正交频分多址上行传输的发射机、接收机及其方法

摘要

本发明提供一种正交频分多址上行传输的发射机、接收机及其方法，对于上行链路，各用户移动终端采用较小点数的IFFT变换和较低的采样速率，调制形成离散窄带OFDM信号。在基站端，根据系统载频完成下变频后，获得来自所有用户的合成宽带离散基带信号。然后采用较高的采样频率和较大点数的FFT变换，解调来自所有用户具有不同带宽和载波频偏的合成宽带信号。采用本发明的正交频分多址上行传输方案，可以使通信系统很好的适配多用户的不同业务需求和终端处理能力，减小移动终端的实现复杂度和功耗。

权利要求

1.正交频分多址上行传输的发射机，其特征在于包括：

正交变换装置，用于对输入的每个并行符号数据块进行Mk点正交变换；

子载波映射装置，用于将正交变换装置输出的并行符号数据块中每个元素映射到相应的子载波上传输，对于没有映射信号的子载波传输零信号；

IFFT变换装置，用于对子载波映射装置输出的每个并行符号数据块进行Nk点IFFT变换，k＝1，2...K，K为上行发射终端数目；

循环前缀添加装置，用于在IFFT变换输出的并行数据块的头部添加一个特定长度NC，k的保护间隔；

D/A转换装置，用于将循环前缀添加装置输出的离散的数据序列以转换频率fk进行数模转换，各用户发射的OFDM符号不包括循环前缀在内的有效部分持续时间Tk相同，并且Tk＝Nk/fk，k＝1，2...K，K为上行发射终端数目，各用户发射的OFDM符号循环前缀部分持续时间TC，k相同，并且TC，k＝NC，k/fk；

上变频装置，用于将D/A转换装置输出的模拟基带信号通过频谱搬移，形成射频信号，即将模拟基带信号sk(t)变换成射频信号 其中Re[·]表示取实部，fk为第k个移动终端特定的载波偏移量，并且该值为接收端OFDM解调子载波间隔的整数倍，fc为基站接收端接收载波频率。

2.根据权利要求1所述的正交频分多址上行传输的发射机，其特征在于：所述正交变换装置为Mk点沃尔什-哈达码正交变换装置或Mk点DFT正交变换装置或Mk点恒等变换装置。

3.根据权利要求1或2所述的正交频分多址上行传输的发射机，其特征在于：所述循环前缀添加装置中，该保护间隔的长度应大于信道最大时延扩展长度。

4.正交频分多址上行传输的接收机，其特征在于包括：

下变频装置，用于将接收的所有用户的合成宽带射频信号通过频谱搬移形成宽带模拟基带信号，并且下变频的载波频率为fc，经过下变频装置，接收的射频信号 变换为宽带模拟基带信号rk(t)；

A/D转换装置，用于根据宽带模拟基带信号的带宽对下变频装置输出的模拟基带信号rk(t) 以采样率f进行采样，并且f大于或等于发射端D/A转换频率fk，基站接收的OFDM符号的有效部分的持续时间为T，并且T＝N/f，N为其后点FFT变换装置中的FFT变换点数，并且T＝Tk，k＝1，2...K，K为上行发射终端数目，基站接收的OFDM符号的循环前缀部分的持续时间为TC，并且TC＝TC，k；

循环前缀去除装置，用于对A/D转换装置输出的数据序列按照发射端循环前缀添加规则去除循环前缀，并且去除的循环前缀长度为C，并且C＝TCf；

FFT变换装置，用于对循环前缀去除装置输出的并行数据序列进行N点FFT变换；

子载波提取装置，用于按各用户特定的载波偏移量和子载波数目从FFT变换装置输出的并行数据序列中提取各子载波上接收的信号矢量；

信道均衡装置，用于对各用户接收的信号进行频域均衡；

子载波解映射装置，用于按各用户发射端子载波映射装置中的映射规则，从信道均衡输出的并行数据序列中提取各子载波上接收的信号矢量；

正交逆变换装置，用于对输入的每个并行符号数据块，按发射端正交变换装置中采用的变换规则，进行Mk点正交逆变换；经正交逆变换，接收端即可获得发射端传输的数据符号的估计矢量，用于后续的符号解调和信道解码，从而恢复出传输的信息比特。

