射器的功率放大器通常是可影响附近组件的温度瞬变的主要来源。

[0093] 可能需要将VFO 190实施为温度补偿振荡器(TCO)，使得振荡器频率的温度相依变化在某种程度上得到补偿。图4展示VFO 190的TCO实施方案192的框图，所述TCO实施方案192包含本机温度传感器V20(例如，二极管或热敏电阻)，其根据已知函数产生温度相依信号(例如，电压)。补偿电路V30基于温度相依信号输出温度补偿信号，其被施加到振荡器V10。补偿电路V30可包含ADC以对温度相依信号进行数字化，且温度补偿信号可供应作为模拟或数字信号(例如，通过使用对振荡器的温度特性的反转形式进行建模的查找表或多项式)。补偿电路V30还可包含校正表(可能与查找表集成)，其包含特定针对特定振荡器的校准值。在其它实施方案中，从外部处理器供应温度补偿信号。VFO 190可实施为温度补偿XO(TCXO)，其中温度补偿信号施加到耦合到晶体的调谐元件V40(例如，变容二极管)。

[0094] 可能需要将VFO 190实施为电压受控振荡器(VCO)，使得可根据由振荡器控制信号S70指示的电压来调节振荡器的输出频率。可实施VCO以根据某一极性的电压的量值和/或工作循环来增加频率，且根据相反极性的电压的量值和/或工作循环来减小频率(或反之亦然)。VFO 190可进一步实施为电压受控温度补偿振荡器(VCTCO)。在此情况下，可从温度补偿信号单独地施加基于振荡器控制信号S70的信号，或者基于振荡器控制信号S70的信号可与温度补偿信号组合成共同控制信号。举例来说，VFO 190可实施为电压受控温度补偿晶体振荡器(VCTCXO)，其在一个特定应用中具有额定+/-5ppm的19.68MHz的标称输出频率。+/-5ppm的容差对应于800MHz当中的+/-4kHz，或1.9GHz当中的+/-9.5kHz的范围。

[0095] 振荡器控制信号S70可为模拟电压电平，或使用数字-模拟转换器(DAC)或任何其它技术转换为电压的数字信号。在一个实施方案中，使用脉冲密度调制器(PDM)V50将振荡器控制信号S70上的数字值(例如，8、12或16位值)转换为受脉冲作用的模拟电压信号以输入到振荡器。模拟电压信号路径还可包含例如RC滤波器的滤波器(例如，以抑制残余波动)。在一个实例中，VFO 190具有在振荡器控制信号S70的每个最低有效位约1/4到约1赫兹(Hz/LSB)范围内的分辨率。

[0096] 在振荡器控制信号S70从数字转换为模拟的实施方案中，可使用控制寄存器来存储振荡器控制信号S70的数字值，其中寄存器的输出耦合到DAC的输入(例如，PDM)。此寄存器可初始化为所需值(例如，加电时)，且/或可预载为所需状态(例如，当模式 变化时)。在一些应用中，例如在GPS信号的接收期间，可能需要临时防止振荡器控制信号S70改变VFO 190的输出。可通过防止对控制寄存器的更新(例如，通过对控制寄存器的写入启用信号解除断言)来实现此控制。

[0097] 本机振荡器信号是具有基频的周期信号，其可经实施以具有适于特定应用的任何波形(例如，正弦形、方形、三角形、锯齿形等)。降频转换器120中施加的本机振荡器信号的一者或一者以上基于频率参考S30。举例来说，降频转换器120和/或接收器10可包含一个或一个以上频率合成器，其使用频率参考S30作为时序参考，从所述时序参考中导出另一频率的信号(例如，本机振荡器信号)。此合成器可实施(例如)为倍频器或分频器，且可包含例如锁相回路(PLL)的电路。典型的LO频率包含用于CDMA接收的800MHz，和用于GPS接收的1.5GHz。

[0098] 本机振荡器信号可作为相位分离90度(例如，I和Q)的两个分量而供应到降频转换器120的混频器，其中每一分量在单独混频路径中施加以使得获得复合的经降频转换信号。可(例如)使用可变增益放大器来控制本机振荡器信号的振幅。频率参考S30(或基于频率参考S30的信号)也可用作取样时钟，ADC借助所述取样时钟对基带(或近基带)信号进行取样以获得复合信号S20。

[0099] 频率控制单元130基于复合信号S20输出振荡器控制信号S70。数字化复合信号S20可在由频率控制单元130处理之前被滤波和/或抽取。图5展示频率控制单元130的实施方案132的框图。基带处理单元200接收复合信号S20(其可处于基带或附近)和旋转信号S60，并基于这两个输入而输出多个误差信号S40。组合器140将误差信号S40进行组合以获得经组合误差S50。第一增益和累积级150基于经组合误差S50产生旋转信号S60，且第二增益和累积级160基于旋转信号S60产生振荡器控制信号S70的实施方案S72。 [0100] 图6a展示基带处理单元200的实施方案200a的框图。旋转器230根据旋转信号S60旋转复合信号S20以产生经旋转信号S80。多个指针(也称为“解调元件”)220a的每一者接收经旋转信号S80(或基于经旋转信号S80的信号)并产生相应的误差信号S40。在此实例中，每一指针还接收(从搜索器210)基于复合信号S20的相应的偏移信号S210。 [0101] 所接收信号可包含(例如)在不同多路径上接收的相同所发射信号的若干实例。由于各种多路径长度可能不同(且变化)，所以可在不同(且变化的)相对时间接收相应实例。如图6a所示的搜索器和指针的配置是耙式(RAKE)接收器的一个实例。在此配置中，搜索器处理样本流(例如，复合信号S20)以根据其时间或代码相位相对于参考的 延迟来定位信号的实例(也称为“获取”)，并分配指针以对所述实例进行跟踪和解调。举例来说，搜索器可根据样本流与信号的代码特性之间的相关的峰值来定位正搜索的信号的实例。搜索器210还可从指针220接收反馈信息，且可使用此信息来确定应何时再分配指针。举例来说，来自指针220的关于所分配实例的能量和/或时序的信息可用于确定多路径实例已渐弱，或两个多路径实例已融合。

[0102] 指针220还可经配置以施加固定或经编程的偏移。举例来说，搜索器210可经配置以控制一组指针220以经编程间隔执行相关性，使得以特定分辨率搜索代码相位空间的所需区域。此控制可(例如)用于GPS操作中。可基于例如先前结果、当前操作模式(例如，“冷起动”模式与跟踪模式)或其它关于当前接收环境的信息(例如，当前卫星位置)等一个或一个以上因素来动态选择分配到各个指针的偏移值之间的间隔，和/或由指针施加的连续偏移值之间的间隔。

[0103] 单载波系统中的基带处理单元200的典型实施方案包含四个或六个指针，但可使用任何其它数目的指针。多载波系统(例如，cdma2000 3x系统)中的基带处理单元200的典型实施方案包含十二个或十八个指针(例如，每载波四个或六个)，但可使用任何其它数目的指针。举例来说，可针对一个载波与另一载波使用不同数目的指针，其中一个或一个以上指针中的每一者可能分配到一个以上载波(例如，在不同时间)。

[0104] 旋转信号S60指示复合信号S20将旋转的角度θ。图7展示旋转器230的实施方案232的框图，所述旋转器230根据以下表达式执行复合信号S20的顺时针旋转： [0105] (I+jQ)(e-jθ)＝(I+jQ)(cosθ-jsinθ)＝

[0106] ＝(Icosθ+Qsinθ)+j(-Isinθ+Qcosθ) (1)

[0107] 或者，可实施旋转器230以根据以下表达式执行逆时针旋转：

[0108] (I+jQ)(e+jθ)＝(I+jQ)(cosθ+jsinθ)＝

[0109] ＝(Icosθ-Qsinθ)+j(Isinθ+Qcosθ) (2)

[0110] 在一个实例中，旋转器230具有37.5赫兹/旋转信号S60的每个最低有效位(Hz/LSB)的分辨率。

[0111] 可从存储在较大存储器空间的离散位置中或作为较大存储器空间的一部分的查找表(例如，表260)中检索由旋转器230施加的正弦和余弦值，所述表可存储在只读存储器 (ROM)或随机存取存储器(RAM，易失性或非易失性)中。在具有一个以上旋转器或利用正弦和/或余弦值的其它元件的装置或系统中，查找表可由一个以上此类元件共享。 [0112] 查找表可含有正弦和余弦值两者，或者其可仅含有正弦或余弦值，其中导出另一函数(例如，根据表达式cosα＝sin(α+π/2弧度)或sinα＝cos(α-π/2弧度))。类似地，查找表可含有针对所有象限的值，或者其可含有仅针对坐标平面的一部分(例如，第一象限)的值，其中导出针对其它部分的值。查找表260的一个实施方案含有具有256个条目的表，每一条目对应于第一象限中的角度的正弦值(例如，以π/512弧度为增量)。对于此表的请求可格式化为十位值：例如，两个位用于象限且八个位用于表地址。旋转器230可包含电路或处理以从相应表条目中导出适当值，且/或可使用外部电路或处理来执行此导出。

