可变增益放大电路、接收器以及接收器集成电路

摘要

在此公开了一种可变增益放大电路，其中第一和第二MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)的源极被连接到与电流源连接的公共连接点。输入信号被提供给第一和第二MOSFET的栅极。所述第一和第二MOSFET的漏极分别连接到第三和第四MOSFET的源极，而第三和第四MOSFET的漏极分别连接到两输出端，增益控制电压被提供给所述第三和第四MOSFET的栅极。当执行控制以便降低提供给所述第三和第四MOSFET的所述栅极的所述增益控制电压时，还执行其它控制，以便提高施加到所述第一和第二MOSFET的所述栅极的偏置电压。

权利要求

1.一种可变增益放大电路，其中

第一和第二金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET的源极连接到与电流源连接的公共连接点，输入信号被提供给所述第一和第二MOSFET的栅极，

所述第一和第二MOSFET的漏极分别连接到第三和第四MOSFET的源极，而所述第三和第四MOSFET的漏极分别连接到所述可变增益放大电路的两个输出端，增益控制电压被提供给所述第三和第四MOSFET的栅极，并且当执行控制以便降低提供给所述第三和第四MOSFET的所述栅极的所述增益控制电压时，还执行其它控制，以便提高施加到所述第一和第二MOSFET的所述栅极的偏置电压。

2.如权利要求1所述的可变增益放大电路，其中所述增益控制电压和所述偏置电压被控制，以便将在对所述第一和第二MOSFET的所述源极公共的所述连接点出现的电位保持在近似恒定的电平。

3.如权利要求1所述的可变增益放大电路，所述可变增益放大电路被实现为集成电路。

4.如权利要求1所述的可变增益放大电路，所述可变增益放大电路配备有补偿电路，用于使提供给所述第三和第四MOSFET的所述栅极的所述增益控制电压能抗由制造工艺变化引起的MOSFET特性变化。

5.一种可变增益放大电路，包括连接在所述可变增益放大电路的两个输出端之间的并联电路，作为包括多个差动可变增益放大器的并联电路，所述差动可变增益放大器的每个具有通过使用共射共基耦合彼此连接的第一、第二、第三和第四金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET，并且每个具有可控制的增益，其中所述第一和第二MOSFET的源极连接到与电流源连接的公共连接点，输入信号被提供给所述第一和第二MOSFET的栅极，

所述第一和第二MOSFET的漏极分别连接到所述第三和第四MOSFET的源极，而所述第三和第四MOSFET的漏极分别连接到所述两个输出端，增益控制电压被提供给所述第三和第四MOSFET的栅极，当控制被执行以便降低提供给所述第三和第四MOSFET的所述栅极的所述增益控制电压时，其它控制也被执行，以便提高施加到所述第一和第二MOSFET的所述栅极的偏置电压，以及所述电流源被控制，以便执行从所述可变增益放大器的特定的一个切换到所述可变增益放大器的另一个。

6.如权利要求5所述的可变增益放大电路，

其中所述输入信号按原样提供给所述可变增益放大器中的一个，但是在被衰减之后提供给所述可变增益放大器中的任何其它的一个。

7.如权利要求5所述的可变增益放大电路，

其中，对于所述可变增益放大器的每个，所述增益控制电压和所述偏置电压被控制，以便将在对所述第一和第二MOSFET的所述源极公共的所述连接点出现的电位保持在近似恒定的电平。

8.如权利要求5所述的可变增益放大电路，所述可变增益放大电路被实现为集成电路。

9.如权利要求5所述的可变增益放大电路，所述可变增益放大电路配备有补偿电路，用于使提供给所述第三和第四MOSFET的所述栅极的所述增益控制电压能抗由制造工艺变化引起的MOSFET特性变化。

10.一种接收器，其采用如权利要求1至9中的任一的所述可变增益放大电路，作为按照所述输入信号执行自动增益控制的高频放大器电路。

11.一种为接收器提供的集成电路，该集成电路采用如权利要求1至9中的任一的所述可变增益放大电路，作为按照所述输入信号执行自动增益控制的高频放大器电路。

说明书

可变增益放大电路、接收器以及接收器集成电路

技术领域

[0001] 本发明涉及一种可变增益放大电路、利用该可变增益放大电路作为具有AGC(自动增益控制)功能的高频放大电路的接收器、以及接收器IC(集成电路)。

背景技术

[0002] 已知具有一些小的失真的可变增益放大电路，如在下文中称作专利文献1的日本专利公开No.2005-312016的文件中公开的。该可变增益放大电路采用晶体管和/或MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)。在可变增益放大电路中采用的晶体管和/或MOSFET通过利用级联耦合互相连接。

[0003] 该可变增益放大电路具有如图21所示的配置的配置。例如，图21中所示的可变增益放大电路被用作TV调谐器中的高频放大器。该高频放大器具有AGC(自动增益控制)功能，以使输出信号电平对于比事先确定的电平更高的输入信号电平固定。

[0004] 在图21所示的典型的配置中，MOSFET 1和2通过利用共射共基耦合互相连接。具体来说，MOSFET 1的漏极连接到MOSFET 2的源极，并且MOSFET 1的源极连接到接地端。
MOSFET 2的漏极通过线圈L1连接到电压源+Vcc的电源线，并通过可变电容电容器Cv2连接到接地端。MOSFET 2的漏极还连接到输出端。

[0005] 输入信号通过变压器T1、可变电容电容器Cv1和电容器C1被提供给MOSFET 1的栅极。变压器T1的次级线圈和可变电容电容器Cv1形成调谐电路。

[0006] AGC电压Vagc被提供给MOSFET 2的栅极。MOSFET 2的栅极通过电容器Co连接到接地端。

[0007] 此外，在该典型的配置中，在电压源+Vcc的电源线和接地端之间，电阻器R1和MOSFET 3和4互相连接以形成串联电路。更具体地讲，MOSFET 3的源极连接到MOSFET 4的漏极。MOSFET 3的栅极连接到MOSFET 2的栅极，而MOSFET 4的栅极连接到MOSFET 1的栅极。

[0008] 在图21所示的典型的配置中，提供给MOSFET 2的栅极的AGC电压Vagc由在继该可变增益放大电路之后的级提供的电路产生。对于高于事先确定的电平的输入信号电平，AGC电压Vagc被减少。随AGC电压Vagc的减少，出现在MOSFET 1的漏极和源极之间的电压也减少，驱动MOSFET 1到三极管区。在该区，可变增益放大电路的增益开始减小并且该可变增益放大电路工作为可变增益放大器。具有图21所示的配置的可变增益放大电路被称为具有小失真的可变增益放大器。

发明内容

[0009] 顺便来说，图22是示出表示图21所示的可变增益放大电路的增益的变化和电流Id的变化的曲线的图，该电流Id流过可变增益放大电路中采用的MOSFET 1和2。所述变化由在可变增益放大电路上执行的增益控制引起。在图22的图中，水平轴表示AGC电压Vagc，在左手侧的垂直轴表示增益并且在右手侧的垂直轴表示电流。

[0010] 如图22所示，即使增益基本上从0dB减小到-20dB，电流Id也几乎不减小。

[0011] 因此，在其中输入信号电平的变化的范围宽的应用的情形中，图21所示的可变增益放大器以若干级彼此连接，以形成如在专利文献1中公开的多级可变增益放大电路。在从一个可变增益放大器切换到另一个时，可变增益放大器中选择的一个被关闭，而另一个被打开，以便按照输入信号的电平减少可变增益放大电路的增益。然而，在此情形中，消耗电流的电平以减少的增益不期望地增加到与前面提到的级的数量成比例的值，产生问题：可变增益放大器(或单级可变增益放大电路)以及多级可变增益放大电路的每个不是实现为IC(集成电路)的适合的电路。

[0012] 为了处理上述问题，本发明提供了一种可变增益放大电路，其能够有效防止消耗电流增加，以便即使在多个级提供的可变增益放大电路彼此连接也减少功耗，并且因此提供了一种实现为IC的适合的电路。

[0013] 为了解决上述问题，本发明提供了一种可变增益放大电路，其中：

[0014] 第一和第二MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)的源极连接到与电流源连接的公共连接点，

[0015] 输入信号被提供给所述第一和第二MOSFET的栅极；

[0016] 所述第一和第二MOSFET的漏极分别连接到第三和第四MOSFET的源极，而所述第三和第四MOSFET的漏极分别连接到两输出端，并且增益控制电压被提供给所述第三和第四MOSFET的栅极；以及

[0017] 当执行控制以便降低提供给所述第三和第四MOSFET的栅极的所述增益控制电压时，执行其它控制，以便提高提供给所述第一和第二MOSFET的栅极的栅极偏置电压。

[0018] 在上述配置中，当控制被执行以便降低提供给第三和第四MOSFET的栅极的增益控制电压时，第一和第二MOSFET操作在三极管区域，这降低了第一和第二MOSFET的增益。如上所述，当控制被执行以便降低提供给第三和第四MOSFET的栅极的增益控制电压时，其它控制被执行，以便提高施加到第一和第二MOSFET的栅极的栅极偏置电压，使得第一和第二MOSFET的导通电阻降低，有助于减少第一和第二MOSFET的增益。

[0019] 而且，当控制被执行以便降低提供给第三和第四MOSFET的栅极的增益控制电压时，其它控制被执行，以便提高施加到第一和第二MOSFET的栅极的栅极偏置电压，使得第一和第二MOSFET的导通电阻也如上所述被降低。因此，在第一和第二MOSFET的每个中的漏极和源极之间的电压也被降低，使得能够防止第一和第二MOSFET公共的源极电位降低。

[0020] 因此，即使使用采用MOSFET的电流源，也能够防止MOSFET工作在三极管区域。而且，用于调整由电流源产生的电流的控制能够作为增益控制的一部分被执行。

[0021] 而且，当按照如上所述的本实施例的可变增益放大电路在彼此连接的若干级被提供，以形成多级可变增益放大电路时，由电流源产生的电流可以被控制，以便在从一个可变增益放大器切换到另一个的过程中，关闭可变增益放大器中选择的一个，并且开启另一个，以便在宽范围的信号电平变化上执行增益控制，而由整个多级可变增益放大电路消耗的电流没有多少增加。因此，多级可变增益放大电路是实现为IC的适合的电路。

[0022] 按照本实施例，即使在若干级处提供为可变增益放大电路的单级可变增益放大电路彼此连接，以形成多级可变增益放大电路，也可以在信号电平变化的宽范围内执行引起小噪声和小失真的增益控制，而由整个多级可变增益放大电路消耗的电流没有多少增加。因此，单级和多级可变增益放大电路的每个是实现为IC的适合的电路。

附图说明

[0023] 从以下参照附图给出的对优选实施例的描述，本发明的这些和其它目的和特征将变得清楚，附图中：

[0024] 图1是显示按照本实施例的可变增益放大电路的等效电路的配置的图；

[0025] 图2是显示实现两级可变增益放大电路的实施例的典型配置的图；

[0026] 图3是在图2所示的实施例的描述中要涉及的解释性图；

[0027] 图4是在图2所示的实施例的描述中要涉及的另一个解释性图；

[0028] 图5是显示另一个实施例的另一个典型配置的图；

[0029] 图6是显示实施例的另一个典型配置的图；

[0030] 图7是显示根据本发明实施例、采用可变增益放大电路的TV调谐器的典型配置的解释性图；

[0031] 图8是显示根据本发明实施例、采用可变增益放大电路的TV调谐器的高频放大级的典型配置的解释性图；

[0032] 图9是显示作为根据本发明实施例的可变增益放大电路、在TV调谐器的高频放大级采用的第一典型的具体电路的解释性图；

[0033] 图10是显示根据本发明实施例的可变增益放大电路的典型的具体电路的解释性图；

[0034] 图11是显示特性曲线的图，每条曲线显示了根据本发明实施例的可变增益放大电路的增益变化；

[0035] 图12是显示特性曲线的图，每条曲线显示根据本发明实施例的改进的可变增益放大电路的增益变化；

[0036] 图13是显示根据本发明实施例的改进的可变增益放大电路的图；

[0037] 图14是显示实现由本发明提供的可变增益放大电路的实施例的另一个典型的具体电路的解释性图；

[0038] 图15是在图14所示的可变增益放大电路的描述中要涉及的解释性图；

[0039] 图16是在图14所示的可变增益放大电路的描述中要涉及的另一个解释性图；

[0040] 图17是在图14所示的可变增益放大电路的描述中要涉及的另一解释性图；

[0041] 图18是显示作为根据本发明实施例的可变增益放大电路的第一典型的具体电路的解释性图；

[0042] 图19是在图18所示的可变增益放大电路的描述中要涉及的解释性图；

[0043] 图20是在图18所示的可变增益放大电路的描述中要涉及的另一个解释性图；

[0044] 图21是显示在过去使用的典型的可变增益放大电路的图；以及

[0045] 图22是在图21所示的可变增益放大电路的描述中要涉及的解释性图。

具体实施方式

[0046] 通过参照附图解释各实施例，其每个实现按照本实施例的可变增益放大电路。

[0047] [原理的典型配置]