5.根据权利要求4所述的正交频分多址上行传输的接收机，其特征在于：所述信道均衡装置为迫零均衡信道均衡装置。

6.正交频分多址上行传输的发射方法，其特征在于包括以下步骤：

正交变换步骤，用于对输入的每个并行符号数据块进行Mk点正交变换；

子载波映射步骤，用于将正交变换步骤输出的并行符号数据块中每个元素映射到相应的子载波上传输，对于没有映射信号的子载波传输零信号；

IFFT变换步骤，用于对子载波映射步骤输出的每个并行符号数据块进行Nk点IFFT变换，循环前缀添加步骤，用于在IFFT变换输出的并行数据块的头部添加一个特定长度NC，k的保护间隔；

D/A转换步骤，用于将循环前缀添加步骤输出的离散的数据序列以转换频率fk进行数模转换，各用户发射的OFDM符号不包括循环前缀在内的有效部分持续时间Tk相同，并且 Tk＝Nk/fk，k＝1，2...K，K为上行发射终端数目，用户发射的OFDM符号循环前缀部分持续时间TC，k相同，并且TC，k＝NC，k/fk；

上变频步骤，用于将D/A转换步骤输出的模拟基带信号通过频谱搬移，形成射频信号，即将模拟基带信号sk(t)变换成射频信号 其中Re[·]表示取实部，fk为第k个移动终端特定的载波偏移量，并且该值为接收端OFDM解调子载波间隔的整数倍，fc为基站接收端接收载波频率。

7.根据权利要求6所述的正交频分多址上行传输的发射方法，其特征在于：所述正交变换步骤采用Mk点沃尔什-哈达码正交变换方法或Mk点DFT正交变换方法或Mk点恒等变换方法。

8.根据权利要求6或7所述的正交频分多址上行传输的发射方法，其特征在于：所述循环前缀添加步骤中，该保护间隔的长度应大于信道最大时延扩展长度。

9.正交频分多址上行传输的接收方法，其特征在于包括：

下变频步骤，用于将射频信号通过频谱搬移形成宽带模拟基带信号，并且下变频的载波频率为fc，经过下变频步骤，接收的射频信号 变换为宽带模拟基带信号rk(t)；

A/D转换步骤，用于对下变频装置输出的模拟基带信号rk(t)以采样率f进行采样，并且f大于或等于发射端D/A转换频率fk，基站接收的OFDM符号的有效部分的持续时间为T，并且T＝N/f，N为其后点FFT变换步骤中的FFT变换点数，并且T＝Tk，k＝1，2...K，K为上行发射终端数目，基站接收的OFDM符号的循环前缀部分的持续时间为TC，并且TC＝TC，k；

循环前缀去除步骤，用于对A/D转换装置输出的数据序列按照发射端循环前缀添加规则去除循环前缀，并且去除的循环前缀长度为C，并且C＝TCf；

FFT变换步骤，用于对循环前缀去除装置输出的并行数据序列进行N点FFT变换，并且N大于或等于发射端IFFT变换点数Nk；

子载波提取步骤，用于按各用户特定的载波偏移量和子载波数目从FFT变换装置输出的并行数据序列中提取各子载波上接收的信号矢量； 信道均衡步骤，用于对各用户接收的信号进行频域均衡；

子载波解映射步骤，用于按各用户发射端子载波映射装置中的映射规则，从信道均衡输出的并行数据序列中提取各子载波上接收的信号矢量；

正交逆变换步骤，用于对输入的每个并行符号数据块，按发射端正交变换装置中采用的变换规则，进行Mk点正交逆变换；经正交逆变换，接收端即可获得发射端传输的数据符号的估计矢量，用于后续的符号解调和信道解码，从而恢复出传输的信息比特。