[0113] 还可实施旋转器230使得计算出正弦和余弦值中的一者或两者。举例来说，对于较小角度，可通过将sinα近似为α和/或将cosα近似为(1-0.5α)来绕过或省略查找表。

[0114] 在包含降频转换器120的VLIF实施方案的应用中，旋转器230还可执行复合信号S20从低IF到基带的降频转换。在此情况下，可在旋转器230施加旋转信号S60之前通过对应于所需的降频转换角度的值(例如，与之相加)来调节旋转信号S60。 [0115] 图6b展示指针220a的实施方案222a的框图。解码器240根据偏移信号S210对经旋转信号S80进行解码以获得经解码符号S90。举例来说，解码器240可从经旋转信号中的多个信道中分离出经旋转信号S80中的所需的信道。误差计算器250基于经解码符号S90来计算误差信号S40。

[0116] 图8a展示解码器240的实施方案242。解扩器(或解扰器)270根据偏移信号S210从经旋转信号S80中去除扩展代码。解信道化器280累积经解扩信号S220的若干部分以获得原始导频符号S230。导频滤波器290对原始导频符号S230进行滤波以获得经滤波导频符号S240。解码器240可执行类似操作以从经旋转信号S80和/或经解扩信号S220中获得数据符号。

[0117] 在CDMA DSSS系统中，可使用与分配到系统的所有其它用户的PN代码至少近似正交的复合伪噪声(PN)代码(例如，金色码)(例如，与之相乘或以2为模与之相加)来对所发射信号进行扩展。在一些实施方案中，扩展代码的码片速率是1.2288MHz的整数倍。在典型应用中，解扩器270将经旋转信号S80与对应于所需小区、发射器和/或信道的PN序列(其可为复合的)相乘。

[0118] 偏移信号S210指示序列相对于所需多路径的适当时序(代码偏移或“代码相位”)。 偏移信号S210可指示代码偏移，或者可包含具有适当偏移的一个或一个以上序列。举例来说，搜索器210可控制PN产生器以特定偏移供应PN序列，所述偏移可随着信号变化(例如，根据由指针220提供的时序信息)而被更新。搜索器210和/或指针220还可包含经配置以调节解码操作的时序的时序控制回路：例如，根据以稍许不同偏移(例如，码片的片段)解码的符号的能量，2004年5月18日颁发的第6,738,608号美国专利(Black等人)中描述了此类回路的实例。

[0119] 在一个实例中，解扩器270实施为复数乘法器。在经旋转信号S80和解扩序列以二进制记数法表达的情况下，可使用互斥“或”门来执行复数乘法。解扩器270可包含积分陡落电路(integrate-and-dump circuit)或抽取器(例如，在经旋转信号S80被过取样的情况下)。

[0120] 解扩信号S220可包含若干信道，每一信道用不同代码覆盖。解信道化器280接收解扩信号S220并去除覆盖代码以获得原始导频符号S230。覆盖代码可包含一个或一个以上Walsh代码和/或另一组正交、近似正交或准正交代码中的一者或一者以上。举例来说，在WCDMA应用中，覆盖代码可以是基于信道的数据速率选择的正交可变扩展因数(OVSF)。 [0121] 解信道化器280可实施为累积器或积分陡落电路(例如，用于覆盖代码是Walsh代码W0的应用)。在一个实例中，解信道化器280将解扩信号S220的64个码片积分为一个导频符号。在另一实例中，解信道化器280将256个码片积分为一导频符号。对于其它代码，解信道化器280可经实施以包含乘法器(例如，复数乘法器)。解信道化器280还可经实施以一次性对符号的若干部分解除覆盖(例如，2003年9月30日颁发的第6,628,702号美国专利(Rowitch等人)中所描述)。

[0122] 在使用两种不同覆盖代码(例如，从不同天线发射导频信号的正交编码型式的发射分集模式)来发射导频信号的情况下，解码器242可包含针对每一代码的解信道化器280的单独实例。在发射分集情况(例如，cdma2000的空时扩展(STS)模式，或WCDMA的空时发射分集(STTD)模式)下，分集实例的结果可在导频滤波之前(例如，以获得原始导频符号S230)或之后(例如，以获得经滤波导频符号S240)进行组合。

[0123] 在接收分集应用(例如，其中经由一个以上天线接收所发射的相同信号)中，来自分集实例的解扩信号S220、原始导频符号S230和经滤波导频符号S240中的一者或一者以上可在进一步处理之前与来自一个或一个以上其它实例的类似信号进行组合。 [0124] 导频滤波器290(其可实施为FIR(有限脉冲响应)或IIR(无限脉冲响应)形式) 可以是低通滤波器。举例来说，导频滤波器290可以是移动平均滤波器。在一些实施方案中，导频滤波器290可实施为一阶滤波器。在其它实施方案中，导频滤波器290可实施为具有可变系数的滤波器，例如2004年7月6日颁发的第6,760,362号美国专利(Patel等人)中所描述的可变带宽滤波器。

[0125] 解码器240可包含解信道化器280的一个或一个以上实例以从解扩信号S220获得数据符号。图8b展示解码器240的实施方案244，其包含：解信道化器280的实施方案280a，所述实施方案接收解扩信号S220并去除覆盖代码(例如，Walsh代码，如W0)以获得原始导频符号S230；以及解信道化器280的实施方案280b，所述实施方案接收解扩信号S220并去除覆盖代码(例如，不同的Walsh代码)以获得经解码数据符号S250。 [0126] 解码器244可能需要维持经滤波导频符号S240与经解码数据符号S250之间的同步。举例来说，解码器244可经实施以根据导频滤波器290的延迟特性而延迟经解码数据符号S250的流(例如，利用延迟元件，如寄存器或FIFO缓冲器)。

[0127] 解码器240或指针220还可包含导频解调器，其中由导频符号表示的信道估计值施加到经解码数据符号。此导频解调器可包含计算数据与导频符号向量的点积(例如，以从数据符号中去除相位模糊)的电路。经解码数据(或业务)符号S250可在例如一个或一个以上卷积、涡旋、循环冗余检查(CRC)和/或奇偶码的解交错、解压缩和/或解码的操作中被进一步处理。在一些应用中，解码器240可经配置以从突发导频信号中输出经解码符号S90，其中以非连续方式发射导频且所述导频中可散布有数据业务。 [0128] 误差计算器250基于经解码符号S90输出误差信号S40。经解码符号S90可包含原始导频符号S230和/或经滤波导频符号S240。在一个应用中，误差计算器250依据获取信号期间的原始导频符号并依据对所获取信号进行跟踪期间的经滤波导频符号来计算误差信号S40。误差计算器250可经实施以计算不同形式的经解码符号S90的值宽度(例如，用于经滤波导频符号的十六位与用于原始导频符号的八位)之间的差。 [0129] 误差计算器250可经实施以基于多个经解码符号向量计算频率误差。举例来说，误差计算器250可经实施以基于邻近经解码符号向量(例如，当前符号向量(此处表示为I[n]，Q[n])与先前符号向量(此处表示为I[n-1]，Q[n-1]))计算频率误差。如果当前向量(I[n]，Q[n])表达为(A[n]cosθ[n]，A[n]sinθ[n])，其中A和θ分别指示向量量值和相角，那么可通过应用有限差近似来导出以下表达式：

[0130] I[n]Q[n-1]-I[n-1]Q[n]＝A[n]A[n-1]sin(θ[n]-θ[n-1])。 (3) [0131] 如果假定θ较小，使得sinθ≈θ，那么表达式(3)左侧的量(即，当前与先前向量的叉积的量值)可取作频率误差的近似值。

[0132] 图9a展示误差计算器250的实施方案252的框图，所述实施方案252将误差信号S40的实施方案S42计算为(-I[n]Q[n-1]+I[n-1]Q[n])。图9b和9c展示替代实施方案254、256的框图，所述替代实施方案254、256根据以下各个表达式计算该值： [0133] -Im{(I[n]，-Q[n])×(I[n-1]，Q[n-1])}＝-I[n]Q[n-1]+I[n-1]Q[n]， (4) [0134] Im{I[n]，Q[n])×(I[n-1]，Q[n-1])}＝-I[n]Q[n-1]+I[n-1]Q[n]。 (5) [0135] 可应用类似表达式来基于额外符号向量(例如，包含向量I[n-2]，Q[n-2])计算误差信号S40。2003年7月10日公开的第2003/0128678号美国专利申请公开案(Subrahmanya等人)中描述了可用于计算包含+A和-A符号(例如，WCDMA发射分集模式中所使用)的导频信号的误差信号S40的类似表达式的实施方案。