[0048] 图1是显示按照本实施例实现实施例的原理的等效电路的配置的图，该实施例实现单级可变增益放大电路100。如图1中所示，该单级可变增益放大电路100具有差动放大器的配置，该差动放大器采用通过利用共射共基耦合互相连接的第一、第二、第三和第四MOSFET 101、102、103和104。

[0049] 详细地说，第一和第二MOSFET 101和102的源极通过在具有电流镜像配置的电流源中采用的电流源MOSFET 105的漏极和源极，连接到与接地端连接的公共连接点。

[0050] 输入信号ei通过电容器111和112分别被施加到第一和第二MOSFET 101和102的栅极。此外，由可变电压源109产生的栅极偏置电压E1也通过电阻器113和114，分别被提供给第一和第二MOSFET 101和102的栅极。

[0051] MOSFET 106的栅极和漏极相互连接。其栅极和漏极相互连接的MOSFET被称为二级管连接的MOSFET。该MOSFET 106连接到可变电流源107以形成串联电路。也就是说，MOSFET 106和可变电流源107在电压源的电源线+Vcc和接地端之间形成合并在单级可变增益放大电路100中的串联电路。MOSFET 106的栅极和漏极公共的连接点连接到电流源MOSFET 105的栅极，以形成前述的具有电流镜像配置的电流源。

[0052] 第一MOSFET 101的漏极通过第三MOSFET 103的源极和漏极，连接到负载108的两端中的一个。出于同样原因，第二MOSFET 102的漏极通过第四MOSFET 104的源极和漏极连接到负载108的另一端。用此方法，第三和第四MOSFET 103和104的漏极用作单级可变增益放大电路100的差动输出端。

[0053] 第三和第四MOSFET 103和104的栅极接收由可变电压源110产生的增益控制电压E2。

[0054] 图1中所示的单级可变增益放大电路100的增益可以根据增益控制电压E2从最大增益状态中的最大值减少。接下来将解释该增益控制的操作。

[0055] 单级可变增益放大电路100的最大增益状态的偏置关系解释如下。栅极偏置电压E1等于第一和第二MOSFET 101和102的栅极源极电压Vgso和电流源MOSFET 105的饱和漏极电压的和。栅极源极电压Vgso是当电流Io/2流过第一和第二MOSFET 101和102的每个时、出现在第一和第二MOSFET101和102中的每个的栅极和源极之间的电压。电流Io/2是流过电流源MOSFET 105的电流Io的一半。电流源MOSFET 105的饱和漏极电压是在电流源MOSFET 105置于饱和状态下时、电流源MOSFET 105的漏极上出现的电压。(电流源MOSFET 105的饱和漏极电压因此是在第一和第二MOSFET101和102的源极共同的连接点出现的电压Es。)作为例子，取以下的典型值：E1＝0.85+0.5＝1.35V。

[0056] 而且，增益控制电压E2被设置在选择的电平，使得在第一和第二MOSFET 101和102中的每个的漏极和源极之间出现的电压是使MOSFET101和102处于饱和状态、并且使单级可变增益放大电路100的增益稳定的电压。以标记Ed表示第一和第二MOSFET 101和
102的每个的漏极电压。因此，增益控制电压E2等于Ed-Es(＞0.5V～0.7V)、漏极电压Ed和第三和第四MOSFET 103和104的栅极源极电压的和。作为例子，取以下的典型值：E2＝
1+0.9+0.5＝2.4V。

[0057] 为了从初始状态的最大增益状态的最大值中减去该增益，图1所示的单级可变增益放大电路100执行用于提高栅极偏置电压E1并降低增益控制电压E2的操作。

[0058] 此时，在单极可变增益放大电路100中，在第一和第二MOSFET 101和102公共的连接点出现的电位Es降低，并且只要电流源MOSFET 105的操作区域没有进入三极管区域，操作电流就保持不变。当电流源MOSFET 105的操作区域进入三极管区域时，在电流源MOSFET 105的漏极和源极之间的路径的阻抗降低，不满足差动放大器的操作条件。在差动放大器操作条件不满足的情况下，偶数阶失真更容易产生。因此，希望将在第一和第二MOSFET101和102的源极公共的连接点出现的电位Es维持在近似恒定值。

[0059] 随着增益控制电压E2的减小，当电位差(Ed-Es)变得等于使MOSFET 101和102的操作区处于三极管区域的值时，单级可变增益放大电路100的增益开始降低。此时，在第一和第二MOSFET 101和102的源极公共的连接点出现的电位Es如下给出：

[0060] Es＝Ed-((Io/2)×Ro)

[0061] 其中符号Ro表示第一和第二MOSFET 101和102的输出电阻。

[0062] 因此，为了将在第一和第二MOSFET 101和102的源极公共的连接点出现的电位Es维持在近似的恒定值，输出电阻Ro必须根据漏极电压Ed的降低而减少。为此，随着第一和第二MOSFET 101和102的定时进入三极管区域，栅极偏置电压E1被增加到比初始状态中的栅极偏置电压E1更大的值。

[0063] 随着第一和第二MOSFET 101和102的工作区置于三极管区域，按照在第一和第二MOSFET 101和102的每个的漏极和源极之间的电压确定单级可变增益放大电路100的增益。也就是说，按照(Io/2)×Ro确定单级可变增益放大电路的增益。换句话说，输出电阻Ro随着输入信号而变化，表现为输出电流变化。因此，用于提高栅极偏置电压E1和减少电阻Ro的操作同时还具有进一步降低差动放大器的增益的效果，导致了大的衰减量。

[0064] 如上所述，按照根据本实施例的单级可变增益放大电路100，用于如图21所示的有效地调整单端电路而不引起许多失真的被现场证明(field-proven)的方法，还可以在差动放大器的配置中被采用。因此，当维持低失真特性时，单级可变增益放大电路100能够减少操作电流，因此减少消耗的电流。

[0065] 利用该方法，如前所述，为了满足差动放大器的操作条件，重要的是将在第一和第二MOSFET 101和102的源极公共的连接点出现的电位Es保持近似恒定值。同时，将在第一和第二MOSFET 101和102的源极公共的连接点出现的电位Es保持近似恒定值的操作意味着，增益控制电压E2的值具有如下的更低极限：

[0066] E2＞Vgs+Es(条件等式1)

[0067] 如果增益控制电压E2被减少到由上面条件设置的更低的极限，则在第一和第二MOSFET 101和102的源极公共的连接点出现的电位Es降低，此外，操作电流Io也降低。注意到，在条件等式1中使用的符号Vgs表示在第三和第四MOSFET 103和104的每个的栅极和源极之间出现的电压。

[0068] 因此，如果输入信号中的变化范围宽，要求大的衰减量，则难以将产生小失真的AGC施加到在一个级提供的可变增益放大器。为此，按照本实施例的单级可变增益放大电路100被置于多个级，作为可变增益放大器100，并且彼此连接以形成多级可变增益放大电路，并且在从一个可变增益放大器100切换到另一个的过程中，多级的可变增益放大器100中选择的一个关闭，而另一个打开。

[0069] 要注意到，为了消除尽可能多的失真，在从一个可变增益放大器100切换到另一个的过程中，关闭可变增益放大器100中所选择的一个和打开接下来的一个的时序被这样设置，使得下一个可变增益放大电路100通过尽可能地避免使用变为电流源MOSFET 105的三极管区域的操作区而被打开。在从一个可变增益放大器100切换到另一个中下一个可变增益放大电路100被打开之后，希望快速减少整个可变增益放大电路100的增益。

[0070] [典型的多级配置]

[0071] <第一典型配置>

[0072] 图2是示出实现具有两级配置的两级可变增益放大电路200的实施例的图。如图所示，两级可变增益放大电路200包括在第一级提供的第一可变增益放大器121和在第二级提供的第二可变增益放大器122。第一可变增益放大器121和第二可变增益放大器122每个具有与如图1所示的单级可变增益放大电路100相同的配置，并且执行与单级可变增益放大电路100相同的操作。要注意到，为了避免重复解释，在第一可变增益放大器121和第二可变增益放大器122中采用的组件，作为每个具有与在单级可变增益放大电路100中采用的其对应物相同的配置的组件，在图2中用与所述对应物的相同的参考标号来标注。使用相同参考标号的标注适用于在下面要描述的所有其它典型配置。

[0073] 在如图2所述的典型配置中，两级可变增益放大电路200包括AGC控制电路140。AGC控制电路140按照由两级可变增益放大电路200输出的信号，分别将第一和第二增益控制电压E21和E22提供给第一可变增益放大器121和第二可变增益放大器122。AGC控制电路140还按照由两级可变增益放大电路200输出的信号，分别将第一和第二栅极偏置电压E11和E12提供给第一可变增益放大器121和第二可变增益放大器122。此外，AGC控制电路140还按照由两级可变增益放大电路200输出的信号，分别将第一和第二电流源控制电压Ec1和Ec2提供给在第一可变增益放大器121和第二可变增益放大器122中采用的电流源MOSFET 105的栅极。

[0074] 详细地讲，AGC控制电路140将第一增益控制电压E21提供给在第一可变增益放大器121中采用的第三和第四MOSFET 103和104的栅极。出于同样理由，AGC控制电路140将第二增益控制电压E22提供给在第二可变增益放大器122中采用的第三和第四MOSFET103和104的栅极。在如图2所示的典型配置中，第三和第四MOSFET 103和104的栅极通过电容器108连接到接地端。

[0075] 提供给第一可变增益放大器121中采用的电流源MOSFET 105的栅极的第一电流源控制电压Ec1，确定流过电流源MOSFET 105的电流Io1。出于同样的理由，提供给在第二可变增益放大器122中采用的电流源MOSFET 105的栅极的第二电流源控制电压Ec2，确定流过电流源MOSFET 105的电流Io2。因此，在从第一可变增益放大器切换到另一个中，第一电流源控制电压Ec1和第二电流源控制电压Ec2还分别用作用于打开或关闭第一可变增益放大器121和第二可变增益放大器122的信号。

[0076] 在如图2所示的典型配置中，输入信号按原样没有衰减地被提供给在第一可变增益放大器121中采用的第一和第二MOSFET 101和102的栅极。然而，在被提供给在第二可变增益放大器122中采用的第一和第二MOSFET 101和102的栅极之前，输入信号通过用作用于衰减该输入信号的衰减器的电容器131、132和133被划分。

[0077] 详细地讲，在如图2所示的典型配置中，电容器131至133形成在两个输入端之间连接的串联电路。电容器131和132公共的连接点链接到在第二可变增益放大器122中采用的第一MOSFET 101的栅极，而电容器132和133公共的连接点链接到在第二可变增益放大器122中采用的第二MOSFET 102的栅极。

[0078] 基于按照输入信号由可变增益放大电路121输出的信号电平，AGC控制电路140产生第一增益控制电压E21，在从一个可变增益放大器切换到另一个中，该第一增益控制电压E21还用作用于打开或关闭第一可变增益放大器121的信号，该第一电流源控制电压Ec1用于控制由在第一可变增益放大器121中采用的电流源MOSFET 105产生的电流，以及施加到第一MOSFET 101和第二MOSFET 102的栅极的第一栅极偏置电压E11。出于同样原因，基于按照输入信号由可变增益放大电路122输出的信号电平，AGC控制电路140产生第二增益控制电压E22，在从一个可变增益放大器切换到另一个中，该第二增益控制电压E22用作用于打开或关闭第二可变增益放大器122的信号，该第二电流源控制电压Ec2用于控制由在第二可变增益放大器121中采用的电流源MOSFET 105产生的电流，以及施加到第一MOSFET101和第二MOSFET 102的栅极的第二栅极偏置电压E12。

[0079] 在如图2所示的典型配置中，如果输入信号的电平在事先确定的范围内，则一般来说，仅第一可变增益放大器121必须经历增益控制。预定的输入信号的电平范围是第一增益控制电压E21满足前面给出的条件等式1的范围。

[0080] 在如图2所示的典型配置中，当输入信号的电平超过事先确定的范围时，在从一个可变增益放大器切换到另一个中，第一可变增益放大器121被关闭，而第二可变增益放大器122被打开。

[0081] 图3是示出表示由AGC控制电路140提供给第一可变增益放大器121的第一增益控制电压E21、和由AGC控制电路140提供给第二可变增益放大器122的第二增益控制电压E22的典型的曲线的图。基于第一增益控制电压E21，由AGC控制电路140提供给第一可变增益放大器121中采用的电流源MOSFET 105的第一电流源控制电压Ec1被控制，以按照增益降低控制而升高。出于同样的理由，基于第二增益控制电压E22，由AGC控制电路140提供给第二可变增益放大器122中采用的电流源MOSFET 105的第二电流源控制电压Ec2被控制，以按照增益降低控制而升高。

[0082] 图4是示出表示电流Io1和Io2的典型曲线的图，该电流流过在第一可变增益放大器121和第二可变增益放大器122中采用的电流源MOSFET 105。

[0083] 要注意到，具有在前述的电容器131、132和133的衰减电路的衰减量，通过将输入信号的电平的变化范围纳入覆盖范围的最大值的考虑而确定。以满足条件等式1为前提，如果输入信号的电平的变化范围不能够被覆盖，则级的数目可以增加到3或更大的整数，以便解决所述问题。