10.根据权利要求9所述的正交频分多址上行传输的接收方法，其特征在于：所述信道均衡步骤采用迫零均衡信道均衡方法。

11.正交频分多址上行传输方法，其特征在于包括以下步骤：

1)发射信号形成步骤：对于上行链路，各移动终端采用较小点数的IFFT变换和较低的采样速率，调制形成各自的离散窄带OFDM信号；然后，经过D/A转换后，形成模拟基带信号，最后通过时域相移，完成用户特定的频谱搬移，形成发射信号；

2)基站信号接收步骤：在基站接收端采用较高的采样频率和较大点数的FFT变换，解调来自所有用户具有不同带宽和载波频偏的合成宽带信号；其中，各用户发射的OFDM符号不包括循环前缀在内的有效部分持续时间相同，且该持续时间与基站接收的OFDM符号的有效部分的持续时间相同，各用户的载波频偏fk必须为各用户发射的OFDM符号的子载波带宽的整数倍。 

说明书

技术领域

本发明涉及一种正交频分多址上行传输装置及其方法。 

背景技术

在无线通信系统中，尤其在宽带移动通信系统中，空中信号传输技术正成为研究的焦点。为了获得较高的频谱效率，例如高达10bps/Hz，支持多种场景的通信需求，支持各种自适应控制技术，宽带移动通信系统的信号传输技术必须支持比以往任何一种同类技术更好的性能，同时维持可控制的实现复杂度。 
现在，宽带移动通信的信号传输技术主要以CDMA(码分多址)为代表的单载波多址技术和以OFDM(正交频分复用)为代表的多载波多址技术。在宽带无线通信环境下，为补偿信道衰落的影响，基于CDMA的单载波传输系统，接收端均衡器日益复杂，从而限制该技术的应用。而以OFDM为代表的多载波多址系统，以其支持灵活的频域资源调度，简单的接收端均衡算法，以及很容易与多天线技术相结合，使其日益成为未来宽带无线通信系统的主要多址技术解决方案之一。 
现有的传输系统如WiMAX、WiBro等，上行链路移动终端发射机和基站接收机采用对称结构，即采用相同点数IFFT(逆快速傅里叶变换)和FFT(快速傅里叶变换)，完成信号的调制和解调。在未来宽带移动通信系统中，随着系统运行带宽越来越宽和多速率、多媒体业务的发展，上行链路单用户占用带宽将会与系统带宽越来越不对称。此时，若采用现有的系统传输方案，对于只支持低速率业务的终端，为传输低速率业务，也必须支持和进行较大点数的IFFT变换。这样，其实现复杂度和成本难以控制。 