[0136] 可了解，根据表达式(3)中的叉积取频率误差的近似值的精确度可依据向量的量值(即，信号强度)和相角变化的量值而变化。误差计算器250的其它实施方案根据例如以下(见2004年4月27日颁发的第6,728,301号美国专利(Chrisikos))表达式来依据符号向量计算频率误差：

[0137]

[0138] 此误差可能不如根据表达式(3)计算的频率误差那样依赖于向量量值或相角量值。

[0139] 已知各种优化方法来计算如表达式(6)左侧的反正切。举例来说，对于第一或第八八分象限中的任何角度(-45到+45度)，反正切可根据以下表达式近似到0.26度的最大误差：

[0140]

[0141] 其中因数1/4和1/32可容易地实施为逐位右移(见Richard Lyons的Another Contenderin the Arctangent Race，IEEE Signal Processing Magazine，2004年1月，第109-110页)。可通过将使用表达式(7)获得的值加上π而将第四或第五八分象限中的角度的反正切近似到相同精确度，同时可通过从π/2(-π/2)中减去使用表达式(7)获得的值将第二或第三(第六或第七)八分象限中的角度的反正切近似到相同精确度。 [0142] 在一些情况下，经解码符号S90可包含来自除导频信道以外的源的信息。举例来说，虽然长导频符号提供具有较少噪声的信道估计值，但可用较短导频符号获得较大频率范围。cdma2000信道上的导频符号包含64个码片，且在一些情况(例如，信号获取)下可能需要获得对应于较短导频符号的误差信号S40。在一种cdma2000应用中，误差计算器250计算原始导频符号向量与从前向同步信道解码的符号的向量的叉积的量值。误差信号S40的所得实施方案(其模拟使用长度为32的导频符号所导出的误差)在获取期间可能有用，如以较多噪声为代价提供增加的频率范围。误差计算器250的另外的实施方案基于经解码导频和非导频符号(例如，2003年5月8日公开的第2003/0087620号美国专利申请公开案(Sendonais)中所描述)和/或基于使经解码符号S90(可能包含经解码数据符号S250)与一个以上Walsh函数(例如，2001年12月11日颁发的第6,330,291号美国专利(Agrawal等人)中所描述)相关的结果来计算误差信号S40的实施方案。

[0143] 在“接收分集”应用中，接收器10包含各接收同一发射信号的不同实例的两个或两个以上天线。接收分集可实现加性高斯白噪声(AWGN)和衰落信道中的较好平均。在此类应用中，可通过包含本文描述的误差计算器250的一个以上实例的误差计算器来产生误差信号S40。图9d展示此类误差计算器的一个实例258的框图，其中误差计算器250的实例250a、250b基于经由不同各自天线接收到(且可能由不同RF前端和/或降频转换器处理)的相同信道(例如，具有相同扩展和覆盖代码)的实例来接收经解码符号S90a、S90b。在此实例中，对组合的误差信号求平均(相加，接着右移一个位)以获得相应的误差信号S40。

[0144] 在另一接收分集实例中，每一分集实例包含天线105、RF前端110、降频转换器120和基带处理单元200的相应实例。降频转换器120的各个实例的每一者经配置以基于频率参考S30接收一个或一个以上LO信号。由各个分集实例中的一者或一者以上(例如，全部)产生的误差信号S40可在组合器140中组合。或者，每一分集实例还可包含组合器140和第一增益与累积级150的相应实例，其中旋转信号S60的实例在本机施加，且其中旋转信号S60的各个实例经组合以输入到第二增益与累积级160(可能根据(例如) 信号强度进行加权)。此类配置也可适于包含如本文描述的基带处理单元的其它形式的实例的接收器分集应用，其中其它校正共同施加到各个分集实例。共同频率参考和/或共同频率和/或时间校正的这些原理也可适用于发射分集应用。

[0145] 还可调节误差信号S40以虑及发射分集，其中在一个以上天线上同时发射相关符号。举例来说，对应于使用正交发射分集(OTD)发射的CDMA信号的误差信号可左移一个位，且对应于使用空时扩展(STS)发射的CDMA信号的误差信号可左移两个位。在特定应用中，还可视需要限制(例如，通过饱和或截取元件)和/或移位误差信号S40，以供进一步处理。

[0146] 图10a展示基带处理单元200的另一实施方案200b的框图。在此实例中，指针220b的每一者接收旋转信号S60并基于旋转信号S60和复合信号S20来输出误差信号S40。
图10b展示指针220b的实施方案222b的框图，所述实施方案222b包含旋转器230(例如，图7所示及本文中所论述)。在此实施方案中，两个或两个以上(可能全部)指针的旋转器可共享一个查找表。

[0147] 组合器140接收误差信号S40并输出经组合误差S50。在一个实例中，组合器140包含加法器，其产生经组合误差S50作为误差信号S40的总和。在另一实例中，组合器140产生经组合误差S50作为误差信号S40的加权和，其中通过(例如)用于导出相应误差信号S40的信号的强度的测量值(例如，所接收信号强度指示或RSSI)来对每一误差信号S40进行加权。举例来说，组合器140可实施为最大比率组合器。组合器140的加法器或相加器可实施为饱和加法器。组合器140还可经实施以将输入或输出值填补、截取和/或四舍五入为所需格式或宽度。

[0148] 组合器140可接收对应于每一指针220的指示指针是否处于锁定状态的锁定信号(例如，来自指针或来自搜索器210)。在锁定信号具有值1(处于锁定状态)或0(脱离锁定状态)的情况下，组合器140可将每一锁定信号作为增益因数施加到相应的误差信号S40。对于(例如)根据相应的信号强度对误差信号S40进行加权的组合器140的实施方案，可向来自脱离锁定状态的指针的误差信号S40分配权值0。

[0149] 第一增益与累积级150根据一个或一个以上增益因数定标经组合误差S50，并基于当前状态与一个或一个以上先前状态的累积而输出旋转信号S60。可根据回路滤波器设计的原理来实施第一增益与累积级150。图11a展示输出旋转信号S60的实施方案S62的第一增益与累积级150的实施方案152。此实例中的累积器包含延迟元件(例如，寄存器)和加法器(其可为饱和加法器)。旋转信号S60(例如)在由基带处理单元200和 /或第二增益与累积级160施加之前还可经进一步定标、移位和/或反转。

[0150] 由第一增益与累积级150施加的第一增益因数可包含固定增益因数和可调节增益因数。图11b展示第一增益与累积级150的实施方案154，其中乘法器施加可调节(例如，可编程)增益因数G10，且移位器170施加固定增益因数。在一个此类实例中，固定增益因数实施为左移，之后施加可调节增益因数。可根据所需回路特性选择固定增益因数(例如，以获得所需跟踪速度或带宽，以确保稳定性和/或衰减等)。

[0151] 可调节增益因数可实施为可编程值，例如八位无符号整数值，但可使用其它值(有符号和/或浮点)。或者，可调节增益因数可实施为在两个或两个以上值(其每一者可为固定或可编程的)中进行选择。接收器10的控制电路或处理器可经配置以编程或选择可调节增益因数，且可使用不同的增益值(例如，不同的固定和/或可调节增益因数)来实现不同操作模式中所需的特性(例如，较大增益因数用于获取模式，且较小增益因数用于跟踪模式)。通常，较大增益因数将导致较快跟踪。还可能需要获得提供用于旋转控制回路的足够快的转换速率的增益因数。举例来说，可能需要获得一增益因数，其为旋转控制回路提供足够大(例如，鉴于旋转器230的分辨率)以致能够防止预期多普勒误差范围内的跟踪损失的带宽。

[0152] 可能需要将与施加到另一所接收实例的旋转不同的旋转施加到所接收信号实例中的一者或一者以上。与各个信号实例相关联的频率误差通常将由于(例如)与相应传播路径相关联的不同多普勒误差的缘故而不同。在一些情况下，与不同所接收实例相关联的多普勒误差甚至可能具有不同符号。可能需要根据所述指针所观察到的特定频率误差来旋转所接收实例，而不是施加基于由其它指针计算出的频率误差的校正。 [0153] 图12a展示指针220的实施方案220c，其包含旋转器230的实例。指针220c还包含第一增益与累积级150的实例，其经配置以计算基于误差信号S40的旋转信号S60的实施方案S60I。指针220c经配置以输出旋转信号S60I(例如，如本文所描述输出到组合器142)，且还将旋转信号S60I施加到旋转器230。