[0084] 此外，在如图2所示的典型配置中，两级可变增益放大电路200的输出出现在在两级可变增益放大电路200的输出级的、反馈宽带放大器的差动输出(或电压输出)的输出端OUT1和OUT2之间。

[0085] 详细地讲，在如图2所示的典型配置中，第一可变增益放大器121和第二可变增益放大器122的每个的一个差动输出被提供给第一输出放大器201。提供给第一输出放大器201的差动输出，是出现在第一可变增益放大器121或第二可变增益放大器122中采用的第三MOSFET 103的漏极的输出。第一输出放大器201的输出被提供给如上所述的差动输出的输出端OUT1。另一方面，第一可变增益放大器121和第二可变增益放大器122的每个的另一个差动输出被提供给第二输出放大器202。提供给第二输出放大器202的另一个差动输出是在第一可变增益放大器121或第二可变增益放大器122的漏极出现的输出。第二输出放大器202的输出被提供给如上所述的差动输出的输出端OUT2。因为第一输出放大器
201的配置与第二输出放大器202的配置完全相同，所以在下面的描述中，在第二输出放大器202中采用的、与在第一输出放大器201中采用的它们的各自的对应物的组件相同的组件，用与所述对应物相同的参考标号标注。

[0086] 在第一和第二输出放大器201和202的每个中，p沟道MOSFET 211的漏极连接到n沟道MOSFET 212的漏极。P沟道MOSFET 211的源极连接到电压源+Vec的电源线，并且n沟道MOSFET 212的源极连接到接地端。P沟道MOSFET 211和n沟道MOSFET 212以所谓的CMOS连接彼此互补结合。

[0087] p沟道MOSFET 211的漏极和n沟道MOSFET 212的漏极公共的连接点，通过具有电阻器214和215以及MOSFET 216的源极和漏极的串联电路连接到接地端。电阻器214和215公共的连接点连接到p沟道MOSFET 211的栅极。MOSFET 216的漏极和电阻器215公共的连接点连接到n沟道MOSFET212的栅极。

[0088] 二极管连接的MOSFET 221和222以及电阻器223彼此连接，以在电压源+Vcc的电源线和接地端之间形成串联电路以便形成电流路径。形成电流源，以相对于电流路径的电流镜像连接提供MOSFET 216。也就是说，MOSFET 216的栅极连接到二极管连接的MOSFET222的栅极。

[0089] 从在第一可变增益放大器121和第二可变增益放大器122中采用的第三MOSFET103的漏极得到的一个差动输出，通过电容器213提供给在第一输出放大器201中采用的MOSFET 211的栅极、以及也在第一输出放大器201中被采用的MOSFET 212的栅极。MOSFET
211的漏极和MOSFET 212的漏极公共的连接点被取作差动输出电压的一个输出端OUT1。

[0090] 出于同样的理由，从在第一可变增益放大器121和第二可变增益放大器122中采用的第四MOSFET 104的漏极获得的另一个差动输出，通过电容器213被提供给在第二输出放大器202中采用的MOSFET 211的栅极、和也在该第二输出放大器202中被采用的MOSFET212的栅极。MOSFET 211的漏极和MOSFET 212的漏极公共的连接点被取做差动输出电压的另一个输出端OUT2。

[0091] 而且，在如图2所示的典型配置中，在第一输出放大器201中的输出端OUT1和第二输出放大器202的输出端OUT2通过电阻器224和225彼此连接。电阻器224和225公共的连接点连接到公共反馈电路150。

[0092] 在如图2所示的典型配置中包括的第一可变增益放大器121中，MOSFET151的漏极和源极被连接在第一可变增益放大器121的一个差动输出和电压源+Vcc的电源线之间。MOSFET 151是与MOSFET 103和101的沟道相对的p沟道MOSFET，其中该MOSFET 103和
101中的任何一个是n沟道MOSFET。另一方面，在如图2所示的典型配置中包括的第二可变增益放大器122中，MOSFET 152的漏极和源极连接在第二可变增益放大器122的另一个差动输出和电压源+Vcc的电源线之间。出于同样的理由，MOSFET 152是与MOSFET104和
102相对的p沟道MOSFET，其中该MOSFET 104和102中的任何一个是n沟道MOSFET。

[0093] 公共反馈电路150将在电阻器224和225公共的连接点出现的电位与事先确定的参考电压比较，并且将比较结果提供给作为公共反馈组件的p沟道MOSFET 151和152的栅极。

[0094] 公共反馈控制流过p沟道MOSFET 151的电流到等于流过第三MOSFET103和第一MOSFET 101的电流的幅度，所述第三MOSFET 103和第一MOSFET 101分别在第一可变增益放大器121和第二可变增益放大器122的每个中被采用。公共反馈还控制流过p沟道MOSFET 152的电流到等于流过第四MOSFET 104和第二MOSFET 102的电流的幅度，所述第四MOSFET 104和第二MOSFET 102分别在第一可变增益放大器121和第二可变增益放大器122的每个中被采用。由此，控制被执行，使得没有DC电流被产生为两级可变增益放大电路
200的输出。

[0095] 如上所述，图2所示的两级可变增益放大电路200可以在大范围的输入信号电平中执行AGC，同时确保产生的失真数量小。此外，如从图4明显的，根据该典型的两级可变增益放大电路200，可以使得操作电流为小消耗的电流，而不将所述电流增加到好几倍于如在过去的可变增益放大器的情形的正常状态中流动的电流的幅度的幅度。

[0096] <第二典型配置>

[0097] 图5是示出实现具有两级配置的两级可变增益放大电路300的第二实施例的图。按照第二实施例的两级可变增益放大电路300包括第一可变增益放大器121和第二可变增益放大器122，其每个具有如在图2中所示的第一实施例中采用的其各自对应物完全相同的配置。两级可变增益放大电路300还包括电流放大电路301和302，用于分别放大第一可变增益放大器121和第二可变增益放大器122的输出。在如图5所示的典型配置中，电流放大电路301和302在由负载ZL连接彼此的输出端O1和O2之间产生差动输出。

[0098] 也就是说，在如图5所示的典型配置中，在从第一可变增益放大器121和第二可变增益放大器122中采用的第三MOSFET 103的漏极获得的一个差动输出，被提供给用作输出放大器的电流放大电路301，并且该电流放大电路301的输出被提供给输出端O1作为一个差动输出。

[0099] 出于同样的理由，在第一可变增益放大器121和第二可变增益放大器122中采用的第四MOSFET 104的漏极获得的另一个差动输出，被提供给也用作输出放大器的电流放大电路302，并且该电流放大电路302的输出被提供给输出端O2作为另一个差动输出。

[0100] 由于电流放大电路301的配置与电流放大电路302的配置完全相同，所以在下面的描述中，在电流放大电路302中采用的组件作为与在电流放大电路301中采用的其各自对应物相同的组件，用与所述对应物相同的参考编号标注。

[0101] 在包括在如图5所示的典型配置中的电流放大电路301和302的每个中，p沟道MOSFET 311的漏极连接到n沟道MOSFET 312的漏极，以便以所谓的CMOS连接彼此互补地将p沟道MOSFET 311和n沟道MOSFET 312连接。n沟道MOSFET 312和p沟道MOSFET 311的漏极公共的连接点连接到输出端O1。P沟道MOSFET 311的源极连接到电压源+Vcc的电源线，而n沟道MOSFET 312的源极连接到接地端。

[0102] 而且，二极管连接的p沟道MOSFET 313、二极管连接的n沟道MOSFET314、和p沟道MOSFET 315形成在电压源+Vcc的电源线和接地端之间连接的串联电路。P沟道MOSFET311的栅极连接到p沟道MOSFET 313的栅极，以便形成电流镜像电路。出于同样的理由，n沟道MOSFET 312的栅极连接到n沟道MOSFET 314，以便形成电流镜像电路。

[0103] 而且，在如图5所示的配置中，二极管连接的MOSFET 321、二极管连接的MOSFET322和电流源323形成在电压源+Vcc的电源线和接地端之间连接的串联电路。该串联电路流动参考电流Ia，产生确定流过p沟道MOSFET313和p沟道MOSFET 315的参考电流的电压。

[0104] 二极管连接的MOSFET 322的漏极和栅极公共的连接点，连接到在电流放大电路301和302中采用的MOSFET 315的栅极，以形成电流镜像配置。

[0105] 由第一可变增益放大器121和第二可变增益放大器122产生的一个差动输出，被提供给在电流放大电路301中采用的p沟道MOSFET 311的栅极，而由第一可变增益放大器121和第二可变增益放大器122产生的另一个差动输出，被提供给在电流放大电路302中采用的p沟道MOSFET 311的栅极。

[0106] 而且，在如图5所示的典型配置中，电流放大电路301的输出端O1和电流放大电路302的输出端O2，分别通过电阻器324和325连接到公共反馈电路150。电阻器324和325公共的连接点连接到用作公共反馈组件的公共反馈电路150。在此反馈配置中，公共反馈控制流过p沟道MOSFET 151的电流到一幅度，该幅度等于流过在第一可变增益放大器121中采用的第三MOSFET 103和第一MOSFET 101的电流。该公共反馈还控制流过p沟道MOSFET 152的电流到一幅度，该幅度等于流过在第二可变增益放大器122中采用的第四MOSFET 104和第二MOSFET 102的电流。用此方法，控制被执行，使得没有DC电流被产生为两级可变增益放大电路300的输出。

[0107] 具有如图5所示的典型配置的两级可变增益放大电路300典型地被用作高频放大电路，该高频放大电路在作为有AGC功能的放大电路的TV调谐器的前端电路中采用。典型地，包括电感器L和电容器C的调谐电路连接在输出端O1和O2之间，由两级可变增益放大电路300输出的电压在该输出端O1和O2出现并且被施加到调谐电路。

[0108] <第三典型配置>

[0109] 在如图6所示的第三实施例的配置中，每个在如图1中所示的三个可变增益放大电路100分别在三个级提供，并且彼此连接以便形成三级可变增益放大电路400。在该典型配置中，在提供给第二和第三级的可变增益放大电路的输入信号的电平，每个是通过衰减提供给在紧前面的级的可变增益放大电路的输入信号的电平而获得的电平。在第三实施例中，在从可变增益放大器切换到另一个中，当在特定级紧前面的级的可变增益放大电路被关闭时，在该特定级的可变增益放大电路被打开。而且，在该第三实施例中，在第三级的可变增益放大电路不通过如电压或电流放大器的输出放大器而直接连接到负载。

[0110] 如上所述，在图6所示的第三实施例中，在第一、第二和第三级的第一可变增益放大器121、第二可变增益放大器122和第三可变增益放大器123，每个分别具有与图1所示的单级可变增益放大电路100相同的配置，并且执行与单级可变增益放大电路100的操作类似的操作。而且，分别在第一、第二和第三级的第一可变增益放大器121、第二可变增益放大器122和第三可变增益放大器123中采用的第三MOSFET 103的漏极的一个差动输出，被提供给直接连接到作为负载工作的线圈161的一个输出端。另一方面，在第一可变增益放大器121、第二可变增益放大器122和第三可变增益放大器123中采用的第四MOSFET 104的漏极的另一个差动输出，被提供给直接连接到作为负载工作的线圈162的另一个输出端。

[0111] 按照第三实施例在三级可变增益放大电路400中采用的AGC电路140，按照由三级可变增益放大电路400输出的信号，分别将增益控制电压E21、E22和E23提供给第一、第二和第三级的第一可变增益放大器121、第二可变增益放大器122和第三可变增益放大器123。AGC控制电路140还按照由三级可变增益放大电路400输出的信号，分别将栅极偏置电压E11、E12和E13提供给第一、第二和第三级的第一可变增益放大器121、第二可变增益放大器122和第三可变增益放大器123。而且，AGC控制电路140还按照由三级可变增益放大电路400输出的信号，分别将电流源控制电压Ec1、Ec2和Ec3提供给第一、第二和第三级的第一可变增益放大器121、第二可变增益放大器122和第三可变增益放大器123中采用的电流源MOSFET 105的栅极。

[0112] 第一电流源控制电压Ec1确定流过电流源MOSFET 105的电流Io1，该第一电流源控制电压Ec1被提供给在第一级的第一可变增益放大器121中采用的电流源MOSFET 105的栅极。出于同样的理由，第二电流源控制电压Ec2确定流过电流源MOSFET 105的电流Io2，该第二电流源控制电压Ec2被提供给在第二级的第二可变增益放大器122中采用的电流源MOSFET 105的栅极。用同样的方法，第三电流源控制电压Ec3确定流过电流源MOSFET105的电流Io3，该第三电流源控制电压Ec3被提供给在第三级的第三可变增益放大器123中采用的电流源MOSFET 105的栅极。因此，在从一个可变增益放大电路切换到另一个中，第一电流源控制电压Ec1、第二电流源控制电压Ec2和第三电流源控制电压Ec3，还分别用作用于打开或关闭第一可变增益放大器121、第二可变增益放大器122和第三可变增益放大器123的信号。

[0113] 在图6所示的典型配置中，输入信号按原样没有衰减地被提供给第一可变增益放大器121中采用的第一和第二MOSFET 101和102的栅极。然而，输入信号在以与按照如图5所示的第二实施例的两级可变增益放大电路300相同的方法，被提供给在第二可变增益放大器122中采用的第一和第二MOSFET 101和102的栅极之前，被用作用于衰减该输入信号的电容器131、132和133划分。