发明内容

本发明针对现有系统的上述缺点，提出一种正交频分多址上行传输方案。该方案可以利用基站端强大的处理能力，以适配具有不同传输能力和实现复杂度的移动终端。 
一种正交频分多址上行传输的发射机，其特征在于包括： 
正交变换装置，用于对输入的每个并行符号数据块进行Mk点正交变换； 
子载波映射装置，用于将正交变换装置输出的并行符号数据块中每个元素映射到相应的子载波上传输，对于没有映射信号的子载波传输零信号； 
IFFT变换装置，用于对子载波映射装置输出的每个并行符号数据块进行Nk点IFFT变换，k＝1，2...K，K为上行发射终端数目； 
循环前缀添加装置，用于在IFFT变换输出的并行数据块的头部添加一个特定长度NC，k的保护间隔； 
D/A转换装置，用于将循环前缀添加装置输出的离散的数据序列以转换频率fk进行数模转换，各用户发射的OFDM符号不包括循环前缀在内的有效部分持续时间Tk相同，并且Tk＝Nk/fk，k＝1，2...K，K为上行发射终端数目，各用户发射的OFDM符号循环前缀部分持续时间TC，k相同，并且TC，k＝NC，k/fk； 
上变频装置，用于将D/A转换装置输出的模拟基带信号通过频谱搬移，形成射频信号，即将模拟基带信号sk(t)变换成射频信号 其中Re[·]表示取实部，fk为第k个移动终端特定的载波偏移量，并且该值为接收端OFDM解调子载波间隔的整数倍，fc为基站接收端载波频率。 
其中，所述正交变换装置可以是Mk点WH(沃尔什-哈达码)正交变换装置，Mk点DFT正交变换装置或Mk点恒等变换(即变换输出信号矢量与输入信号矢量恒等)装置；优选地，采用Mk点DFT正交变换装置。 
所述循环前缀添加装置中，该保护间隔的长度应大于信道最大时延扩展长度。 
一种正交频分多址上行传输的接收机，包括： 
下变频装置，用于将接收的所有用户的合成宽带射频信号通过频谱搬移形成宽带模拟基带信号，并且下变频的载波频率为fc，经过下变频装置，接收的射频信号 变换为宽带模拟基带信号rk(t)； 
A/D转换装置，用于根据宽带模拟基带信号的带宽对下变频装置输出的模拟基带信号rk(t)以采样率f进行采样，并且f大于或等于发射端D/A转换频率fk，基站接收的OFDM符号的有效部分的持续时间为T，并且T＝N/f，N为其后点FFT变换装置中的FFT变换点数，并且T＝Tk，k＝1，2...K，K为上行发射终端数目，基站接收的OFDM符号的循环前缀部分的持续时间为TC，并且TC＝TC，k； 
循环前缀去除装置，用于对A/D转换装置输出的数据序列按照发射端循环前缀添加规则去除循环前缀，并且去除的循环前缀长度为C，并且C＝TCf； 
FFT变换装置，用于对循环前缀去除装置输出的并行数据序列进行N点FFT变换； 
子载波提取装置，用于按各用户特定的载波偏移量和子载波数目从FFT变换装置输出的并行数据序列中提取各子载波上接收的信号矢量； 
信道均衡装置，用于对各用户接收的信号进行频域均衡； 
子载波解映射装置，用于按各用户发射端子载波映射装置中的映射规则，从信道均衡输出的并行数据序列中提取各子载波上接收的信号矢量； 
正交逆变换装置，用于对输入的每个并行符号数据块，按发射端正交变换装置中采用的变换规则，进行Mk点正交逆变换；经正交逆变换，接收端即可获得发射端传输的数据符号的估计矢量，用于后续的符号解调和信道解码，从而恢复出传输的信息比特。 
其中，所述信道均衡装置为迫零均衡信道均衡装置。 
一种正交频分多址上行传输的发射方法，包括以下步骤： 
正交变换步骤，用于对输入的每个并行符号数据块进行Mk点正交变换； 
子载波映射步骤，用于将正交变换步骤输出的并行符号数据块中每个元素映射到相应的子载波上传输，对于没有映射信号的子载波传输零信号； 
IFFT变换步骤，用于对子载波映射步骤输出的每个并行符号数据块进行Nk点IFFT变换，循环前缀添加步骤，用于在IFFT变换输出的并行数据块的头部添加一个特定长度NC，k的保护间隔； 