[0154] 图12b展示基带处理单元200的实施方案200c，其包含指针220c的多个实例，每一实例经配置以输出旋转信号S60I的相应实例。图12c展示频率控制单元130的实施方案134的框图，所述实施方案134包含组合器142，其经配置以计算基于旋转信号S60I的旋转信号S60的经组合实施方案S60C。在一些应用中，组合器142可实施为加法器，其经配置以计算旋转信号S60I的总和。在其它应用中，组合器142可实施为乘法器与加法器的阵列，其经配置以计算旋转信号S60I的加权和，其中通过相应所接收实例的强度的 测量值来对每一信号S60I进行加权。

[0155] 由旋转器230施加的以及输出到组合器142的旋转信号S60I的型式之一可能是另一型式的经定标、截取或选通型式。举例来说，旋转器230可施加信号S60I的全解析型式，而组合器142可将各个旋转信号S60I的经截取型式进行组合。

[0156] 频率控制单元134包含第二增益与累积级160的实例，其经配置以基于经组合旋转信号S60C计算振荡器控制信号S70的实例。在另一实施方案中，频率控制单元130经配置以选择对应于最强所接收实例的旋转信号，且第二增益与累积级160经配置以基于此选定的信号计算振荡器控制信号S70。

[0157] 第二增益与累积级160根据一个或一个以上增益因数定标旋转信号S60，并基于当前状态与一个或一个以上先前状态的累积而输出振荡器控制信号S70。可根据回路滤波器设计的原理来实施第二增益与累积级160。图13a展示输出振荡器控制信号S70的实施方案S72的第二增益与累积级160的实施方案162。此实例中的累积器包含延迟元件和加法器(其可为饱和加法器)。振荡器控制信号S70(例如)在施加到VFO 190之前还可经进一步定标、移位和/或反转。

[0158] 由第二增益与累积级160施加的第二增益因数可基于例如旋转回路的转换速率、对于残余VFO误差的GPS敏感性、搜索进度表和/或另一链(例如，反向链路或发射链)的要求等标准。可能需要获得VFO回路的带宽，其足够小以致能够滤出多普勒以及衰退相关动态特性，且足够大以致能够跟踪温度瞬变。

[0159] 第二增益因数可实施为固定增益因数与可调节增益因数的组合。图13b展示第二增益与累积级160的实施方案164，其中移位器180施加固定增益因数且乘法器施加可调节(例如，可编程)增益因数G20以产生振荡器控制信号S70的实施方案S74。在一个此类实例中，固定增益因数实施为在施加可调节增益因数之前右移。可根据所需回路特性选择固定增益因数(例如，以获得所需跟踪速度或带宽，以确保稳定性和/或衰减等)。举例来说，可能需要在VFO回路中实现强衰减的响应。可调节增益因数可实施为可编程值，例如八位无符号整数值，但可使用其它值(有符号和/或浮点)。或者，可调节增益因数可实施为在两个或两个以上值(其每一者可为固定或可编程的)中进行选择。接收器10的控制电路或处理器可经配置以编程或选择可调节增益因数，且可使用不同的增益值(例如，不同的固定和/或可调节增益因数)来实现不同操作模式中所需的特性(例如，较大增益因数用于获取模式，且较小增益因数用于跟踪模式)。通常，较大增益因数将导致较快跟踪。 [0160] 可编程增益因数G10和G20中的一者或两者可实施为在许多预设值中进行选择。举例来说，可编程增益因数G20可实施为在低增益值与高增益值之间进行选择。图13c展示第二增益与累积级160的实施方案166a的框图，所述实施方案166a包含经配置以根据控制信号S100在低增益因数G30与高增益因数G40之间进行选择的选择器，且还可包含移位器180。接收器10的控制处理器或电路可经配置以经由控制信号S100动态地选择高增益因数G40，例如当需要将更多的频率误差的拉入VFO回路中时。可根据计时器和/或在GPS接收操作时执行这种选择。还可根据与高级前向链路三边测量(AFLT)操作有关的VFO误差要求来执行这种选择。

[0161] 可能需要禁用或冻结VFO回路，同时允许旋转器回路运作。举例来说，可能需要仅当旋转器回路上的残余误差达到或超过阈值时才更新振荡器控制信号S70的值。图13d展示第二增益与累积级160的实施方案166b的框图，所述实施方案166b经配置以产生振荡器控制信号S70的实施方案S76b。在此实例中，低通滤波器410经配置以输出旋转信号S60的长期平均值。滤波器410可实施为一阶或其它低阶FIR或IIR滤波器。

[0162] 比较器460经配置以依据旋转信号S60的平均值与阈值T10之间的关系来输出具有高(1)或低(0)状态的控制信号C102。在此实例中，控制信号C102在平均值超过阈值T10时具有高状态，否则具有低状态。在另一实例中，控制信号C102在平均值小于阈值T10时具有低状态，否则具有高状态。

[0163] 乘法器510可实施为“与”门，其经配置以根据控制信号C102的状态而选通旋转信号S60。举例来说，在旋转信号S60具有n位宽度的情况下，乘法器510可实施为n个双输入“与”门的成组阵列，其中每一门的一个输入接收旋转信号S60的相应位且另一输入接收控制信号C102。在第二增益与累积级的另一实施方案166b中，第二增益因数可施加在滤波器410和/或乘法器510的上游。

[0164] 低与高增益因数之间的选择可基于旋转信号S60。举例来说，当旋转信号S60的长期平均值超过阈值时，可选择高增益因数G40。此平均值可由旋转信号S60上低通滤波器的输出的量值指示，所述滤波器可实施为(例如)第一增益与累积级150或第二增益与累积级160的一部分。图13e展示第二增益与累积级160的实施方案166c的框图，在这一实施方案166c中根据旋转信号S60的长期平均值与阈值T20之间的关系在低增益因数G30与高增益因数G40中选择一个增益因数。

[0165] 可能需要限制VFO回路的转换速率。举例来说，某些事件可能导致旋转信号S60的值突然明显变化。此类事件的实例包含指针脱离锁定状态、具有不同多普勒误差的指针 获取锁定，以及接收器和发射器的相对速率突然发生较大变化。可能需要减小此类瞬变对振荡器控制信号S70的影响。

[0166] 图14a展示第二增益与累积级160的实施方案166d的框图。多工器440接收旋转信号S60的经定标型式以及由限制器420计算出的所述信号的转换速率受限型式。在一个实例中，限制器420经配置以向其输入信号的值施加上限和下限。可基于(例如)振荡器频率的变化速率的最大绝对值来选择此类界限，所述振荡器频率可以例如十亿分率(ppb)/秒为单位来表达。对于GPS应用，可能需要选择最大速率为6.4、3.2或1.6ppb/秒或更小。或者，可能需要按照赫兹来选择转换速率限度，例如5 kHz瞬时或平均限度。多工器440经配置以基于由逻辑区块430产生的控制信号C106的状态来选择其输入中的一者。 [0167] 图14b展示逻辑区块430的一个实施方案的框图。量值计算区块450经配置以计算旋转信号S60的经定标型式的量值。比较器460和470经配置以将量值与各自阈值T30a和T30b进行比较，且RS锁存器480经配置以基于量值与阈值的每一者之间的关系输出控制信号C106。在此实例中，控制信号C106的值当量值超过阈值T30a时为高，且当量值不超过阈值T30b时为低，且否则不变化。可能需要选择大于预期振荡器频率漂移(oscillator drift)的高阈值T30a的值，同时可根据所需灵敏度选择低阈值T30b。第二增益与累积级
166d还可经配置使得可启用或禁用转换速率限制操作。举例来说，可能需要在GPS接收期间启用转换速率限制，且在另外情况下禁用此类操作。

[0168] 注意到，基于旋转信号S60执行控制功能的第二增益与累积级160的实施方案(例如，如图13c、13d、13e或14a所示的实施方案)可经配置以对旋转信号S60的经定标或截取型式执行控制功能。

[0169] 在接收器10的一些实施方案中，第一和第二增益与累积级的一者或两者可实施为累积器，且/或此级中的增益元件可实施为移位。

[0170] 可能需要配置第一和第二增益与累积级的增益因数，使得可在两个回路之间可靠地分离多普勒和温度误差。举例来说，可能需要维持回路的带宽之间大体恒定的比率。适宜的带宽比率可在10到1000的范围内，其中值100对于至少一些应用来说是合乎需要的。或者，可能需要维持两个回路的时间常数之间大体恒定的比率。适宜的时间常数比率可在
0.2到20的范围内，其中值2对于至少一些应用来说是合乎需要的。在另一替代实施例中，可能需要维持VFO回路的大体恒定的带宽或时间常数。VFO回路的适宜的时间常数可在0.2到20秒的范围内，其中2秒的值对于至少一些应用来说是合乎需要的。