[0114] 而且，在图6所示的典型配置中，电容器134、135和136形成串联电路。该串联电路的一端连接到电容器131和132公共的连接点，而该串联电路的另一端连接到电容器132和133公共的连接点。电容器134和135公共的连接点连接到在第三可变增益放大器123中采用的第一MOSFET 101的栅极。另一方面，电容器135和136公共的连接点连接到在第三可变增益放大器123中采用的第二MOSFET 102的栅极。

[0115] 基于按照输入信号由可变增益放大电路121输出的信号电平，AGC控制电路140产生第一增益控制电压E21、第一电流源控制电压Ec1以及第一栅极偏置电压E11，该第一增益控制电压E21用作在从一个可变增益放大器切换到另一个中、用于打开或关闭第一可变增益放大器121的信号，该第一电流源控制电压Ec1用于控制电流，因此还用作在如上所述的从一个可变增益放大器切换到另一个中，用于打开或关闭第一可变增益放大器121的信号，该第一栅极偏置电压E11被施加到第一MOSFET 101和第二MOSFET 102的栅极。出于同样原因，基于按照输入信号由可变增益放大电路122输出的信号电平，AGC控制电路140产生第二增益控制电压E22、第二电流源控制电压Ec2以及第二栅极偏置电压E12，该第二增益控制电压E22用作在从一个可变增益放大器切换到另一个中、用于打开或关闭第二可变增益放大器122的信号，该第二电流源控制电压Ec2用于控制电流，因此还用作在如上所述的从一个可变增益放大器切换到另一个中，用于导通或关闭第二可变增益放大器122的信号，该第二栅极偏置电压E12被施加到第一MOSFET 101和第二MOSFET 102的栅极。用同样的方法，基于按照输入信号由可变增益放大电路123输出的信号电平，AGC控制电路140产生第三增益控制电压E23、第三电流源控制电压Ec3以及第三栅极偏置电压E13，该第三增益控制电压E23用作在从一个可变增益放大器切换到另一个中、用于打开或关闭第三可变增益放大器123的信号，该第三电流源控制电压Ec3用于控制电流，因此还用作在如上所述的从一个可变增益放大器切换到另一个中，用于打开或关闭第三可变增益放大器123的信号，该第三栅极偏置电压E13被施加到第一MOSFET 101和第二MOSFET 102的栅极。

[0116] 在按照图6所示的第三实施例的三级可变增益放大电路400中，对于没有超过预定阈值Eth1的输入信号电平，仅仅第一可变增益放大器121必须被操作，并且第一可变增益放大器121的增益是固定的。然而，对于超过预定阈值Eth1的输入信号电平，第一增益控制电压E21控制第一可变增益放大器121降低其增益。该控制通过如前所述增加第一栅极偏置电压E11被执行。

[0117] 对于超过预定阈值Eth2的输入信号电平，该预定阈值Eth2大于事先确定的阈值Eth1，增益控制电压E21和E22以及电流源控制电压Ec1和Ec2被调整，以便在从一个可变增益放大器切换到另一个中执行增益控制，关闭第一可变增益放大器121并且打开第二可变增益放大器122。

[0118] 对于超过预定阈值Eth3的输入信号电平，该预定阈值Eth3大于事先确定的阈值Eth2，增益控制电压E22和E23以及电流源控制电压Ec2和Ec3被调整，以便在从一个可变增益放大器切换到另一个中执行增益控制，关闭第二可变增益放大器122并且打开第三可变增益放大器123。

[0119] 如上所述，利用按照第三实施例的三级可变增益放大电路400，能够被容许的输入信号电平的范围，可以被加宽到大于通过第一和第二实施例提供的范围的值。

[0120] [按照各实施例实现可变增益放大电路的具体电路]

[0121] 由本发明提供的可变增益放大电路，可以被用作用于接收TV信号的调谐器部分(或前端电路)的高频放大电路。具体来说，最近可构思的TV调谐器允许频道在宽的频道范围内从一个切换到另一个。由本发明提供的可变增益放大电路可以被用作调谐器部分的高频放大电路，允许频道在宽的频道范围内从一个切换到另一个。

[0122] 在TV广播中使用的频率(或频道)各国家不同。此外，还存在如NTSC、PAL和SECAM的各种彩色系统。此外，还存在模拟广播和数字广播。

[0123] 为了处理如上所述的各种TV广播，用于接收TV广播信号的系统可以可构思地分为前端电路和基带处理电路。前端电路是用于接收TV广播并且输出中频信号的电路。另一方面，基带处理电路是处理由前端电路输出的中频信号以便产生彩色视频信号和音频信号的电路。通过将用于接收TV广播信号的系统划分为如上所述的前端电路和基带处理电路，能够应对不同的TV广播系统。

[0124] 在将用于接收TV广播信号的系统划分为前端电路和基带处理电路的情况下，下面的描述首先解释典型的前端电路。典型的前端电路是设计来减少组件的数目的集成电路。

[0125] [TV调谐器的典型前端电路]

[0126] 图7是示出在不针对广播系统下能够接收不同国家的TV广播的典型前端电路的图。在这种典型的前端电路中，用于发送不同国家的终端引脚(pin)TV广播的频率被划分为下面的三个频带：

[0127] (A)：范围从46MHz到147MHz的VL频带

[0128] (B)：范围从147MHz到401MHz的VH频带

[0129] (C)：范围从401MHz到887MHz的U频带

[0130] 每个频带可以被选择为包括对应于期望的频道的频率的频带。

[0131] 在图7中点划线包围的部分10是前端电路，其被集成到单个芯片IC中。前端IC的芯片10具有用于连接前端IC 10到外部设备的终端引脚T11至T19。

[0132] 连接到终端引脚T11的天线ANT接收TV广播的波信号，将该信号通过用于选择特定调谐电路的开关电路11，提供给天线调谐电路12A至12C中选择的特定一个。天线调谐电路12A至12C分别对应于上面的3个频带(A)至(C)。天线调谐电路12A至12C每个包括调谐电容器，其电容量可以按照数字数据变化以便改变电路的调谐频率。调谐频率被改变为期望的频道的频率，以便将天线调谐电路12A至12C中选择的一个置于对该频道调谐的状态。

[0133] 由天线调谐电路12A至12C中选择的一个输出的信号，通过高频放大电路13A至13C中选择的一个和级间调谐电路14A至14C中选择的一个，被提供给开关电路15。以与开关电路11的状态互锁的方式，将开关电路15的状态从一个切换到另一个。因此，期望的频带的信号SRX可以从开关电路15获得。接着，将从开关电路15获得的信号SRX提供给混频器电路12I和12Q。

[0134] 要注意到，级间调谐电路14A至14C中的每个具有与天线调谐电路12A至12C中的每个的配置相同的配置。然而，与级间调谐电路14B和14C不同的是，级间调谐电路14A是双调谐电路。此外，如后面将描述的，天线调谐电路12A至12C和14A至14C的每个具有嵌入IC 10的调谐电容器，但附接到IC 10的外部调谐线圈。

[0135] VCO(压控振荡器)31产生具有事先确定的频率的振荡信号。VCO 31产生的振荡信号是本地振荡信号。VCO 31是在PLL电路30中采用的组件。在PLL电路30中，由VCO31产生的本地振荡信号被提供给可变频分电路32，该可变频分电路32用于产生具有等于本地振荡信号的频率的1/N倍的分频信号，其中N是表示频分比率的正整数。可变频分电路32将分频信号提供给相位比较电路33。具有范围1至2MHz的频率的时钟信号由外部源通过终端引脚T14提供给信号形成电路34。该信号形成电路34划分该时钟信号的频率，以便产生事先确定的分频信号f34，并且将该其它的分频信号提供给相位比较电路33作为参考信号。

[0136] 相位比较电路33将从可变频分电路32接收的分频信号的相位和从信号形成电路34接收的其它分频信号的相位比较，以便产生比较结果，该比较结果表示从可变频分电路
32接收的分频信号与从信号形成电路34接收的其它分频信号的相位差，将该比较结果提供给环路滤波器35，用于将具有按照相位差变化的电平的DC电压提供给VCO 31。环路滤波器35将DC电压提供给VCO 31作为控制VCO 31的电压，以产生具有振荡频率f31的振荡信号。要注意到，环路滤波器35连接到与外部电容器C 11连线的终端引脚T15。

[0137] 因此，由VCO 31产生的振荡信号的振荡频率f31由下面的等式表达。

[0138] f31＝N·f34...(等式2)

[0139] 上面的等式建议：通过使用作系统控制器的微计算机(未示出)控制频分比率N，由VCO 31产生的振荡信号的振荡频率f31可以被改变。按照频带和期望的频道的频率选择的振荡频率f31典型地是范围1.8至3.6GHz的频率。

[0140] VCO 31将振荡信号提供给可变频分电路36，用于通过将频率与1/M相乘而划分该频率信号的振荡频率，其中，典型地，M＝2、4、8、16或32。可变频分电路36将具有等于振荡频率1/M倍的频率的分频信号提供给频分电路37，用于通过将频率与1/2相乘来划分分频的信号的频率。该频分电路37还将从可变频分电路36接收的分频信号分离为具有彼此正交的相位的分频信号SL0I和SL0Q。频分电路37将该分频信号SL0I和SL0Q提供给混频器电路21I和21Q作为本地振荡信号。

[0141] 设符号fL0表示分频信号SL0I和SL0Q的本地振荡频率。该本地振荡频率fL0由下面的等式表达：

[0142] fL0＝f31/2M

[0143] ＝N·f34/2M

[0144] ＝f34·N/2M...(等式3)

[0145] 因此，通过改变频分比率N和M，本地振荡频率fL0可以改变到事先确定为包括在宽范围内的频率的频率。

[0146] 设符号SRX和SUD分别表示期望的接收信号和图像干扰信号。为了简化起见，将期望的接收信号SRX表达如下：

[0147] SRX＝ERX·sinωRXt

[0148] 其中符号ERX表示期望的接收信号SRX的幅度，并且下面的等式成立：

[0149] ωRX＝2πfRX

[0150] 其中符号fRX表示期望的接收信号SRX的中心频率。

[0151] 另一方面，图像干扰信号SUD表达如下：

[0152] SUD＝EUD·sinωUDt

[0153] 其中符号EUD表示图像干扰信号SUD的幅度，并且下面的等式成立：

[0154] ωUD＝2πfUD

[0155] 其中符号FUD表示图像干扰信号SUD的中心频率。

[0156] 此外，本地振荡信号SL0I和SL0Q表达如下：

[0157] SL0I＝EL0·sinωL0t

[0158] SL0Q＝EL0·cosωL0t

[0159] 其中符号EL0表示本地振荡信号SL0I和SL0Q的幅度，并且下面的等式成立：

[0160] ωL0＝2πfL0

[0161] 然而，在此情形中，下面的等式成立：

[0162] ωIF＝2πfIF

[0163] 其中符号fIF表示典型地在范围4至5.5MHz的中心频率，其根据广播方法而变化。在超外差系统情形中，期望的接收信号SRX的中心频率fRX和图像干扰信号SUD的中心频率fUD表达如下：

[0164] fRX＝fL0-fIF

[0165] fUD＝fL0+fIF

[0166] 因此，混频器电路21I和21Q分别输出信号SIFI和SIFQ，它们可以表达如下：

[0167] SIFI＝(SRX+SUD)×SL0I

[0168] ＝ERX·sinωRXt×EL0·sinωL0t+EUD·sinωUDt×EL0·sinω

[0169] L0t

[0170] ＝α{cos(ωRX-ωL0)t-cos(ωRX+ωL0)t}+β{cos(ωUD-ω[0171] L0)t-cos(ωUD+ωL0)t}

[0172] SIFQ＝(SRX+SUD)×SL0Q

[0173] ＝ERX·sinωRXt×EL0·cosωL0t+EUD·sin ωUDt×EL0·cosω[0174] L0t

[0175] ＝α{sin(ωRX+ωL0)t+sin(ωRX-ωL0)t}+β{sin(ωUD+ω[0176] L0)t+sin(ωUD-ωL0)t}

[0177] 在上面的等式中使用的符号α和β满足下面的等式：

[0178] α＝ERX·EL0/2

[0179] β＝EUD·EL0/2

[0180] 这样，混频器电路21I和21Q分别将信号SIFI和SIFQ提供给宽带低通滤波器22。宽带低通滤波器22具有比视频中频信号和音频中频信号所占的频带更宽的频带。视频中频信号和音频中频信号所占的频带典型地是6至8MHz。宽带低通滤波器22排除具有和角度频率(ωRX+ωL0)和(ωUD+ωL0)的信号分量以及本地振荡信号SL0I和SL0Q。结果，宽带低通滤波器22输出信号SIFI和SIFQ，其表达如下：

[0181] SIFI＝α·cos(ωRX-ωL0)t+β·cos(ωUD-ωL0)t

[0182] ＝α·cosωIFt+β·cosωIFt...(等式4)