D/A转换步骤，用于将循环前缀添加步骤输出的离散的数据序列以转换频率fk进行数模转换，各用户发射的OFDM符号不包括循环前缀在内的有效部分持续时间Tk相同，并且Tk＝Nk/fk，k＝1，2...K，K为上行发射终端数目，用户发射的OFDM符号循环前缀部分持续时间TC，k相同，并且TC，k＝NC，k/fk； 
上变频步骤，用于将D/A转换步骤输出的模拟基带信号通过频谱搬移，形成射频信号，即将模拟基带信号sk(t)变换成射频信号 ${\tilde{s}}_k\left(t\right)=R_e\left[s_k\left(t\right)\exp \left(j2\pi (f_k+f_c)t\right)\right]$，其中Re[·]表示取实部，fk为第k个移动终端特定的载波偏移量，并且该值为接收端OFDM解调子载波间隔的整数倍，fc为基站接收端载波频率。 
其中，所述正交变换步骤可以采用Mk点WH(沃尔什-哈达码)正交变换方法，Mk点DFT正交变换方法或Mk点恒等变换(即变换输出信号矢量与输入信号矢量恒等)方法，优选地，采用Mk点DFT正交变换方法。 
其中，所述循环前缀添加步骤中，该保护间隔的长度应大于信道最大时延扩展长度。 
一种正交频分多址上行传输的接收方法，包括： 
下变频步骤，用于将射频信号通过频谱搬移形成宽带模拟基带信号，并且下变频的载波频率为fc，经过下变频步骤，接收的射频信号 变换为宽带模拟基带信号rk(t)； 
A/D转换步骤，用于对下变频装置输出的模拟基带信号rk(t)以采样率f进行采样，并且f大于或等于发射端D/A转换频率fk，基站接收的OFDM符号的有效部分的持续时间为T，并且T＝N/f，N为其后点FFT变换步骤中的FFT变换点数，并且T＝Tk，k＝1，2...K，K为上行发射终端数目，基站接收的OFDM符号的循环前缀部分的持续时间为TC，并且TC＝TC，k； 
循环前缀去除步骤，用于对A/D转换装置输出的数据序列按照发射端循环前缀添加规则去除循环前缀，并且去除的循环前缀长度为C，并且C＝TCf； 
FFT变换步骤，用于对循环前缀去除装置输出的并行数据序列进行N点FFT变换，并且N大于或等于发射端IFFT变换点数Nk； 
子载波提取步骤，用于按各用户特定的载波偏移量和子载波数目从FFT变换装置输出的并行数据序列中提取各子载波上接收的信号矢量； 
信道均衡步骤，用于对各用户接收的信号进行频域均衡； 
子载波解映射步骤，用于按各用户发射端子载波映射装置中的映射规则，从信道均衡输出的并行数据序列中提取各子载波上接收的信号矢量； 
正交逆变换步骤，用于对输入的每个并行符号数据块，按发射端正交变换装置中采用的变换规则，进行Mk点正交逆变换；经正交逆变换，接收端即可获得发射端传输的数据符号的估计矢量，用于后续的符号解调和信道解码，从而恢复出传输的信息比特。 
其中，所述信道均衡步骤采用迫零均衡信道均衡方法。 
一种正交频分多址上行传输方法，包括以下步骤： 
1)发射信号形成步骤：对于上行链路，各移动终端采用较小点数的IFFT变换和较低的采样速率，调制形成各自的离散窄带OFDM信号；然后，经过D/A转换后，形成模拟基带信号，最后通过时域相移，完成用户特定的频谱搬移，形成发射信号； 
2)基站信号接收步骤：在基站接收端采用较高的采样频率和较大点数的FFT变换，解调来自所有用户具有不同带宽和载波频偏的合成宽带信号；其中，各用户发射的OFDM符号不包括循环前缀在内的有效部分持续时间相同，且该持续时间与基站接收的OFDM符号的有效部分的持续时间相同，各用户的载波频偏fk必须为各用户发射的OFDM符号的子载波带宽的整数倍。 
采用本发明的正交频分多址上行传输方案，可以使通信系统很好的适配多用户的不同业务需求和终端处理能力。减小移动终端的实现复杂度和功耗。 
以下结合附图及实施例进一步说明本发明。 