[0171] 如上文注意到，由误差计算器250计算出的误差信号S40可取决于所接收信号的量值。在频率控制单元132的一些实施方案中，内部(旋转)回路的增益可以Ec/Io(每码片的导频能量与所接收的信号和噪声总计功率的比率)定标，使得回路响应随着信号强度增加而变快，而外部(VFO)回路的主导极可能对信号强度不敏感。在此情况下，两个回路之间的带宽比率可随着信号强度而变化。

[0172] 此变化的可能影响是，每一回路中得到补偿的频率误差的量的比率根据信号强度而显著变化。可能需要避免这种影响。举例来说，可能需要在Ec/Io值的预期范围上实现两个回路的大体恒定带宽比率(例如，在100％、50％或10％的范围内)。在一个应用中，此Ec/Io值的范围(例如，从单个指针的锁定阈值到所有指针的饱和状态)具有约-28到约0dB的范围。在一个应用中，旋转回路带宽与VFO回路带宽的比率约为10，但视所需应用的需要而定，可选择任何其它比率(例如，大于或小于1)。

[0173] 第二增益与累积级160可经实施以包含信号相依增益因数。举例来说，可根据信号强度(例如，能量)的测量值对第二增益因数进行定标。图15a展示第二增益与累积级160的另一实施方案168，其基于定标因数G30输出振荡器控制信号S70的实施方案S78。 [0174] 定标因数G30可经实施以类似如误差计算器250观察到的信号相依定标(例如，作为当前和先前样本向量的量值的乘积)。举例来说，定标因数G30可实施为所接收信号能量的指示或近似值。图15b展示定标因数计算器185的框图，所述定标因数计算器185将定标因数G30的实施方案G32计算为当前I和Q值的平方的总和。在其它实施方案中，适当的定标因数可能已经可利用(例如，作为针对相应指针计算出的RSSI值)。在一些应用中，可能需要改为使用邻近符号(例如，当前和先前符号)的点积：例如，如果此值已经可利用的话。第二增益与累积级168还可包含移位器180，而在一些实施方案中，施加定标因数G30作为移位可能已足够。

[0175] 在频率控制单元130的一些应用中，可能需要将旋转控制回路与VFO控制回路去耦。举例来说，可能需要将VFO回路与旋转回路的量化噪声隔离(例如，在VFO 190的分辨率(以Hz/LSB计)比旋转器230的分辨率精细的情况下)。经去耦的配置可能更易于设计和分析、更灵活且/或更易适于例如获取等特殊情况。在此配置中，可很大程度上独立于彼此而选择两个回路的增益因数，使得可实施回路之间的任意带宽比率。 [0176] 图16a展示可用于经去耦配置中的基带处理单元300的实施方案300b的框图。基带处理单元300b包含指针220的一组实施方案220d，每一实施方案输出基于所接收信号的相同实例的两个误差信号S40a和S40b。误差信号S40a指示已向信号施加旋转之后剩 余的频率误差，而误差信号S40b指示未旋转信号中的频率误差。

[0177] 图16b展示频率控制单元130的实施方案136的框图，所述实施方案136包含组合器140的两个实例140a、140b。频率控制单元136经配置以基于误差信号S40a计算旋转信号S60的后续状态。频率控制单元136还经配置以基于误差信号S40b计算振荡器控制信号S70的后续状态。

[0178] 图17展示指针220d的实施方案222d的框图。指针222d包含解码器240的两个实例和误差计算器250的两个实例。在第一信号路径中，解码器240a对经旋转信号S80进行解码，且误差计算器250a计算误差信号S40a，如上文相对于指针222b所描述。在第二信号路径中，解码器240b对复合信号S20进行解码，且误差计算器250b计算误差信号S40b。误差计算器250a和250b可以类似方式实施，且甚至可实施为在不同时间在不同情境中应用的相同结构和/或指令组。或者，误差计算器可实施为不同结构和/或指令组，在此情况下，第一和第二增益与累积级的一者或两者可经配置以补偿误差计算器的响应之间的差异。

[0179] 指针222d的两个解码器经配置以根据相同偏移信号S210对其输入信号进行解码。在此情况下，误差计算器250a计算经旋转信号S80的频率误差特性，而误差计算器250b计算(未旋转)复合信号S20的频率误差特性。可了解，在指针222d中，误差信号S40b不受旋转信号S80的变化的影响。

[0180] 还可了解，可使用如本文描述的其它指针结构来实现旋转与振荡器控制回路的类似去耦。举例来说，图18a展示基带处理单元300的另一实施方案300c的框图，所述实施方案300c包含一组指针220e，每一指针220e经配置以计算误差信号S40a和S40b。图18b展示指针220e的实施方案222e的框图。

[0181] 同样，图19a展示计算误差信号S40b的指针220c的实施方案222f的框图，且图19b展示频率控制单元136的实施方案136a的框图，其中基带处理单元300的实施方案
300d包含经配置以计算误差信号S40b的一组指针222f。

[0182] 在一些指针结构中，将未旋转信号供应到解码器可能不可行。在此类情况下，可通过计算基于退旋符号的振荡器控制回路的频率误差来实现旋转与振荡器控制回路的有效去耦。图20展示频率控制单元130的实施方案138的框图。基带处理单元300的实施方案310接收复合信号S20(其可处于基带或附近)和旋转信号S60，并基于这两个输入而输出多个误差信号S40。基带处理单元310还基于退旋信号S360输出多个误差信号S340。组合器140将误差信号S40进行组合以获得经组合误差S50，且组合器340将误差信号 S340进行组合以获得经组合误差S350。基于经组合误差S50，第一增益与累积级150的实施方案350产生旋转信号S60和退旋信号S360。第二增益与累积级160的实施方案360基于经组合误差S350产生振荡器控制信号S70的实施方案S74。

[0183] 图21a展示基带处理单元310的实施方案310a的框图，所述实施方案310a包含多个指针320a。指针320a的每一者是如本文描述的指针220a的实施方案，其也经配置以基于退旋信号S360输出相应的误差信号S340。

[0184] 图21b展示指针320a的实施方案322a的框图。旋转器330根据退旋信号S360旋转经解码符号S90以产生经退旋符号S390。旋转器330可根据如本文描述的旋转器230的实施例来实施，且可使用与旋转器230相同的查找表。在一个实例中，使用专门硬件元件(例如，乘法器)来实施旋转器230，而旋转器330实施为在逻辑元件(例如，微处理器或数字信号处理器)的阵列上执行的多个例行程序之一。

[0185] 误差计算器350是如本文描述的误差计算器250的实施方案，其基于经退旋符号S390来计算误差信号S340。误差计算器250和350可以类似方式实施，使得误差信号S40和S340对信号强度具有类似相依性。在此实施例中，即使误差信号S40随着信号振幅而变化，也可保持旋转控制回路与VFO控制回路之间的带宽比率。

[0186] 图22a展示基带处理单元310的另一实施方案310b的框图。在此实例中，指针320b的每一者是如本文描述的指针220b的实施方案，其也经配置以基于退旋信号S360输出相应的误差信号S340。图22b展示指针320b的实施方案322b的框图，所述实施方案
322b包含旋转器330，其经配置以根据退旋信号S360旋转经解码符号S90以产生经退旋符号S390。在一个实例中，使用专门硬件元件(例如，乘法器)来实施旋转器230，而旋转器
330实施为在逻辑元件(例如，微处理器或数字信号处理器)的阵列上执行的多个例行程序之一。基带处理单元300的实施方案的指针中的两者或两者以上(可能全部)的旋转器可共享一查找表。

[0187] 第一增益与累积级350是如本文描述的第一增益与累积级150的实施方案，其经配置以基于旋转信号S60的先前状态来输出退旋信号S360。图23a展示第一增益与累积级350的实施方案352的框图，且图23b展示第一增益与累积级350的实施方案354的框图。

[0188] 组合器340是如本文描述的组合器140的实施方案。如果组合器140通过对误差信号S40进行加权来计算经组合误差S50，那么组合器340可能需要将类似的相应权数施加到其输入信号(例如，误差信号S340)来计算其输出(例如，经组合误差S350)。第 二增益与累积级360是如本文描述的第二增益与累积级160的实施方案，其中第二增益因数是根据(例如)所需的VFO回路响应而选择的。

[0189] 基带处理单元310的其它实施方案可基于复合信号S20的未旋转型式获得误差信号S340。举例来说，此单元可包含具有解码器240的实例的指针，所述解码器240的实例对来自未通过旋转器230的一种型式的复合信号S20的符号进行解码(例如，基于各个偏移信号S210的当前或先前型式)，其中各个误差计算器350经配置以基于这些未旋转的经解码符号来计算误差信号S340。

[0190] 可能需要使用替代配置来实现旋转与VFO控制回路的有效去耦。举例来说，可能需要获得适于输入到第二增益与累积级360的误差信号(例如，类似或等效于经组合误差S350)而不执行每指针退旋操作或额外的每指针解码操作。此实施方案可包含对一个或一个以上经组合信号(例如，经组合误差S50)执行退旋操作，而不是执行经解码符号S90的每指针旋转。