[0183] SIFQ＝α·sin(ωRX-ωL0)t+β·sin(ωUD-ωL0)t

[0184] ＝-α·sinωIFt+β·sinωIFt...(等式5)

[0185] 宽带低通滤波器22通过下面将描述的幅度/相位校正电路23，将信号SIFI和SIFQ提供给多相带通滤波器24。多相带通滤波器24具有如下所述的特征：

[0186] (a)：多相带通滤波器24具有带通滤波器的频率特性。

[0187] (b)：多相带通滤波器24还具有相移特性。实际上，多相带通滤波器24将信号SIFI的相位移动φ的相位移，其中φ是任意值。

[0188] (c)：出于同样的理由，多相带通滤波器24将信号SIFQ的相位移动(φ-90°)的相位移。

[0189] (d)：多相带通滤波器24还具有相对于频率0对称的两个带通特性。两个带通特性中的一个具有中心频率f0，而另一个带通特性具有中心频率-f0。多相带通滤波器24按照输入信号的相位选择两个带通特性中的一个。

[0190] 如在上面陈述(b)和(c)中所描述的，多相带通滤波器24将信号SIFQ的相位从信号SIFI的相位延迟90°，结果：

[0191] SIFI＝α·cosωIFt+β·cosωIFt...(等式6)

[0192] SIFQ＝-α·sin(ωIFt-90°)+β·sin(ωIFt-90°)

[0193] ＝α·cosωIFt-β·cosωIFt...(等式7)

[0194] 从上面等式显而易见，在信号SIFQ中包含的分量α·cosωIFt具有与在信号SIFI中包含的分量α·cosωIFt相同的相位。然而，在信号SIFQ中包括的β·cosωIFt具有与在信号SIFI中包括的β·cosωIFt的相位相反的相位。

[0195] 多相带通滤波器24将信号SIFI和SIFQ提供给电平校正放大器25，用于将信号SIFI加到信号SIFQ以便产生信号SIF，其可以用下面的等式表达：

[0196] SIF＝SIFI+SIFQ

[0197] ＝2α·cosωIFt

[0198] ＝ERX·EL0·cosωIFt...(等式8)

[0199] 该信号SIF不同于由采用超外差系统接收的信号SRX的中频信号。该信号SIF不包括图像干扰信号SUD。要注意到，幅度/相位校正电路23校正信号SIFI和SIFQ的幅度和相位，使得等式(8)完全成立，即，图像干扰信号SUD被最小化。

[0200] 而且，此时，电平校正放大器25校正信号SIF的电平，使得即使信号SIFI和SIFQ的电平根据采用的广播系统而变化，随后将描述的AGC特性(具体地，AGC起始电平)等也不变化。

[0201] 电平校正放大器25通过AGC可变增益放大器26和低通滤波器27将信号SIF提供给终端引脚T12，以便于消除DC分量并用于混叠(aliasing)。

[0202] 因此，通过变化频分比率M和N，期望的频道的频率可以被选择为由频分比率M和N按照等式(3)确定的频率。而且，通过按照采用的广播系统解调输出到终端引脚T12的中频信号SIF，期望的广播能够被观看和收听。

[0203] 从上面的描述显而易见，能够处理具有46至887MHz的宽的范围的频率的信号的前端电路10可以置入单个芯片IC。而且，前端IC 10也可以通过使用更小数量的组件实现，而不劣化在宽频率范围内处理图像干扰信号的特性能力。此外，一个前端电路10能够处理模拟和数字广播系统之间的差异和全世界各区域之间的广播系统的差异。

[0204] 而且，由时钟信号的谐波引起的接收信号干扰的数量可以被减少，使得结果，信号接收灵敏度被改进。此外，除了电容器C11外，PLL 30的所有组件可以被嵌入到前端电路10的芯片中。因此，可以使得PLL 30防止外部干扰，使得干扰的效果可以被减少。此外，因为高频放大电路13A至13C分别连接到级间调谐电路14A至14C，所以承受的负载被减少，并且可以使得高频放大电路13A至13C的每个是产生小的失真的电路。

[0205] (典型的AGC)

[0206] AGC电压Vagc通过在继前端电路10之后的级提供的基带处理电路产生。基带处理电路本身没有在附图中显示。基带处理电路通过终端引脚T16将AGC电压Vagc提供给AGC可变增益放大器26，作为用于自动控制AGC可变增益放大器26的增益的信号。因此，可能执行通常的AGC(也就是中频信号SIF的AGC)。

[0207] 而且，例如，如果期望的接收信号SRX的电平太高，或者如果具有高电平的干扰波信号与期望的接收信号SRX混合，则这样的信号SRX和这样的干扰波信号不能够通过执行正常的AGC而克服。为了解决该问题，宽带低通滤波器22还将信号SIFI和SIFQ提供给电平检测电路41，用于产生检测信号，该检测信号指示：在AGC可变增益放大器26执行AGC之前，信号SIFI和SIFQ的电平是否高于其事先确定的各自阈值。电平检测电路41通过终端引脚T16将检测信号提供给加法器42，用于将检测信号加到提供给加法器42的AGC电压Vagc。加法器42将检测信号和AGC电压Vagc的和提供给延迟AGC电压形成电路43，用于产生延迟的AGC电压Vdagc。延迟AGC电压形成电路43将延迟的AGC电压Vdagc提供给高频放大电路13A至13C作为控制信号。用此方法，延迟的AGC被执行。

[0208] 设D/U比率定义为期望的接收信号的强度和不期望的接收信号的强度的比率。因此，因为可以执行基于D/U比率的最佳AGC操作，所以期望的广播能够以数字或者模拟广播或者混合的数字/模拟广播很好地被接收。

[0209] (典型的测试和调整电压)

[0210] 宽带低通滤波器22还将信号SIFI和SIFQ提供给线性检测电路44，用于检测和平滑信号SIFI和SIFQ。线性检测电路44产生表示信号SIFI和SIFQ的电平的DC电压V44，提供该检测电压V44给终端引脚T13。

[0211] 提供给终端引脚T13的检测电压V44典型地被用于测试和调整前端电路10。例如，提供给终端引脚T13的检测电压V44能够被用于检查前端电路10，该前端电路10接收具有在宽范围上扩展的不同电平和频率的输入信号。用此方法，与通过具有窄频带的中频滤波器产生的输出不同，可以检查信号线的宽频带上的衰减特性，该信号线的范围从提供给终端引脚T11的输入信号到由混频器电路21I和21Q产生的信号。

[0212] 而且，在用于调整天线调谐电路12A至12C和级间调谐电路14A至14C的操作中，输入测试信号被提供给终端引脚T16，并且提供给终端引脚T16的AGC电压Vagc被保持恒定电平。用此方法，跟踪调整(或者调谐频率的调整)能够根据检测电压V44的变化而执行。此后，通过利用数字数据，前端电路10的功能可以被调整，并且前端电路10的特性能够被测量，使得调整和测量能够被自动执行。

[0213] (恒定电压电路)

[0214] 前端电路10还被提供有恒定电压电路53，该恒定电压电路53接收来自终端引脚T17的电压源+Vcc。恒定电压电路53是通过利用PN结的带隙、从电源电压+Vcc产生具有事先确定的电平的恒定电压的组件。恒定电压电路53将产生的恒定电压提供给在前端电路10中采用的各种电路。要注意到，在此实施例中，以恒定电压电路53产生的恒定电压可以被精细地调整。

[0215] 因此，如果在前端电路10中采用的电路每个由MOSFET制造，则由恒定电压电路53产生的恒定电压能够被做得稍微高于其正常电平，使得MOSFET的大多数性能可以被显示。

[0216] (初始设置)

[0217] 幅度/相位校正电路23的校正量、多相带通滤波器24的中心频率和通带宽度、以及电平校正放大器25的增益必须与接收的TV广播的广播系统兼容。也就是说，幅度/相位校正电路23的校正量、多相带通滤波器24的中心频率和通带宽度、以及电平校正放大器25的增益必须可被调整并且能够外部地设置。例如，多相带通滤波器24的中心频率能够被改变为在范围3.8到5.5MHz内的任何值，而多相带通滤波器24的通带宽度能够被改变为在范围5.7到8MHz内的任何值。

[0218] 接着，当前端电路10在工厂被组装或者前端电路10从工厂运出时，幅度/相位校正电路23、多相带通滤波器24和电平校正放大器25的设置值，通过终端引脚T18被写入非易失性存储器51。而且，天线调谐电路12A至12C和级间调谐电路14A至14C的跟踪数据、以及用于精细调整由恒定电压电路53输出的数据也可以通过终端引脚T18写入非易失性存储器51。该跟踪数据是被用于调整调谐频率的数据。用此方法，幅度/相位校正电路23的校正量、多相带通滤波器24的中心频率和通带宽度、以及电平校正放大器25的增益，能够被使得与接收的TV广播的广播系统兼容。

[0219] (使用电路10的操作)

[0220] 当采用前端电路10的接收器的电源被打开时，在非易失性存储器51中存储的设置值被复制到缓冲存储器52。作为缺省值，复制的数据从缓冲存储器52传输到天线调谐电路12A至12C、级间调谐电路14A至14C、以及范围从幅度/相位校正电路23至电平校正放大器25和恒定电压电路53的各组件。

[0221] 接着，当用户选择频道时，微计算机将用于选择频道的数据通过终端引脚T19传输到用于暂时存储所述数据的缓冲存储器52。用作系统控制器的微计算机本身没有在附图中示出。接着将所述数据提供给开关电路11和15、天线调谐电路12A至12C、级间调谐电路14A至14C、可变频分电路32以及可变频分电路36，以便选择包括期望的频道的频率的频带和选择期望的频道。

[0222] (按照实施例的前端电路的特征)

[0223] 按照图7所示的前端电路10，可能接收如在前面给出的频带(A)至(C)所示的频带46至887MHz的TV广播。而且，因为多相带通滤波器24的中心频率和通带宽度能够被改变，所以前端电路10能够不仅从国内地面数字和模拟广播、而且能够从国际地面数字和模拟广播接收TV广播。

[0224] (典型的高频级)

[0225] 图8是示出采用范围从开关电路11到开关电路15的组件的典型的高频信号处理系统的图，该组件在如图7所示的前端电路10中被采用。要注意到，该高频信号处理系统还被设计为平衡类型的配置。

[0226] 由天线ANT接收的信号被均衡器BLN转换为均衡的接收信号，接着将其通过终端引脚T11和T11提供给开关电路11。开关电路11的等效框在图7的配置中被示出。如从等效框显而易见的，开关电路11通过终端引脚T11和T11，选择天线调谐电路12A至12C中的一个作为提供给开关电路11的均衡接收信号的接收者。

[0227] 开关电路11的第一输出端TA连接到高频放大器13A的输入端。形成具有天线调谐线圈L12A和天线调谐电容器C12A的并联电路的天线调谐电路12A，连接在第一输出端TA(它们连接到如上所述的高频放大器13A的输入端)之间。天线调谐线圈L12A是连接到天线调谐电容器C12A以形成并联电路12A的外部线圈，该天线调谐电容器C12A通过前端电路10的终端引脚嵌入前端电路10。要注意到，如后面将描述的，天线调谐电容器C12A的电容按照数字数据而变化，以便改变天线调谐电路12A的谐振频率。

[0228] 高频放大器13A的输出端通过调谐电容器C143和C144连接到输入缓冲电路15A的输入端。如前所述，在图7所示的配置中采用的级间调谐电路14A，是具有在高频放大器13A和输入缓冲电路15A之间提供的第一和第二级间调谐电路14A的双级间调谐电路。形成具有级间调谐线圈L141和级间调谐电容器C141的并联电路141的第一级间调谐电路
14A，连接在高频放大电路13A的输出端之间。另一方面，形成具有级间调谐线圈L142和级间调谐电容器C142的第二级间调谐电路14A，连接在输入缓冲电路15A的输入端之间。

[0229] 要注意到，级间调谐线圈L141是通过前端电路10的终端引脚连接到嵌入前端电路10的级间调谐电容器C141的外部线圈。出于同样的理由，级间调谐线圈L142是通过前端电路10的终端引脚连接到嵌入前端电路10的级间调谐电容器C142的外部线圈。调谐电容器C143和C144也是嵌入前端电路10的电容器。调谐电容器C141到C144的电容随着数字数据变化，以便改变双级间调谐电路14A的谐振频率。如上所述的天线调谐电路12A、高频放大器13A、双级间调谐电路14A和输入缓冲电路15A，形成对应于在前文给出的带宽项(A)中描述的VL频带的高频级。

[0230] 出于同样的理由，开关电路11的第二输出端TB连接到高频放大器13B的输入端。形成并联电路的天线调谐电路12B连接到高频放大器13B的输入端和第二输出端TB之间的信号线。

[0231] 高频放大器13B的输出端连接到输入缓冲电路15B的输入端。形成具有级间调谐线圈L14B和级间调谐电容器C14B的并联电路的级间调谐电路14B，连接在高频放大器13B的输出端之间和输入缓冲电路15B的输入端之间。要注意到，级间调谐线圈L12B和L14B是通过前端IC 10的终端引脚、连接到嵌入前端电路10的级间调谐电容器C12B和C14B的外部线圈。电容器C12B的电容随着数字数据变化，以便改变级间调谐电路14B的谐振频率。如上所述的天线调谐电路12B、高频放大器13B、级间调谐电路14B和输入缓冲电路15B，形成对应于在前面给出的带宽项(B)中描述的VH频带的高频级。