附图说明

图1为本发明正交频分多址上行传输发送接收的原理框图； 
图2为本发明正交频分多址上行传输发射机的实现框图； 
图3为本发明正交频分多址上行传输接收机的实现框图。 

具体实施方式

图1示出一种正交频分多址上行传输发送接收的原理框图。对于上行链路，各移动终端采用较小点数的IFFT变换和较低的采样速率，调制形成各自的离散窄带OFDM信号。然后，经过D/A转换后，形成模拟基带信号。最后通过时域相移，完成用户特定的频谱搬移，形成发射信号。在基站接收端采用较高的采样频率和较大点数的FFT变换，解调来自所有用户具有不同带宽和载波频偏的合成宽带信号。由于上行各用户解调的OFDM信号的子载波数目(即IFFT点数)可以不同，为保证上行各用户信号之间的正交性，所有用户发射的OFDM信号的子载波带宽应保持与基站发射端解调的OFDM符号的子载波带宽相同，即各用户发射的OFDM符号有效部分(不包括循环前缀)的持续时间必须相同，同时该持续时间必须与基站接收的OFDM 符号的有效部分的持续时间相同。此外，各用户的载波频偏fk必须为各用户发射的OFDM符号的子载波带宽的整数倍。 
图2示出一种正交频分多址上行传输的发射机的实现框图。其中包括一个正交变换装置11，一个子载波映射装置12，一个Nk点的IFFT变换装置13，一个循环前缀添加装置14，一个D/A转换装置15，一个上变频装置16。需要说明的是，作为数字通信系统发射机必要组成部分的信道编码装置，数字调制装置和发射天线装置与本发明的目的并无直接关系，在此未进行描述。此外，图2只示例了一个用户终端发射机的情况。在多个用户的数据传输时，多用户的数据符号将通过子载波映射装置，采用频分和时分复用的方式，独占每个传输的OFDM符号中的子载波。 
假定{xk(n)，n＝0，1，...，Mk-1}为输入到第k个移动终端发射机的并行已调制符号序列，并且Mk≤Nk，Nk为其后IFFT变换装置13中IFFT变换的点数； 
正交变换装置11，用于对输入的每个并行符号数据块进行Mk点正交变换。此处正交变换可以是沃尔什-哈达玛(WH)变换，傅立叶变换(DFT)或恒等变换(即变换输出信号矢量与输入信号矢量恒等)等。优选地，采用Mk点DFT变换。经过DFT变换，输入的并行数据块序列{xk(n)，n＝0，1，...，Mk-1}变换成相应的数据块序列 相互之间的关系服从 这里， 也表示一个元素数量和DFT变换大小一样的列向量。DFT变换大小可根据通信系统所需传输速率和数据处理能力进行自适应调整。 
子载波映射装置12，用于将输入的并行符号数据块 中每个元素映射到相应的子载波上传输，对于没有映射信号的子载波传输零。经过子载波映射装置，输出为并行符号数据块{ak(m)，m＝0，1，...，Nk-1}，并且Mk≤Nk，Nk为其后IFFT变换装置13中IFFT变换的点数。 
IFFT变换装置13，用于对输入的每个并行符号数据块{ak(m)，m＝0，1，...，Nk-1}进行Nk点IFFT变换。经过IFFT变换模块，输入的并行数据块序列{ak(m)，m＝0，1，...，Nk-1}变换成相应的数据块序列{bk(n)，n＝0，1，...，Nk-1}，相互之间的关系服从 这里，{bk}也表示一个元素数量和IFFT变换大小一样的列向量。IFFT变换大小可根据通信系统所需传输速率和数据处理能力进行自适应调整。 
循环前缀添加装置14，用于在IFFT变换输出的并行数据块的头部添加一个特定长度的保护间隔，用于减少信道间干扰(优选地，该保护间隔的长度应大于信道最大时延扩展长度)。具体地，将所述IFFT变换输出的数据块尾部的一部分复制到其的前端，形成最终的带循环前缀的数据块符号。经过循环前缀添加装置，输入数据序列{bk(n)，n＝0，1，...，Nk-1}变换成完整的OFDM符号数据序列{ck(n)，n＝-C，...，-1，0，1，...，Nk-1}，其中，C为循环前缀长度。事实上， $c_k\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{N_k}}\underset{m=0}{\overset{N_k-1}{\Sigma }}{a}_k\left(m\right)\exp (j2\mathrm{\pi mn}/N_k).$
D/A转换装置15，用于将离散的数据序列{ck(n)，n＝-C，...，-1，0，1，...，Nk-1}以转换频率fk进行数模转换。经过D/A转换装置，输入数据序列{ck(n)，n＝-C，...，-1，0，1，...，Nk-1}变换为连续的OFDM符号波形sk(t)，并且 其中Tk＝1/fk，fk为D/A转换频率，ΔFk为第k个用户移动终端发射的OFDM符号子载波间隔，并且ΔFk＝1/(NkTk)。为简化分析，此处假设第k个用户D/A转换频率与基带采样频率相同。 