[0191] 在接收器10的一些应用中，可能需要临时防止振荡器控制信号S70改变VFO 190的输出。举例来说，可能需要在基于频率参考S30执行另一操作期间抑制此变化，所述另一操作例如为经由接收器10的另一RF链接收或发射信号(例如，GPS信号接收)。可通过将振荡器控制信号S70设定为零，通过将对第二增益与累积级160的输入设定为零和/或通过防止对如本文所描述而配置以接收振荡器控制信号S70的控制寄存器进行更新(例如，通过对控制寄存器的写入启用信号解除断言)，来实现此控制。在此类应用中，可能需要允许继续对VFO 190进行温度补偿。

[0192] 可通过计时器或在执行接收(例如，GPS接收)或发射操作时启始防止振荡器控制信号S70改变VFO 190的输出的模式。还可在检测到旋转信号S60上的较大变化时启始此模式(例如，以阻止额外误差进入VFO回路)，但防止VFO回路中误差的补偿可能不利地影响跟踪RF信号S10的能力(例如，如果频率误差将超过旋转回路的转换速率)。此变化可由旋转信号S60上低通滤波器的输出的量值指示，所述滤波器可实施为(例如)第一增益与累积级150或第二增益与累积级160的一部分。进入此模式的时序或控制决策可基于(例如)旋转控制回路的残余误差的量值、GPS接收链对于残余VFO误差的敏感性、一个或一个以上搜索进度表和/或接收器10的另一RF链(例如，发射或其它接收链)的要求。 [0193] 如本文中注意到，接收器10可包含接收链，其相对摆脱了由于接收器的移动(例如，GPS接收链)而引起的多普勒误差。然而，随着时间的过去，VFO控制回路可开始补偿 稳态多普勒误差。在一些应用中，对VFO 190的频率控制可能需要临时基于不同于振荡器控制信号S70的信号(例如，以从VFO回路中清除此多普勒误差)。举例来说，可能需要将对VFO 190的控制切换到从另一接收链(例如，GPS接收链)导出的信号。可在检测到旋转信号S60上的较大变化速率时，在执行GPS接收操作时和/或根据计时器启始此模式。 [0194] 如本文所描述，可使用双回路频率控制配置将平均多普勒频率误差与VFO误差分离。然而，同样可能需要补偿其它频率误差。举例来说，除了平均多普勒误差外，接收链还可经历路径特定多普勒误差。在接收器10正高速移动(例如，在快速汽车中或在高速火车上)的情况下，和/或当复合信号S20包含从相反方向(例如，从接收器10正朝着移动的方向，以及从相反方向)接收的信号时，不同指针可经历差异很大的多普勒误差。 [0195] 在其中至少一个指针包含旋转器的实施方案的另一应用中，此指针接收指示对于所述指针特有的频率误差(例如，多普勒误差)的补偿的额外旋转信号。因此，施加到多路径实例的实际旋转除旋转信号S60以外还可基于其它因素。此类额外补偿可由相应的旋转器230施加(例如，可与针对所述指针的旋转信号S60进行组合)，且/或信号路径可包含旋转器230的另一实例以施加此额外旋转。施加到指针的退旋信号S360可能需要解决(例如，也去除)此额外旋转。

[0196] 在另一应用中，可临时禁用复合信号S20根据旋转信号S60的旋转。举例来说，如果需要使用旋转器230来进行另一任务(例如，以(例如)在接收器10高速移动期间补偿路径特定多普勒误差)，那么可使用此禁用。可能需要在接收器10的另一RF链非现用的周期期间进入此模式。

[0197] 在旋转禁用的此类应用中，可将经组合误差S50导向第二增益与累积级160以用于VFO控制，或者可重新引导第一增益与累积级150的输出(例如，旋转信号S60)以使其充当振荡器控制信号S70，其中相关级可能经配置以施加不同的固定和/或可调节增益因数。或者，可在此类应用期间将对VFO回路的控制切换到具有增益与累积级的另一实例的并行分支(例如，接收经组合误差S50和输出振荡器控制信号S70)。此模式的实施方案可包含(例如)将旋转信号S60设定为零，或另外防止旋转器230基于旋转信号S60而施加旋转。对于包含退旋信号S360的实施方案，在此类应用中还可能需要将退旋信号S360也设定为零，或另外防止旋转器430施加退旋信号S360。

[0198] 在如图1b所示的接收器12的一个应用中，RF前端110a经配置以接收CDMA信号，且所述接收器经配置以从CDMA信号中导出振荡器控制信号S70。在此接收器的另一应 用中，RF前端110a经配置以接收GPS信号，且所述接收器经配置以从GPS信号中导出振荡器控制信号S70。

[0199] 在接收器12的另一应用中，降频转换器120a经配置以将基于CDMA信号的复合数字信号输出到频率控制单元130的实例130a，且降频转换器120b经配置以将基于GPS信号的复合数字信号输出到频率控制单元130的实例130b。频率控制单元130a、130b的每一者经配置以基于各个复合数字信号来计算振荡器控制信号S70的实例，且所述接收器包含经配置以确定将振荡器控制信号S70的哪一实例施加到VFO 190的决策逻辑。 [0200] 所述接收器可经配置以根据接收器的操作模式选择振荡器控制信号S70的实例。在一个此类实施方案中，对应于GPS信号的S70的实例用于在GPS接收期间控制VFO 190，且对应于CDMA信号的S70的实例用于其它方面。或者，所述选择可基于GPS和CDMA信号的相对强度，且可根据时间间隔或其它事件来动态地再评估所述选择。举例来说，在开放的户外空间中，基于GPS信号的所接收实例可比CDMA信号的最强所接收实例具有更多的信号能量，且所述接收器可经配置而以此为基础选择对应于GPS信号的S70的实例。 [0201] 图24展示根据一实施例的接收器的框图，其中两个降频转换器120a、120b的每一者将复合数字信号输出到各自频率控制单元。频率控制单元130a经配置以计算从复合信号S20a中导出的旋转信号S60。频率控制单元130b(其可根据如本文描述的频率控制单元130的实施方案的任一者来实施)经配置以计算从复合信号S20b中导出的振荡器控制信号S70。在一些应用中，频率控制单元130b经实施以仅包含一振荡器控制回路。在一个实例中，从CDMA基站接收RF信号S10a，且从GPS SV接收RF信号S10b。

[0202] 如本文中注意到，频率参考S30还可充当接收器10的时间参考。由降频转换器120使用以产生数字信号S20的取样时钟(例如)可从频率参考S30中导出。因此，频率参考S30的频率中的误差还可导致复合信号S20的时序的误差。虽然可通过相应地旋转复合信号S20的值来减小或校正复合信号S20中的频率误差，但此旋转对于校正时序的误差并不有效。实施例包含以下配置：施加从具有第一载波频率的第一RF信号导出的时序信息来减小或校正基于第一RF信号的数字信号中的时序误差，和/或减小或校正基于具有不同载波频率的第二RF信号的数字信号中的时序误差。

[0203] 一些配置经配置以对数字信号执行再取样从而校正时序误差。图25a展示指针222b的实施方案224b的框图，所述实施方案224b包含时间控制单元510，其经配置以基于经旋转信号S80来计算经再取样信号S85。图25b展示指针220c的实施方案224c的框 图，所述实施方案224c包含此时间控制单元510。图25c展示指针222a的实施方案224a的框图，所述实施方案224a包含时间控制单元510。

[0204] 时间控制单元510可经实施以包含延迟锁定回路(DLL)。图26a展示时间控制单元510的实施方案512的框图。再取样器520接收数字信号(例如，经旋转信号S80或复合信号S20)并根据经滤波误差信号S520对所述信号进行再取样以产生经再取样信号S85。解码器240E和240L分别对经再取样信号的早期和晚期型式进行解码，并将经解码符号S90E、S90L输出到各自能量计算器530E、530L。能量计算器530的每一者经配置以(例如)将各自经解码符号流的能量的测量值计算为复合输入值的平方量值。回路滤波器540接收作为能量测量值之间的差的误差信号S510，并计算经滤波误差信号S520。回路滤波器540可实施为一阶或其它低阶IIR或FIR滤波器。举例来说，可根据如本文描述的第一增益与累积级150的实例来实施回路滤波器540。

[0205] 再取样器520可经配置以从过取样的输入流中进行选择。对于例如以m乘以码片速率的速率过取样的输入流，再取样器520可经配置以基于如根据经滤波误差信号S520修改的先前选择的样本的相对位置来选择和输出每一码片周期期间m个样本中的一者。再取样器520还可经实施以计算选定的样本附近的样本的平均值或加权平均值。或者，再取样器520可经配置以根据经滤波误差信号S520从两个或两个以上样本中计算内插值。可对以码片速率被取样的流或对过取样流执行此内插。