[0232] 同样，开关电路11的第三输出端TC连接到高频放大器13C的输入端。形成具有天线调谐线圈L12C和天线调谐电容器C12C的并联电路的天线调谐电路12C，连接在第三输出端TC之间。天线调谐线圈L12C是外部线圈，其通过前端电路10的终端引脚，连接到嵌入前端电路10的天线调谐电容器C12C，以形成并联电路12C。高频放大器13C的输出端连接到输入缓冲电路15C的输入端。形成具有级间调谐线圈L14C和级间调谐电容器C14C的并联电路的级间调谐电路14C，连接在高频放大器13C的输出端之间和输入缓冲电路15C的输入端之间。要注意到，级间调谐线圈L14C是外部线圈，其通过前端电路10的终端引脚，连接到嵌入前端电路10的级间调谐电容器C14C，以形成并联电路14C。如上所述的天线调谐电路12C、高频放大器13C、级间调谐电路14C和输入缓冲电路15C，形成对应于在前面给出的带宽项(C)中描述的U频带的高频级。

[0233] 输入缓冲电路15A至15C的每个的输出端连接到输入缓冲电路15A至15C公共的连接点P15和P15。连接点P15和P15连接到混频器电路21I和21Q。而且，延迟AGC电压形成电路43将延迟的AGC电压Vdagc提供给高频放大器13A至13C。

[0234] 此后，缓冲存储器52将频带切换信号SBAND提供给开关电路11和输入缓冲电路15A至15C作为控制信号，用于使得输入缓冲电路15A至15C能够执行操作，或者使得输入缓冲电路15A至15C不能执行操作。用此方法，输入缓冲电路15A至15C以与开关电路11的切换操作互锁的方式操作。输入缓冲电路15A至15C形成开关电路15。

[0235] 假定频带切换信号SBAND选择在前面给出的频带项(A)中描述的VL频带。在此情形中，按照图8所示的配置，开关电路11将接收的信号提供给天线调谐电路12A，并且使得输入缓冲电路15A能够执行操作。同时，开关电路11不将接收的信号提供给天线调谐电路12B或天线调谐电路12C，而使输入缓冲电路15B和15C不能执行操作。

[0236] 因此，在此情形中，当含有该频带中的频率的频道通过连接点P15和P15输出到混频器电路21I和21Q时，图8所示的高频级能够接收具有在频带项(A)中描述的VL频带中的频率的信号、和通过天线调谐电路12A和级间调谐电路14A选择的频道的信号。以与接收具有在频带项(A)中描述的VL频带中的频率的信号的操作相同的方法，执行用于接收具有在频带项(B)中描述的VH频带、或在频带项(C)中描述的U频带中的频率的信号的操作。

[0237] 如上所述，图8所示的高频级能够选择在频带项(A)至(C)中描述的频带中的一个，并且选择具有在选择的频带中的频率的接收信号的频道。在频带被选择的情况下，将高频放大器13A至13C中的一个连接到级间调谐电路14A至14C中的相对应的一个。因此，负载能够被减少，并且由高频放大器13A至13C引起的失真数量能够被降低。

[0238] (应用到高频放大器13A至13C的实施例)

[0239] 如上所述的每个的可变增益放大电路作为根据本发明实施例的可变增益放大电路，能够被用作高频放大器13A至13C，它们每个也被称作为RF AGC放大器。

[0240] 图9是示出典型配置的图，其中采用三个可变增益放大器(即，第一、第二和第三可变增益放大器121、122和123)的三级可变增益放大电路，以与实现图6所示的三级可变增益放大电路的实施例相同的方法，用于作为高频放大器13A的例子。

[0241] 在图9所示的典型配置中，由具有天线调谐线圈L12A和天线调谐电容器C12A的天线调谐电路12A接收的信号，按原样被提供给第一可变增益放大器121，通过具有电容器131、132和133的衰减器被提供给第二可变增益放大器122，并且通过具有电容器134、135和136的衰减器被提供给第三可变增益放大器123。

[0242] 在第一可变增益放大器121、第二可变增益放大器122和第三可变增益放大器123的每个中采用的第三MOSFET 103和第四MOSFET 104的漏极出现的差动输出，被提供给图5所示的电流放大器301和302。电流放大器301和302构成电流放大电路330。由电流放大电路330产生的放大信号出现在输出端O1和O2之间。级间调谐电路14A连接在输出端O1和O2之间。

[0243] 输出端O1和O2由电阻器331和332彼此连接，其公共的连接点连接到公共反馈电路150的输入端。如前所述，公共反馈电路150将公共反馈施加到两个p沟道MOSFET 151和152的栅极。公共反馈控制流过p沟道MOSFET151的电流到等于流过第三MOSFET 103和第一MOSFET 101的电流的幅度，该第三MOSFET 103和第一MOSFET 101在第一可变增益放大器121、第二可变增益放大器122和第三可变增益放大器123的每个中被采用。公共反馈还控制流过p沟道MOSFET 152的电流到等于流过第四MOSFET 104和第二MOSFET 102的电流的幅度，该第四MOSFET 104和第二MOSFET 102在第一可变增益放大器121、第二可变增益放大器122和第三可变增益放大器123的每个中被采用。用此方法，控制被执行，使得没有DC电流被产生为高频放大器13A的输出。

[0244] 在图8所示的实施例中采用的延迟AGC电压形成电路43，对应于在图2、5或6所示的配置中包括的AGC控制电路140。延迟AGC电压形成电路43产生增益控制电压E21、E22和E23、栅极偏置电压E11、E12和E13以及电流源控制电压Ec1、Ec2和Ec3。延迟AGC电压形成电路43将增益控制电压E21、E22和E23分别提供给第一可变增益放大器121、第二可变增益放大器122和第三可变增益放大器123。出于同样的理由，延迟AGC电压形成电路43将栅极偏置电压E11、E12和E13分别提供给第一可变增益放大器121、第二可变增益放大器122和第三可变增益放大器123。同样，延迟AGC电压形成电路43将电流源控制电压Ec1、Ec2和Ec3分别提供给第一可变增益放大器121、第二可变增益放大器122和第三可变增益放大器123。

[0245] 如前所述，延迟AGC电压形成电路43从加法器42接收信号，作为表示从终端引脚T16接收的AGC电压的和的信号，以及从电平检测电路41接收的检测信号，作为指示信号SIFI和SIFQ的电平是否高于事先确定的其各自阈值的检测信号。如果信号SIFI和SIFQ的电平高于在由AGC可变增益放大器26执行AGC之前信号SIFI和SIFQ的电平，则首先将第一可变增益放大器121的增益衰减。如果信号SIFI和SIFQ的电平进一步增加，则在从第一可变增益放大器121切换到第二可变增益放大器122中，将第一可变增益放大器121关闭，而将第二可变增益放大器122打开。如果信号SIFI和SIFQ的电平仍增加，则在从第二可变增益放大器122切换到第三可变增益放大器123中，将第二可变增益放大器122关闭，而将第三可变增益放大器123打开。通过适当地将增益控制电压E21、E22和E23以及栅极偏置电压E11、E12和E13分别提供给第一可变增益放大器121、第二可变增益放大器122和第三可变增益放大器123，执行从一个可变增益放大器到另一个的切换。

[0246] 图9所示的实施例通过即使对宽带TV信号也产生小的失真，实现了能够执行AGC的高频放大器，该宽带TV信号由实现图7所示的前端电路的实施例接收，作为具有在宽范围上变化的电平的输入信号。

[0247] 而且，在实现图9所示的高频放大器的实施例中，在所述放大器前面和后面各级采用可变频率调谐电路，该可变频率调谐电路每个采用具有可变电容的电容器。每个具有可变电容器的电容器的每个用作跟踪滤波器。因此可以通过使用衰减可变增益放大电路的增益的信号来减少失真，同时，消除尽可能多的不必要的干扰信号。

[0248] [AGC控制电路的典型配置(延迟AGC电压形成电路)]

[0249] 下面的描述解释用于产生增益控制电压E21、E22和E23以及栅极偏置电压E11、E12和E13的电路。下面的描述还解释了开关电路，该开关电路通过使用由开关电路产生的电流源控制电压Ec1、Ec2和Ec3，将产生电流的电流源从一个切换到另一个。基于从基带电路接收的AGC电压、增益控制电压E21、E22和E23、栅极偏置电压E11、E12和E13以及电流源控制电压Ec1、Ec2和Ec3所产生的被直接提供给由图9所示的实施例实现的三级可变增益放大电路，以便将该实施例中的每个端的电压和操作电流，设置在通过参照图1所示的基本电路在前面解释的目标操作的电压和操作电流。用于产生增益控制电压E21、E22和E23、栅极偏置电压E11、E12和E13的电路、以及用于切换电流源的开关电路，用作AGC电路140(或延迟AGC电压形成电路43)。

[0250] 图10是示出包括一个可变增益放大器的单级可变增益放大电路的典型的基本电路配置的解释性图。在该配置中采用的、作为与在图1和9中所示的配置中包括的其各自对应物相同的组件的组件，用与该对应物相同的参考标号表示。

[0251] 如图10所示，在该实施例中，增益控制电压产生电路500产生增益控制电压E2。增益控制电压产生电路500包括MOSFET 501，其栅极接收事先确定的电压Vo。MOSFET 501的漏极连接到电源电压+Vcc的电源线，而其源极通过电阻器502连接到在电压/电流转换电路503中采用的MOSFET 504的漏极。

[0252] 电压/电流转换电路503从前述的基带电路接收AGC电压Vagc，作为施加到MOSFET 504的栅极的电压。通过调整施加到MOSFET 504的栅极的AGC电压Vagc，流过MOSFET 501和电阻器502的电流iagc能够被控制。如上所述的增益控制电压E2是出现在电阻器502和电压/电流转换电路503公共的连接点Pv的电压。增益控制电压E2根据电流iagc变化。增益控制电压E2被施加到第三MOSFET 103和第四MOSFET 104的栅极。

[0253] 连接点Pv通过具有电阻器505和506的串联电路，连接到电压源+Vcc的电源线。电阻器505和506公共的连接点通过具有用于产生参考电压Ea的参考电压源508和二极管连接的MOSFET 507的串联电路连接到接地端。

[0254] 在如图10所示的典型配置中，在该处产生增益控制电压E2的连接点Pv，还连接到在栅极偏置电压产生电路600中采用的MOSFET 601的栅极。MOSFET 601的源极通过具有MOSFET 602的漏极和源极和用于产生参考电压Eb的参考电压源603的串联电路，连接到接地端。

[0255] MOSFET 601的漏极通过电阻器604连接到电压源+Vcc的电源线，并且还连接到MOSFET 602的栅极。出现在MOSFET 601的漏极的电压通过具有电阻器113和114的串联电路，提供给第一MOSFET 101和第二MOSFET 102的栅极作为栅极偏置电压E1。

[0256] 组成电流镜像电路的MOSFET 105和106公共的连接点，通过用于控制偏置电流的MOSFET 509的漏极和源极连接到接地端。偏置电流控制MOSFET 509的栅极接收电流源控制电压Ec。

[0257] 图10所示的实施例的操作解释如下。

[0258] 当从在稍后级提供的基带电路接收的AGC电压Vagc是0时，电流iagc也是0，导致高频放大器13A的最大增益。在此情形中，在增益控制电压产生电路500中采用的MOSFET501处于关闭状态。因此，和电压(Ea+Vgs)通过电阻器505提供给构成差动放大器的第三MOSFET 103和第四MOSFET104的栅极，作为增益控制电压E2。这里，标号Ea表示由参考电压源508产生的参考电压，而标号Vgs表示出现在MOSFET 507的栅极和源极之间的电压。

[0259] 另一方面，施加到第一MOSFET 101和第二MOSFET 102的栅极的栅极偏置电压E1等于和电压(Vgs+Eb)，其中标号Vgs表示出现在MOSFET 602的栅极和源极之间的电压，而标号Eb表示由参考电压源603产生的参考电压。这是因为，由于增益控制电压E2高，所以在栅极偏置电压产生电路600中采用的MOSFET 601处于接通状态。

[0260] 结果，出现在第一MOSFET 101和第二MOSFET 102的每个的漏极和源极之间的电压等于约(Ea-Eb)，而MOSFET 105的漏极电压处于大约参考电压Eb。

[0261] 而且，在图10所示的典型配置中，差动放大器的操作电流是由可变电流源107产生的参考电流Is、和由MOSFET 105和106构成的电流镜的晶体大小比率确定的恒定电流。

[0262] 当由电压/电流转换电路503从在稍后级提供的基带电路接收的AGC电压Vagc被添加、以便从如上所述的最大增益状态的最大值减去所述增益时，该电流iagc流过增益控制电压产生电路500。电流iagc作为由电压/电流转换电路503执行的、将AGC电压Vagc转换为电流iagc的电压-电流转换的结果而获得。