上变频装置16，用于将模拟基带信号通过频谱搬移，形成射频信号。经过上变频装置，模拟基带信号sk(t)变换成射频信号 其中Re[·]表示取实部，fk为第k个移动终端特定的载波偏移量，并且该值为接收端OFDM解调子载波间隔的整数倍，fc为基站接收端载波频率。 
图3示出一种正交频分多址上行传输的接收机的实现框图。其中包括一个下变频装置21，一个A/D转换装置22，一个循环前缀去除装置23，一个N点FFT变换装置24，一个子载波提取装置25，一个信道均衡装置26，一个子载波解映射装置27和一个正交逆变换装置28。 
需要说明的是，作为数字通信系统接收机必要组成部分的同步装置，信道估计装置，数字解调装置和信道解码装置与本发明的目的并无直接关系，在此未进行描述。此外，对于通信系统上行链路，图3示例的接收装置仅针对一个用户的接收信号。对于多用户接收，可以 对所有用户共用子载波解映射装置25之前的所有装置，而针对每个用户分别采用一套信道均衡装置。 
假设基站端接收的第k个用户的射频信号为
下变频装置21，用于将射频信号通过频谱搬移形成模拟基带信号。并且下变频的载波频率为fc。经过下变频装置，接收的射频信号变换为模拟基带信号rk(t)。 
假定第k个用户的发射信号经过准静态多径信道，即在信号传输的时间范围内，其冲击响应可以表示为 $h_k\left(t\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}\delta (t-{\tau }_l){\alpha }_l,n=0,···,{\tau }_{\max }-1.$其中L为信道路径总数，αl为第l条路径的复衰减因子，τl为第l条路径的时延扩展，τmax为所有路径的最大时延扩展。为分析简便，进一步假设接收机理想同步，并且省略噪声项，则模拟基带信号rk(t)可以表示为 
$r_k\left(t\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}{s}_k(t-{\tau }_l){\alpha }_l\exp \left(j2\pi f_{k}t\right)$
$=\frac{1}{\sqrt{N_k{T}_k}}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{N_k-1}{\Sigma }}{a}_k\left(m\right){\alpha }_l\exp \left(j2\mathrm{\pi m\Delta }{F}_k(t-{\tau }_l)\right)\exp (-j2\pi f_{k}t)$
A/D转换装置22，用于对输入的模拟基带信号rk(t)以采样率f进行采样。并且f为发射端D/A转换频率fk的整数倍，即f/fk＝Rk，Rk为整数。经过A/D转换装置，输入的模拟基带信号rk(t)变换为离散的基带信号{dk(n)}。为保证基站解调OFDM符号的子载波带宽与各用户发射的OFDM符号的子载波带宽相同，基站接收的OFDM符号有效部分(不包括循环前缀)的持续时间必须与各用户发射的OFDM符号的有效部分的持续时间相同，亦即NT＝NkTk。N为其后FFT变换装置24中FFT变换的点数，T为接收机A/D转换采样间隔，Tk为第k个用户发射端D/A转换装置15中D/A转换的周期，Nk为第k个用户发射端IFFT变换装置13中IFFT变换的点数。 
事实上，A/D转换输出在nT(T为采样间隔，并且T＝1/f)时刻的采样值可以表示为 
$d_k\left(\mathrm{nT}\right)=\frac{1}{\sqrt{\mathrm{NT}}}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{N_k-1}{\Sigma }}{a}_k\left(m\right){\alpha }_l\exp \left(j2\mathrm{\pi m\Delta }{F}_k(\mathrm{nT}-{\tau }_l)\right)\exp (-j2\pi f_k\mathrm{nT})$
所以，A/D转换输出的离散基带信号可以表示为