[0206] 解码器240E和240L经配置以根据码片周期的某一分数(例如，+/- 码片或+/- 码片)的偏移而分别执行经再取样信号S85的预先和延迟解码。在一个实施方案中，再取样器520经配置以将经再取样信号S85的早期和晚期型式输出到解码器240E、L。在此情况下，解码器可经配置以根据偏移信号S210对各个型式进行解码。在另一实施方案中，解码器240E和240L经配置以将偏移信号S210的各个早期和晚期型式施加到经再取样信号S85。

[0207] 频率控制单元130的实施方案还可经配置以施加旋转信号S60来减小或校正时序误差。图26b展示时间控制单元510的实施方案514的框图。在此实例中，再取样器520根据经滤波误差信号S520和旋转信号S60的加权和对数字信号进行再取样。在一个配置中，使用基于特定接收实例的频率误差的旋转信号S60，例如旋转信号S60I。在另一配置中，使用基于经组合频率误差的旋转信号S60，例如旋转信号S60C。

[0208] 图27a展示频率控制单元130的实施方案130t的框图。频率控制单元130t包含基带处理单元200的实施方案200t，所述实施方案200t包含如上文所描述耦合到一组指针 224a或224b的搜索器210。(频率控制单元130t的另一实施方案适于经配置以包含一组指针224c的基带处理单元200t)。基带处理单元200t经配置以基于来自指针的时间控制单元510的一个或一个以上误差信号(例如，经滤波误差信号S520)来输出相位校正信号S530。举例来说，相位校正信号S530可基于对应于最强所接收实例的经滤波误差信号S520，或者可以是来自现用(例如，锁定)指针的时间控制单元的误差信号的平均值或加权平均值。

[0209] 基带处理单元200t的指针可包含时间控制单元510的其它实施方案，其根据(例如)Sindhushayana的2003年10月2日公开的题为“FREQUENCY-TIMING CONTROL LOOPFOR WIRELESS COMMUNICATION SYSTEMS”的第2003/0186666号美国公开专利申请案中所描述的原理而配置。图27b展示第一增益与累积级150t的实施方案的框图，所述实施方案经配置以基于相位校正信号S530来计算旋转信号S60。在频率控制单元130的另一实施方案中，将相位校正信号施加到第一增益与累积级的这些原理与具有带有时间控制单元510的指针的基带处理单元300的实施方案一起使用。

[0210] 其它实施例经配置以根据从RF信号中导出的信息来调节取样过程的时序。图28展示包含频率控制单元130的实施方案P10的接收器的框图。频率控制单元P10(其可根据如本文描述的频率控制单元130的实施方案的任一者配置)经配置以将时序调节信号S550输出到时钟合成器S550。在一些配置中，时序调节信号S550是频率校正信号(例如，振荡器控制信号S70)，或者是从此类信号中导出的。在其它配置中，时序调节信号S550基于时间校正信号(例如，相位校正信号S530)，或者是从此类信号中导出的。 [0211] 振荡器O10经配置以输出频率参考S30的实施方案S34。振荡器O10可实施为可变频率振荡器190，或者实施为例如XO或TCXO的固定频率振荡器。时钟合成器550经配置以基于时序调节信号S550和频率参考S34而产生取样时钟信号CLK。举例来说，时钟合成器550可经配置以从频率参考S34中导出时钟信号，并根据时序调节信号S550来扩展或收缩所述时钟信号的周期。对于时钟合成器550实施为PLL的情况，时序调节信号S550可作为相位校正添加到回路中。对于时钟合成器550实施为动态M/N或M/N:D计数器(例如，颁予Filipovic等人的题为“Wireless Device with a Non-Compensated CrystalOscillator”的第11/269,360号美国专利申请案中所描述)的情况，时序调节信号S550可用于计算计数器的M和N的值。时钟合成器550还经配置以将取样时钟信号CLK施加到降频转换器
120(例如，施加到降频转换器120的一个或一个以上ADC或再取样器)。时钟合成器550可实施为一个或一个以上PLL或其它时钟产生电路，例如动态M/N或 M/N:D计数器。 [0212] 图29展示接收器的实例，其经配置以将时序调节信息从一个接收器链传递到另一接收器链。在此实例中，时钟合成器550将时钟信号CLK提供到降频转换器120b(例如，施加到降频转换器120b的一个或一个以上ADC或再取样器)。由频率控制单元P10计算出的时序调节信号S550是基于具有第一载波频率的RF信号S10a。根据时钟信号CLK，降频转换器120b经配置以产生基于RF信号S10b的复合信号S20b，所述RF信号S10b具有不同于第一载波频率的载波频率。在典型应用中，从CDMA基站接收RF信号S10a和S10b中的一者，且从GPS SV接收RF信号S10a和S10b中的另一者。

[0213] 如图29所示的接收器的另一实施方案是收发器，其包含(替代降频转换器120b或除降频转换器120b之外)升频转换器，所述升频转换器经配置以基于复合信号S20b并根据频率参考S34和时钟信号CLK来产生RF信号。

[0214] 如上文中注意到，如本文描述的发明原理可应用于其中振荡器自由振荡的配置。图30展示根据一实施例的接收器的框图，所述接收器包含经配置以产生频率参考S30的实施方案S36的固定频率振荡器O20(例如XO或TCXO)以及频率控制单元130的实施方案P20。频率控制单元P20(其可根据如本文描述的频率控制单元130的实施方案的任一者配置)经配置以输出频率控制信号S700。基于具有第一载波频率的RF信号S10a，频率控制信号S700与振荡器O20的频率误差相关。

[0215] 频率控制单元P20可经配置以转移基于长期平均频率误差的频率校正。举例来说，频率控制单元P20可经配置以转移与由于温度对频率参考S36的频率的影响而引起的频率校正有关的信息，并滤出由于多普勒效应而引起的RF信号S10a中的频率误差。 [0216] 基带处理单元P30经配置以根据频率控制信号S700产生基于RF信号S10b的基带数字信号S600。基带处理单元P30可根据如本文描述的基带处理单元200或300的实施方案的任一者配置。举例来说，基带处理单元P30可经配置以根据频率控制信号S700旋转复合信号S20b的样本。基带数字信号S600可包含例如本文描述的经解码数据符号S250的数据符号流。在一个实例中，从CDMA发射器接收RF信号S10b。在另一实例中，从GPS SV接收RF信号S10b。

[0217] 图31展示接收器的实施方案的框图，其中将如本文描述的第二增益与累积级160的实施方案的输出信号作为频率控制信号S700引导到基带处理单元P30。也可使用如本文描述的其它实施方案将时间校正信号(例如，相位校正信号S500)从一个接收器链的频率控制单元传递到另一接收器链的基带处理单元。

[0218] 如图31所示的接收器的另一实施方案是收发器，其包含(替代降频转换器120b或除降频转换器120b之外)升频转换器，所述升频转换器经配置以基于复合信号S20b并根据频率参考S36来产生RF信号。在此实例中，基带处理单元经配置以基于基带信号S600(例如，通过施加扩展代码)并根据频率控制信号S700(例如，通过施加旋转)来产生复合信号S20b。具有自由振荡的振荡器的接收器或收发器还可经配置以将频率控制信号S700(或基于频率控制信号S700的信号)施加到频率合成器，所述频率合成器将LO信号提供到如本文描述的升频转换器或降频转换器。在频率合成器包含(例如)PLL的情况下，频率控制信号S700或基于频率控制信号S700的信号可作为相位校正添加到回路中。 [0219] 提供所描述的实施例的以上陈述以使所属领域的技术人员能够制造或使用本发明。可能对这些实施例作出各种修改，且本文陈述的一般原理也可应用于其它实施例。举例来说，图32a和32b分别展示根据实施例的方法M100和M200的流程图。注意到，本文中(例如)通过描述结构实施例的操作而明确地揭示了此类方法以及额外方法的另外的型式。此类方法还可体现为可由包含逻辑元件(例如，处理器、微处理器、微控制器或其它有限状态机)的阵列的机器读取和/或执行的一个或一个以上指令集。

[0220] 在方法M100中，任务T110确定基于第一RF信号的信号(例如，复合信号S20)中的频率误差(例如，经组合误差S50)。任务T120基于频率误差获得第一和第二校正信号(例如，旋转信号S60和振荡器控制信号S70)。任务T130根据第一校正信号对所述信号进行处理(例如，旋转)。任务T140根据第二校正信号来发射或接收第二RF信号。另外的实施例包含基于第二校正信号产生一个或一个以上本机振荡器信号。