[0263] 在此情形中，如果电压差(Vo-E2)等于或小于MOSFET 501的阈值电压Vth，其中标号Vo表示出现在MOSFET 501的栅极的电压，而标号E2表示增益控制电压E2，则电流iagc流过电阻器505和506以及MOSFET 509，直到MOSFET 501截止，使得增益控制电压E2很快降低。结果，第一MOSFET101和第二MOSFET 102进行从饱和区到三极管区的变换，引起可变增益放大电路的增益开始降低。

[0264] 利用该时序，MOSFET 501开始电导通，使得电流iagc进一步增加。增加的电流iagc主要流过具有电阻器502和MOSFET 501的串联电路。由于流过MOSFET 501的电流和MOSFET 501的栅极-源极电压Vgs，表示增益控制电压E2随着电流iagc的增加而下降的线的梯度变为渐变的。图11是示出特性曲线701的图，每个特性曲线表示在增益控制电压E2和电流iagc之间的关系。要注意到，如从该图显而易见的，特性曲线701能够根据电阻器的电阻和MOSFET大小而改变到某种程度。

[0265] 如图11的特性曲线701所示，在AGC范围内，由为可变增益放大电路的增益提供的垂直轴表示的增益控制电压E2，没有下降到低于某个电压的电平。

[0266] 而且，同时，当增益控制电压E2下降时，在栅极偏置电压产生电路600中采用的MOSFET 601进行从接通状态到截止状态的转换。因此，出现在MOSFET 602的漏极和源极之间的电压也下降，并且出现在MOSFET 601的栅极和源极之间的电压Vgs，作为通过电阻器604流动电流的电压增加。结果，施加到第一MOSFET 101和第二MOSFET 102的栅极的栅极偏置电压E1增加。在此状态中，按照该实施例的AGC电压Vagc控制可变增益放大电路的增益。

[0267] 通过该方法，在许多情形中，有必要考虑使用MOSFET的特性的变化。这些变化通过制造工艺的变化产生。然而，在按照本实施例的AGC电压Vagc的情形中，在由零AGC电压Vagc设置为可变增益放大电路的最大增益状态的状态中，可变增益放大电路的增益被维持在由参考电压Ea和Eb确定的恒定值，而不受出现在每个MOSFET的栅极和源极之间的电压影响。

[0268] 然而，在通过施加AGC电压Vagc将可变增益放大电路的增益控制为可变值的操作中，有必要考虑使用MOSFET的特性变化，作为由制造工艺的变化引起的变化。对施加到MOSFET 501的栅极的固定电压Vo获得图12所示的特性曲线，该MOSFET 501在图10所示的典型配置的增益控制电压产生电路500中采用。如从图12显而易见的，如果改变MOSFET的特性，则得到不期望的非常不同的特性(增益)曲线。在图12的情形中，通过改变MOSFET的阈值电压Vth，导致非常不同的特征曲线。

[0269] 具体地讲，图12中所示的特性曲线711是设置在+0.2V(伏)的MOSFET的阈值电压Vth的曲线。如图所示，特性曲线711具有非常陡的梯度。另一方面，图12所示的特性曲线712是设置在-0.2V(伏)的MOSFET的阈值电压Vth的曲线。如图所示，特性曲线712具有非常平缓的梯度。

[0270] 这是因为，可变增益放大电路的增益的变化，依赖于出现在第一MOSFET101和第二MOSFET 102的每个的漏极和源极之间的电压。当在第一MOSFET101和第二MOSFET102的每个的源极上出现的电位固定时，可变增益放大电路的增益由第三MOSFET 103和第四MOSFET 104的每个的漏极上出现的电压Ed确定。在可变增益放大电路的增益的变化范围内，增益控制电压产生电路500中采用的MOSFET 501被电导通，并且可能需要等于(2×Vgs+Ed)的电压作为出现在MOSFET 501的栅极的电压Vo。也就是说，可能需要栅极电压Vo包括两倍于出现在MOSFET的栅极和源极之间的电压Vgs的变化的变化。

[0271] 图13是示出用于产生上述栅极电压Vo的典型的Vo电压产生电路800的图。

[0272] 在图13所示的典型的Vo电压产生电路800中，n沟道MOSFET 801的源极连接到接地端，而其漏极通过p沟道MOSFET 802的漏极和源极连接到电压源+Vcc的电源线。

[0273] p沟道MOSFET 802的栅极连接到二极管连接的p沟道MOSFET 803的栅极以形成电流镜电路。P沟道MOSFET 803的漏极通过用于产生参考电流Ie的电流源804连接到接地端，而其源极连接到电压源+Vcc的电源线。

[0274] n沟道MOSFET 801的栅极通过具有电阻R1的电阻器805和用于产生电压Ee的电压源806的串联电路，连接到接地端。N沟道MOSFET 801的栅极还通过MOSFET 807的漏极和源极连接到接地端。

[0275] n沟道MOSFET 801和p沟道MOSFET 802的漏极公共的连接点连接到MOSFET 809的栅极。MOSFET 809的源极连接到电压源+Vcc的电源线。MOSFET 809的漏极通过二极管连接的MOSFET 810的漏极和源极连接到接地端。二极管连接的MOSFET 810的栅极连接到MOSFET 807的栅极以形成电流镜电路。

[0276] n沟道MOSFET 801和p沟道MOSFET 802的漏极公共的连接点还连接到MOSFET811的栅极。MOSFET 811的源极通过MOSFET 812的漏极和源极连接到接地端，而该MOSFET
812与MOSFET 810结合形成电流镜电路。MOSFET 811的漏极通过具有电阻R2的电阻器813连接到电压源+Vcc的电源线。出现在MOSFET 811的漏极的电压是在先描述的电压Vo。

[0277] MOSFET 811的栅极通过具有电阻器814和电容器815的串联电路连接到电压源+Vcc的电源线。

[0278] 在Vo电压产生电路800中，负反馈被施加，以便将下面的电流io流过MOSFET807：

[0279] io＝(Ee-Vgs)/R1

[0280] 其中标号Vgs表示电压，其当参考电流Ie流过MOSFET 801时出现在MOSFET 801的栅极和源极，而标号Ee表示由电压源806产生的参考电压。

[0281] 如果输出MOSFET 812具有与MOSFET 807相同的大小，则电流io流过MOSFET812，在MOSFET 811的漏极上产生输出电压作为输出电压Vo。

[0282] 在电流io流过具有电阻R2的电阻器813的情况下，电压Vo由下面的等式表达：

[0283] Vo＝Vcc-R2(Ee-Vgs)/R1

[0284] 如果电阻比R2/R1被设置为2(或R2/R1＝2)，则上面的等式可以被重写为下面的等式：

[0285] Vo＝Vcc+2Vgs-2Ee

[0286] 因此，补偿MOSFET特性变化的电压Vo可以从Vo电压产生电路800获得。由Vo电压产生电路800产生的电压Vo被提供给MOSFET 501的栅极，该MOSFET 501在图10所示的可变增益放大电路的增益控制电压产生电路500中采用。

[0287] 如果使用的MOSFET的特性变化存在，作为由制造工艺的变化引起的变化，则通过使用Vo电压产生电路800，可能获得由图12所示的一组特性曲线713表示的增益变化曲线。该组特性曲线713表示令人满意地补偿MOSFET特性变化的增益变化。

[0288] 通过参照图10的上述实施例实现具有单级配置的可变增益放大电路。在具有多级配置的可变增益放大电路的情形中，增益控制电压产生电路500和栅极偏置电压产生电路600在每个级被提供。然而，一个Vo电压产生电路800被提供为对所有在各级提供的增益控制电压产生电路500公共的电路，并且由Vo电压产生电路800产生的电压Vo作为偏置电压被施加到MOSFET501的栅极，该MOSFET 501的每个在增益控制电压产生电路500之一中采用。

[0289] 在采用每个在某级提供的多个可变增益放大器的多级可变增益放大电路的情形中，用于控制流过电流源MOSFET 105的电流Io的电流源控制电压被用于控制切换操作，以关闭可变增益放大器中的特定一个、或打开紧接在该特定可变增益放大器之后的可变增益放大器。

[0290] 图14是示出采用两个可变增益放大器(即第一可变增益放大器121和第二可变增益放大器122)的两级可变增益放大电路的典型配置的图。

[0291] 在图14所示的典型配置中，第一可变增益放大器121被提供有第一增益控制电压产生电路510和第一栅极偏置电压产生电路610。出于同样的理由，第二可变增益放大器122被提供有第二增益控制电压产生电路520和第二栅极偏置电压产生电路620。

[0292] 在图中未示出的Vo电压产生电路800将电压Vo提供给MOSFET 501的栅极，该MOSFET 501在第一和第二增益控制电压产生电路510和520的每个中采用。

[0293] 第一级MOSFET 5091被提供作为用于按照AGC电压Vagc、控制提供给第一可变增益放大器121的电流的MOSFET。出于同样的理由，第二级MOSFET 5092被提供为用于按照AGC电压Vagc、控制提供给第二可变增益放大器122的电流的MOSFET。

[0294] 第一级MOSFET 5091的栅极接收由第二栅极偏置电压产生电路620产生的栅极偏置电压E12，该第二栅极偏置电压产生电路620为如上所述的第二可变增益放大器122提供。另一方面，第二级MOSFET 5092的栅极接收由第一栅极控制电压产生电路510产生的栅极控制电压E21。

[0295] 第一电压/电流转换电路5031被提供为MOSFET，用于将基于AGC电压Vagc的电压转换为流过第一增益控制电压产生电路510的电流iagc1，该第一增益控制电压产生电路510为如上所述的第一可变增益放大器121提供。出于同样的理由，第二电压/电流转换电路5032被提供作为MOSFET，用于将基于AGC电压Vagc的电压转换为流过第二增益控制电压产生电路520的电流iagc2，该第二增益控制电压产生电路520为如上所述的第二可变增益放大器122提供。

[0296] 以与图5所示的典型配置相同的方法，将输入信号按原样而不衰减地提供给在第一可变增益放大器121中采用的第一和第二MOSFET 101和102的栅极。然而，输入信号在被提供给在第二可变增益放大器122中采用的第一和第二MOSFET 101和102的栅极之前，通过用作用于衰减输入信号的衰减器的电容器131、132和133划分。

[0297] 然而，在图14所示的典型配置中，在增益控制的开始点，在第一电压/电流转换电路5031和第二电压/电流转换电路5032中，AGC电压Vagc被提供有偏置，该第一电压/电流转换电路5031和第二电压/电流转换电路5032的每个用于如上所述将电压转换为电流。

[0298] 详细地讲，在第一可变增益放大器121中，增益控制从对应于由图11的增益特性曲线701所示的零AGC电压Vagc的开始点开始。另一方面，在第二可变增益放大器121中，增益控制从对应于由图11的增益特性曲线702所示的、比零AGC电压Vagc高出事先确定的电压差的AGC电压Vagc的开始点开始。通过具有增益特性曲线701和702，可能执行从第一可变增益放大器121到第二可变增益放大器122或反过来的切换，并且可以平滑地改变可变增益放大电路的增益。

[0299] 在图14所示的配置中采用的第二电压/电流转换电路5032给出了对于开始流动电流iagc2的点的偏置，作为相对于开始流动电流iagc1的电流的偏置，以便允许在任何任意点执行切换。

[0300] 下面说明具有图14所示的配置的两级可变增益放大电路的操作。

[0301] 在具有图14所示的配置的两级可变增益放大电路的最大增益状态中，流过第一增益控制电压产生电路510的电流iagc1和流过第二增益控制电压产生电路520的电流iagc2都为0。在此状态中，增益控制电压E21和E22都具有高电平。因为第一可变增益放大器121的增益控制电压E21为高，所以MOSFET 5092处于导通状态，使得没有电流流过第二可变增益放大器122。因此，仅仅第一可变增益放大器121工作。

[0302] 当AGC电压Vagc从可变增益放大电路的最大增益状态的电平上升时，电流iagc1增加，减小了增益控制电压E21。按照先前描述的操作，第一可变增益放大器121的增益降低。

[0303] 在事先确定的低增益的状态中减小的增益控制电压E21，使得MOSFET5092进行从接通状态到截止状态的转变，提供电流给第二可变增益放大器122。当电流被提供给第二可变增益放大器122时，第二可变增益放大器122的操作被启动。此时，电流iagc2已经流动，减少增益控制电压E22，使得减少可变增益放大电路的增益的操作模式立即建立。因此，在从第一可变增益放大器121到第二可变增益放大器122的切换的过程中，可变增益放大电路的增益平滑变化。

[0304] 当第二可变增益放大器122的增益控制电压E22降低时，栅极偏置电压E11如在先描述的升高，使得MOSFET 5091进入导通状态。在此状态中，提供给第一可变增益放大器121的电流被减少。该操作使得操作从第一可变增益放大器121切换到第二可变增益放大器122。

[0305] 图15是示出每个表示在切换过程中增益和AGC电压Vagc之间的关系的曲线的图，该切换过程在三级可变增益放大电路中分别在三个级执行，该三级可变增益放大电路采用其每个按照具有图1所示的配置的实施例的三个可变增益放大器。图16是显示每个表示在切换过程中在操作电流和AGC电压Vagc之间的关系的曲线的图。图17是显示表示在切换过程中、在增益和AGC电压Vagc之间的关系、以及失真和AGC电压Vagc之间的关系的曲线的图。