$d_k\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{N_k-1}{\Sigma }}{a}_k\left(m\right){\alpha }_l\exp (j2\mathrm{\pi m}(n-{\tilde{\tau }}_l)/N)\exp \left(j2\pi {ϵ}_{k}n/N\right).$
其中为采样间隔T归一化的第l条路径的时延扩展，εk为接收端OFDM解调子载波间隔归一化的第k个移动终端特定的载波偏移量，并且εk为整数。 
循环前缀去除装置23，用于按照发射端循环前缀添加规则，将A/D转换输出的离散基带信号序列{dk(n)}中的前C个采样值舍去，取其后的N个采样值，形成长度为N的串行数据序列{ek(n)，n＝0，1，2，...，N-1}，并且{ek(n)＝dk(n+C+1)，n＝0，1，2，...，N-1}。 
N点FFT变换装置24，用于对输入的并行数据序列{ek(n)，n＝0，1，2，...，N-1}进行N点FFT变换。经过FFT变换，输入并行的数据序列变换成相应的并行数据序列{gk(m)，m＝0，1，2，...，N-1}，相互之间的关系服从 $g_k\left(m\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{e}_k\left(n\right)\exp (-j2\mathrm{\pi mn}/N).$事实上， 
$g_k\left(m\right)=\frac{1}{N}\underset{m\prime =0}{\overset{N_k-1}{\Sigma }}{H}_k(m\prime )a_k(m\prime )\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}\exp (-j2\pi (m\prime -m+{ϵ}_k)n/N)$
$=\left\{\begin{array}{cc}{H}_k(m-{ϵ}_k)a_k(m-{ϵ}_k),& {ϵ}_k\le m\le N_k-1+{ϵ}_k\\ 0,& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.$
其中， $H_k(m\prime )=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}{\alpha }_l\exp (-j2\mathrm{\pi m}\prime {\tilde{\tau }}_l/N),$为第k个用户第m′个子载波上的信道频率响应。 
子载波提取装置25，用于按各用户特定的载波偏移量和子载波数目从FFT变换输出的并行数据序列{gk(m)，m＝0，1，2，...，N-1}中提取各子载波上接收的信号矢量。经过子载波提取装置，输出的用于第k个用户频域均衡的信号矢量为qk(m)，并且qk(m)＝gk(m+εk)＝Hk(m)ak(m)，m＝0，...，Nk-1。 
信道均衡装置26，用于对各用户接收的信号进行频域均衡。对于第k个用户，假设采用迫零(ZF)均衡，并且理想信道估计，则输出的信号矢量为{uk(m)}，并且 
uk(m)＝qk(m)/Hk(m)＝ak(m)，m＝0，...，Nk-1。 
子载波解映射装置27，用于按各用户发射端子载波映射装置12中的映射规则，从信道均衡输出的并行数据序列{uk(m)}中提取各子载波上接收的信号矢量。经过子载波解映射，输出 的用于第k个用户正交逆变换的信号矢量为vk(m)。这里，vk(m)也表示一个元素数量和其后正交逆变换大小Mk一样的列向量。 
正交逆变换装置28，用于对输入的每个并行符号数据块，按发射端正交变换装置11中采用的变换规则，进行Mk点正交逆变换。对于发射端采用DFT变换的系统，此处采用Mk点IDFT变换。经过IDFT变换，输入的并行数据块序列{vk(m)，m＝0，1，...，Mk-1}变换成相应的数据块序列{yk(n)，n＝0，1，...，Mk-1}，相互之间的关系服从 $y_k\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{M_k}}\underset{m=0}{\overset{M_k-1}{\Sigma }}{v}_k\left(m\right)\exp (j2\mathrm{\pi mn}/M_k),$这里，{yk}也表示一个元素数量和IDFT变换大小一样的列向量。 
经正交逆变换，接收端即可获得发射端传输的数据符号的估计矢量，用于后续的符号解调和信道解码，从而恢复出传输的信息比特。