[0221] 在方法M200中，任务T210接收样本流(例如，复合信号S20)。任务T220基于样本流和旋转信号的第一状态获得多个频率误差。任务T230获得经组合误差(例如，基于所述多个频率误差中的一个以上频率误差)。任务T240计算旋转信号的第二状态(例如，基于经组合误差)。另外的实施例包含基于样本流产生振荡器控制信号。

[0222] 在包含例如加法、乘法和/或移位的操作的元件(例如，组合器140、旋转器230、误差计算器250)中，可使用固定门及信号路径，和/或与其它元件共享的门或信号路径，和/或可由例如微处理器或数字信号处理器的逻辑元件的阵列执行的指令(所述指令可包含与其它元件共享的例行程序)来实施此类操作。明确地预期，如本文描述的结构还可实施为用于执行指定操作的例行程序或指令集。

[0223] 在包含例如旋转器230、解码器240、误差计算器250等元件的一个以上实例的实施 例中，如本文描述的此类元件的不同实施方案的各个实例均可使用。举例来说，一实施例可能需要包含具有不同旋转角度分辨率的旋转器，或具有不同积分周期(其可相干或不相干)的解码器等。元件的单一硬件和/或软件实施方案还可(例如)在不同时间支持元件的一个以上实例。举例来说，组合器实施方案可在一个周期期间用作组合器140，且在另一周期期间用作组合器340。

[0224] 注意到，在附图中，仅为了举例和方便而指示元件和模块的边界，且所述边界不希望强加任何实体边界。接收器10的元件可实施在一个芯片中或一个以上芯片上。同样，频率控制单元130的元件可实施在一个芯片中或一个以上芯片上。在实施方案包含一个以上芯片的若干部分的情况下，所述芯片中的一者或一者以上还可支持一个或一个以上其它操作(例如，针对不同接收和/或发射路径的控制、处理、本机振荡器产生等操作)。 [0225] 所接收信号中的多普勒误差可导致载波多普勒误差和代码多普勒误差两者。为了实现成功的信号获取、跟踪、解调和/或产生，可能需要跟踪载波和代码多普勒两者。如本文所描述，实施例可经配置以施加一个或一个以上旋转来跟踪出频率误差(例如，载波多普勒误差)，并产生另一控制信号(例如，振荡器控制信号S70或频率控制信号S700)来跟踪出时间和/或频率中的剩余误差。产生这些校正的第一接收器链还可包含一个或一个以上时间跟踪回路(例如，一个或一个以上延迟锁定回路)以处理其所接收信号上的任何残余代码多普勒，且/或可采用一个或一个以上旋转信号来进行时间跟踪。第二接收器链可包含其自身的多普勒校正，但仍可受益于由第一接收器链施加的振荡器校正(例如，经由振荡器控制信号S70或频率控制信号S700)。

[0226] 如本文所描述，经配置以处理CDMA信号的频率控制单元130的实施方案可包含一个或一个以上旋转器或时间控制单元(例如，代码跟踪回路，如延迟锁定回路)，其经配置以校正所接收信号中的误差。从GPS SV接收的信号具有其自身的噪声源，且用于GPS接收的接收器链也可包含具有一个或一个以上旋转器或时间控制单元的频率控制单元130的实施方案。在一些情况下，可从例如位置确定实体(PDE)的外部来源可能在CDMA链路上接收GPS多普勒误差信息，且频率控制单元130的GPS实施方案可经配置以根据此信息来校正多普勒误差。

[0227] 如本文中注意到，频率参考S30还可充当接收器的时间参考。图33展示包含数字信号处理(DSP)单元D10的接收器20的框图，所述DSP单元D10经配置以基于复合信号S20产生数字基带信号SD10。DSP单元D10包含如本文描述的频率控制单元130的实施方案D130的实例，其实施为可由DSP单元D10执行的一个或一个以上指令集。DSP 单元D10可经配置以通过对由频率控制单元130的所述实例输出的符号流(例如，如参看图8b描述的经解码数据符号流)执行一个或一个以上操作(例如，解码、解交错和/或解压缩)来产生数字基带信号SD10。

[0228] 在此实例中，DSP单元D10经配置以从可变频率振荡器190接收频率参考S30。举例来说，频率参考S30或基于频率参考S30的时钟信号可施加到DSP单元D10的时钟输入。在另一实例中，DSP单元D10经配置以施加频率参考S30(或基于频率参考S30的时钟信号)来产生或检索一个或一个以上参考代码序列，并使用此类序列来获取或跟踪多路径实例和/或对由复合信号S20承载的符号进行解扩或解信道化。

[0229] 图34展示也包含DSP单元D10b的接收器20的实施方案22的框图，所述DSP单元D10b经配置以基于复合信号SD20b产生数字基带信号SD10b。举例来说，DSP单元D10b可经配置以执行如上所述的耙式接收器的操作。DSP单元D10b还可经配置以通过对经解扩和/或解信道化的符号流执行一个或一个以上操作(例如，解码、解交错和/或解压缩)来产生数字基带信号SD10b。

[0230] 在此实例中，DSP单元D10b经配置以从可变频率振荡器190接收频率参考S30。举例来说，频率参考S30或基于频率参考S30的时钟信号可施加到DSP单元D10b的时钟输入。在另一实例中，DSP单元D10b经配置以施加频率参考S30(或基于频率参考S30的时钟信号)来产生或检索一个或一个以上参考代码序列，并使用此类序列来获取或跟踪多路径实例和/或对由复合信号S20b承载的符号进行解扩或解信道化。

[0231] 图35展示接收器24的框图，其中固定频率振荡器O20将频率参考S36提供到代码和载波跟踪区块CCT1，其实施为经配置以在DSP单元D20上执行的一个或一个以上指令集并经实施以接收复合信号S20。代码和载波跟踪区块CCT1可包含如本文描述的一个或一个以上旋转回路和/或其它载波跟踪逻辑。代码和载波跟踪区块CCT1还可包含如本文描述的一个或一个以上延迟锁定回路和/或其它代码跟踪逻辑。在一个实例中，区块CCT1实施为频率控制单元130的实例。DSP单元D20可经配置以通过对基于复合信号S20的经解扩和/或解信道化的符号流执行一个或一个以上操作(例如，解码、解交错和/或解压缩)来产生数字基带信号SD20。在一些实施方案中，代码和载波跟踪区块CCT1经配置以输出经解扩和/或解信道化的符号流。

[0232] 代码和载波跟踪区块CCT1还经配置以从固定频率振荡器O20接收频率参考S36。举例来说，代码和载波跟踪区块CCT1可经配置以施加频率参考S36(或基于频率参考S36的时钟信号)来产生或检索一个或一个以上参考代码序列，并使用此类序列来获取 或跟踪多路径实例和/或对由复合信号S20承载的符号进行解扩或解信道化。 [0233] 图36展示接收器24的实施方案26的框图，所述实施方案26包含代码和载波跟踪区块CCT2，其实施为经配置以在第二DSP单元D20b上执行的一个或一个以上指令集，并经配置以接收基于第二RF信号S10b的第二复合信号S20b，所述第二RF信号S10b具有不同于RF信号S10a的载波频率。

[0234] 代码和载波跟踪区块CCT2经配置以从固定频率振荡器O20接收频率参考S36。举例来说，代码和载波跟踪区块CCT2可经配置以施加频率参考S36(或基于频率参考S36的时钟信号)来产生或检索一个或一个以上参考代码序列，并使用此类序列来获取或跟踪多路径实例和/或对由复合信号S20b承载的符号进行解扩或解信道化。

[0235] 接收器26包含代码和载波跟踪区块CCT1的实施方案CCT1a，其经配置以将频率控制信号S710输出到代码和载波跟踪区块CCT2。对于其中区块CCT1a实施为频率控制单元132的实例的实例，频率控制信号S710可实施为如本文描述的第二增益与累积级160的实施方案的输出信号。

[0236] 代码和载波区块CCT2可经配置以根据频率控制信号S710来旋转复合信号S20b的样本。在一个实例中，代码和载波区块CCT2实施为如本文描述的基带处理单元P30的实例。

[0237] 实施例可部分或整体实施为硬连线电路或实施为制造成专用集成电路的电路配置。实施例还可部分或整体实施为加载到非易失性存储装置中的固件程序，或者作为机器可读代码从数据存储媒体(例如，半导体或磁性随机存取存储器(易失性或非易失性、集成或可移除式)；磁性、光学或相变盘式媒体等)加载或加载到数据存储媒体中的软件程序，所述代码是可由逻辑元件(例如，微控制器、微处理器或其它数字信号处理单元，或有限状态机)的一个或一个以上阵列(不论此类阵列是单独的、集成的和/或内嵌式的)执行的指令。因此，本发明不希望限于上文展示的实施例，而是应符合与本文中以任何方式揭示的原理和新颖特征一致的最广泛范围。