[0306] 也就是说，图15所示的曲线每个表示在可变增益放大电路的切换过程中、在AGC电压Vagc和具有三级配置的可变增益放大电路的增益的变化之间的关系。更具体地讲，图15所示的曲线GA1表示AGC电压Vagc和第一可变增益放大器121的增益的变化之间的关系，在同一图中所示的曲线GA2表示AGC电压Vagc和第二可变增益放大器122的增益的变化之间的关系，而同一图中所示的曲线GA3表示AGC电压Vagc和第三可变增益放大器123的增益的变化之间的关系。在图15中示出的各曲线GA表示在AGC电压Vagc和具有三级配置的可变增益放大电路的增益的变化之间的关系。如该图所示，具有三级配置的可变增益放大电路的增益在至少45dB的增益变化范围内随着AGC电压Vagc变化。而且，具有三级配置的可变增益放大电路的增益平滑减少，而不管在构成可变增益放大电路的可变增益放大器中操作的切换。

[0307] 图16是示出其每个表示在可变增益放大电路的切换过程中、AGC电压Vagc和可变增益放大器的电流之间的关系的曲线的图，该可变增益放大器在可变增益放大电路的三级之一提供。更具体地讲，图16所示的曲线Io1表示流过电流源MOSFET 105的电流和AGC电压Vagc之间的关系，该电流源MOSFET 105在第一级提供的可变增益放大器121中采用，同一图所示的曲线Io2表示流过电流源MOSFET 105的电流和AGC电压Vagc之间的关系，该电流源MOSFET 105在第二级提供的可变增益放大器122中采用，而图16所示的曲线Io3表示流过电流源MOSFET 105的电流和AGC电压Vagc之间的关系，该电流源MOSFET 105在第三级提供的可变增益放大器123中采用。

[0308] 图16所示的曲线IoS表示在具有三级配置的可变增益放大电路的总电流和AGC电压Vagc之间的关系。消耗电流Ios的峰值比在第一级提供的可变增益放大器的消耗电流的峰值高出20％。

[0309] 图17是显示曲线Gv和曲线IIP3的图，该曲线Gv表示在可变增益放大电路的切换过程中，在具有三级配置的可变增益放大电路的增益和AGC电压Vagc之间的关系，该曲线IIP3表示在该切换过程中在三阶(third-order)截点(intercept point)的失真和AGC电压Vagc之间的关系。

[0310] 如从图17显而易见的，当三级可变增益放大电路的增益Gv下降时，在三阶截点的失真IIP3增加至少20dB。结果，即使对于大输入信号，也可能实现具有小的消耗电流增加的小失真可变增益放大电路。

[0311] [其它买施例]

[0312] 图18是示出另一个实施例的图，该实施例实现具有多级配置的可变增益放大电路。在该另一实施例中，在各级的每级提供的可变增益放大器具有与前面描述的实施例的配置相同的配置。然而，该另一实施例采用了一种切换方法，用于以不同于在前面描述的实施例的切换方法的方式，将在一级提供的一个可变增益放大器切换到在另一级提供的可变增益放大器。

[0313] 在如图14所示的实施例中，用于将AGC电压Vagc转换为电流iagc1的第一电压/电流转换电路5031和第一增益控制电压产生电路510由一条线彼此连接。出于同样的理由，用于将AGC电压Vagc转换为电流iagc2的第二电压/电流转换电路5032和第二增益控制电压产生电路520由一条线彼此连接。每个流过连接线的电流iagc(严格地讲，电流iagc1和电流iagc2)通过改变AGC电压Vagc来控制，以便调整增益控制电压E2(严格地讲，增益控制电压E21和E22)。增益控制电压E2被控制，以便在具有两级配置的可变增益放大电路中，执行从一个可变增益放大器到另一个可变增益放大器的切换。

[0314] 在图18所示的实施例中，另一方面，用于将AGC电压Vagc转换为电流的第一电压/电流转换电路5033和第一增益控制电压产生电路530由两条线彼此连接。出于同样的理由，用于将AGC电压Vagc转换为电流的第二电压/电流转换电路5034和第二增益控制电压产生电路540由三条线彼此连接等等。增益控制电压E2(严格地讲，增益控制电压E21、E22和E23等)、栅极偏置电压E1(严格地讲，栅极偏置电压E11、E12和E13等)和操作电流Io如下分别通过专门用于它们的连接线控制。

[0315] 在图18所示的实施例中，在第一电压/电流转换电路5033中采用的MOSFET 5041的漏极通过电流源531，连接到电压源+Vcc的电源线，该第一电压/电流转换电路5033为第一可变增益放大器121提供，作为接收AGC电压Vagc的电路。MOSFET 5041的漏极和电流源531公共的连接点通过串联电路连接到接地端，该串联电路具有电阻器532、二极管连接的MOSFET 533和用于产生参考电压Ea的电压源534。

[0316] 在第一电压/电流转换电路5033中采用的MOSFET 5041，按照由MOSFET 5041的栅极接收的AGC电压Vagc，控制由电流源531产生的电流iagc21，以便在MOSFET 5041的漏极和电流源531公共的连接点产生增益控制电压E21，作为要提供给在第一可变增益放大器121中采用的第三MOSFET103和第四MOSFET 104的栅极的电压。也就是说，电流源531、电阻器532、MOSFET 533和电压源534形成第一增益控制电压产生电路530。

[0317] 具有电流源631、二极管连接的MOSFET 632和电阻器633的串联电路连接在电源+Vcc的电源线和接地端之间。MOSFET 634和二极管连接的MOSFET 635的栅极彼此连接以形成电流镜配置。MOSFET 634和二极管连接的MOSFET 635的源极连接到电源+Vcc的电源线。MOSFET 634的漏极连接到二极管连接MOSFET 632的栅极和漏极公共的连接点。二极管连接的MOSFET 635的漏极连接到在第一电压/电流转换电路5033中采用的MOSFET5041的漏极。

[0318] 在第一电压/电流转换电路5033中采用的MOSFET 5042，按照由MOSFET 5042的栅极接收的AGC电压Vagc控制电流iagc11，以便调整在第一可变增益放大器121中采用的第一MOSFET 101和第二MOSFET 102的栅极偏置电压E11。也就是说，形成电流镜电路的电流源631、MOSFET 632、电阻器633、MOSFET 634和二极管连接的MOSFET 635形成了第一栅极偏置电压产生电路630。

[0319] 而且，第二可变增益放大器122被提供有第二增益控制电压产生电路540，该第二增益控制电压产生电路540具有与上述第一增益控制电压产生电路530的配置完全相同的配置。在图18中，在第二增益控制电压产生电路540中采用的组件，作为与在第一增益控制电压产生电路530中采用的其各自对应物相同的组件，用与所述对应物相同的参考标号表示。此后，第二可变增益放大器122也提供有第二栅极偏置电压产生电路640，该第二栅极偏置电压产生电路640具有与上述第一栅极偏置电压产生电路630的配置完全相同的配置。在图18中，在第二栅极偏置电压产生电路640中采用的组件，作为与在第一栅极偏置电压产生电路630中采用的其各自对应物相同的组件，用和所述对应物相同的参考标号表示。

[0320] 在第二电压/电流转换电路5034中采用的MOSFET 5043，按照由MOSFET 5043的栅极接收的AGC电压Vagc，控制由电流源541产生的电流iagc22，以便在MOSFET 5043的漏极和电流源541公共的连接点产生增益控制电压E22，作为要提供给在第二可变增益放大器122中采用的第三MOSFET103和第四MOSFET 104的栅极的电压。

[0321] 在第二电压/电流转换电路5034中采用的另一个MOSFET 5044，按照由MOSFET5044的栅极接收的AGC电压Vagc控制电流iagc12，以便调整在第二可变增益放大器122中采用的第一MOSFET 101和第二MOSFET 102的栅极偏置电压E12。

[0322] 在第二电压/电流转换电路5034中采用的另一个MOSFET 5045，按照由MOSFET5044的栅极接收的AGC电压Vagc控制电流iagc23。该电流iagc23被提供给在第一可变增益放大器121中采用的电流源MOSFET 105的栅极和MOSFET 5093的栅极。该电流iagc23还被提供给在图18中未示出的第三可变增益放大器123。电流iagc23确定用于在三个级提供的第一可变增益放大器121、第二可变增益放大器122和第三可变增益放大器123中切换操作的时序。

[0323] 要注意到，MOSFET 5093的漏极连接到在第二可变增益放大器122中采用的电流源MOSFET 105的栅极，而MOSFET 5093的源极连接到接地端。

[0324] 在按照图18所示的实施例的多级可变增益放大电路中，将电压设置在增益最大点的条件与参照图10和14在前面解释的实施例的条件相同。在第一和第二栅极偏置电压产生电路630和640中，乘积Is2×R3(其中标号Is2表示由电流源631和632产生的电流，而标号R3表示电阻器633和634的电阻)被用来替代前述的参考电压Eb。用此方法，电阻器633和634的电阻R3还被用来设置表示增益变化的曲线的梯度。

[0325] 图19是示出每个表示在切换过程中增益和AGC电压Vagc之间的关系的曲线的图，该切换过程按照如图18所示的实施例，在若干级采用可变增益放大器的可变增益放大电路中执行。更具体地讲，曲线GA1表示第一可变增益放大器121的增益和AGC电压Vagc之间的关系，曲线GA2表示第二可变增益放大器122的增益和AGC电压Vagc之间的关系，而曲线GA3表示第三可变增益放大器123的增益和AGC电压Vagc之间的关系。在图15中示出的各曲线GA表示在具有三级配置的可变增益放大电路的增益和AGC电压Vagc之间的关系。如在该图所示，具有三级配置的可变增益放大电路的增益在至少45dB的增益变化范围内随着AGC电压Vagc变化。而且，具有三级配置的可变增益放大电路的增益平滑减少，而不管在构成可变增益放大电路的可变增益放大器中操作的切换。

[0326] 图20是示出每个表示在可变增益放大电路的切换过程中、可变增益放大器121、122和123的操作(切换)电流和AGC电压Vagc之间的关系的曲线的图，该可变增益放大器121、122和123按照图18所示的实施例，在可变增益放大电路的三级之一提供。

[0327] 在本实施例的情形，在每一级提供的可变增益放大器的电流由AGC电压Vagc直接控制。因此，如图20所示，切换特性表示随着AGC电压Vagc线性变化的电流的操作。而且，在切换操作中关闭的电流与在切换操作中接通的电流的比是1∶1，并且在每一级提供的可变增益放大器的电流由AGC电压Vagc直接控制。因此，可变增益放大电路的总电流不增加。

[0328] 要注意到，在图18所示的实施例的情形，增益变化补偿MOSFET的栅极-源极电压Vgs的变化。这是因为，在初始状态校正了偏置条件的情况下，增益的变化由电流的变化表示。

[0329] (各实施例的效果)

[0330] 1.由单端电路采用以给出小失真的现场证明的可变增益方法还可以被应用于不同的放大器。因此，可能维持给出的小失真的特征并且减少消耗的电流。

[0331] 2.可能实现采用在尽可能多的级提供的放大器的可变增益放大电路，只要消耗电流的增加可以被忽略。

[0332] 3.增益可以按原样随着维持的差动放大器的平衡变化，并且偶数阶失真的产生能够被抑制。

[0333] 4.因为偏置电流被用作补偿在使用中的MOSFET的特性的放大器特性变化，所以可以减少由制造工艺变化引起的放大器特性变化的量。

[0334] 5.由于可变增益被采用作为即使电流下降其失真也不劣化的方法，所以没有必要太考虑在从可变增益放大器的电流切换到另一个可变增益放大器的电流的点的失真变化。因此，切换操作可以容易地执行。

[0335] 6.即使通过使用低驱动电压，具有大动态范围的高频放大器也可以被实现。因此，在采用这样的高频放大器的接收器中，可以执行低电压操作。

[0336] 7.通过根据在接收器的高频放大级的各实施例使用可变增益放大电路，可能减少噪声量、消耗电流和失真量。而且，可变增益放大电路能够有效地放置在单芯片IC中。

[0337] [其它修改]

[0338] 如上所述的各实施例每个实现放置在单芯片IC中的可变增益放大电路。然而，本发明的范围绝不意味限制于在单芯片IC中实现可变增益放大电路。然而，如上所述，在单芯片IC中实现可变增益放大电路给出了好的结果。

[0339] 上面的描述解释了多达三级的多级可变增益放大电路。然而，要注意到，本发明当然能够被应用于具有多于3的级数的多级可变增益放大电路。

[0340] 而且，按照上面的描述，由本发明提供的可变增益放大电路被应用于TV调谐器中采用的高频放大器。然而，要注意到，本发明的范围绝不限制于TV调谐器。不必说，本发明还可以被应用于除了TV调谐器外的装置。

[0341] 本领域技术人员还应该理解到，依赖于设计要求和其它因素，各种修改、组合、子组合和更改可以发生，只要它们在权利要求书和其等价物的范围内。

[0342] 相关申请的交叉引用

[0343] 本发明包含涉及于2007年2月5日向日本专利局提交的日本专利申请JP2007-025309的主题，其全部内容通过引用在此并入。