充电泵电路转让专利
申请号 : CN200810096347.5
文献号 : CN101272091B
文献日 : 2010-10-20
发明人 : 木村大树 , 后藤贤介
申请人 : 三洋电机株式会社 , 三洋半导体株式会社
摘要 :
本发明提供一种充电泵电路，其具有产生负电位的负电位产生充电泵电路和产生正电位的正电位产生充电泵电路，可以防止寄生双极型晶体管导通，正常地进行充电泵电路的升压工作。首先，使负电位产生充电泵电路(112)工作，产生-VDD作为输出电位LV。由于将输出电位LV施加到P型半导体衬底(10)上，因此P型半导体衬底(10)的电位成为-VDD。之后，一边使负电位产生充电泵电路(112)继续工作，一边开始正电位产生充电泵电路(111)的工作。由于P型半导体衬底(10)的电位成为-VDD，因此，正电位产生充电泵电路(111)正常地进行工作。在正电位产生充电泵电路(111)的输出电位HV变为2VDD之后，使负电位产生充电泵电路(112)按照第二工作模式(HV的反相工作)工作。
权利要求 :
1.一种充电泵电路，其具备：
正电位产生充电泵电路，其产生正电位；
负电位产生充电泵电路，其产生负电位；
第一导电型的半导体衬底，其被施加所述负电位产生充电泵电路所产生的负电位；
控制电路，其控制所述负电位产生充电泵电路和所述正电位产生充电泵电路的工作；
第二导电型的阱，其形成在所述半导体衬底的表面上，并被施加所述正电位产生充电泵电路所产生的正电位；和第二导电型的扩散层，其形成在所述半导体衬底的表面上，所述控制电路首先使所述负电位产生充电泵电路开始工作，产生负电位，接着开始所述正电位产生充电泵电路的工作，使其产生正电位。
2.如权利要求1所述的充电泵电路，其特征在于，所述控制电路开始所述正电位产生充电泵电路的工作，使其产生正电位，之后使用该正电位，使所述负电位产生充电泵电路工作。
3.如权利要求2所述的充电泵电路，其特征在于，所述负电位产生充电泵电路使所述正电位反相后产生负电位。
说明书 :
技术领域
本发明涉及充电泵电路，特别是涉及具有产生负电位的负电位产生充电泵电路和产生正电位的正电位产生充电泵电路的充电泵电路。
背景技术
一般的充电泵电路是串联电荷传输MOS晶体管而构成多级泵组并对输入电位进行升压的电路，例如在显示装置的驱动电路的电源电路中广泛使用。
在驱动电路等的LSI中，有时需要以接地电位VSS为基准的正电位和负电位。该情况下，在一个P型半导体衬底上形成产生负电位的负电位产生充电泵电路和产生正电位的正电位产生充电泵电路。
向P型半导体衬底施加由负电位产生充电泵电路产生的负电位。此外，在P型半导体衬底的表面上形成N型阱，在该N型阱中形成正电位产生充电泵电路，向N型阱施加该正电位。
在上述充电泵电路中，正电位产生充电泵电路和负电位产生充电泵电路同时开始工作，或者首先使正电位产生充电泵电路工作而产生正电位，然后使用该正电位，使负电位产生充电泵电路工作。
在专利文献1、2中记载着充电泵电路。
【专利文献1】日本特开2001-231249号公报
【专利文献2】日本特开2001-286125号公报
但是，在上述充电泵电路中，有不能够正常进行升压的问题。用图14说明其原因。在P型半导体衬底10的表面上形成N型阱11，在该N型阱11的中间形成正电位产生充电泵电路的电荷传输MOS晶体管MP。电荷传输MOS晶体管有多个，但在图14中示出了输出正电位产生充电泵电路的输出电位HV的最终级的电荷传输MOS晶体管MP。经由形成在N型阱11的表面上的N+扩散层12，向N型阱11施加正电位产生充电泵电路的正的输出电位HV。
此外，在与N型阱11邻接的P型半导体衬底10的表面上形成有N沟道型MOS晶体管MN。该N沟道型MOS晶体管MN是例如向负电位产生充电泵电路提供时钟的时钟驱动器的N沟道型MOS晶体管，向其源极即N+型扩散层13施加接地电位VSS。
此外，与N沟道型MOS晶体管MN邻接，在P型半导体衬底10的表面上形成P+型扩散层14，通过向该P+型扩散层14施加负电位产生充电泵电路的负的输出电位LV(以接地电位VSS为基准的负的电位)，从而向P型半导体衬底10施加负的输出电位LV。在负电位产生充电泵电路未工作的状态下，P型半导体衬底10由于N+型扩散层13而偏压到接近接地电位VSS。
但是，若使正电位产生充电泵电路工作，则寄生双极型晶体管15导通，由此衬底电流在P型半导体衬底10中流动，P型半导体衬底10的电位从接地电位VSS向正电位侧上升。这样，就从P型半导体衬底10流出由N+型扩散层13所形成的寄生二极管(PN结)的正向电流。于是，该正向电流成为寄生双极型晶体管16的基极电流IB，寄生双极型晶体管16导通。该状态是由寄生双极型晶体管15、16形成的半导体开关元件导通的状态。
在此，寄生双极型晶体管15的发射极是电荷传输MOS晶体管MP的漏极扩散层，基极是N型阱11，集电极是P型半导体衬底10。寄生双极型晶体管16的发射极是N+型扩散层13，基极是P型半导体衬底10，集电极是N型阱11。
若上述半导体开关元件(thyristor)导通，就从正电位产生充电泵电路的输出端(输出电位HV)，经由N阱11和P型半导体衬底10，向接地电位VSS稳定地流动电流，因此正电位产生充电泵电路所产生的正电位降低了，不能正常进行升压工作。此外，由于P型半导体衬底10的电位上升了，故负电位产生充电泵电路的输出电位在不能下降到低于接地电位VSS的电位的状态下稳定，对于负电位产生充电泵电路而言，也不能正常进行升压工作。
在驱动电路等的LSI中，有时需要以接地电位VSS为基准的正电位和负电位。该情况下，在一个P型半导体衬底上形成产生负电位的负电位产生充电泵电路和产生正电位的正电位产生充电泵电路。
向P型半导体衬底施加由负电位产生充电泵电路产生的负电位。此外，在P型半导体衬底的表面上形成N型阱，在该N型阱中形成正电位产生充电泵电路，向N型阱施加该正电位。
在上述充电泵电路中，正电位产生充电泵电路和负电位产生充电泵电路同时开始工作，或者首先使正电位产生充电泵电路工作而产生正电位，然后使用该正电位，使负电位产生充电泵电路工作。
在专利文献1、2中记载着充电泵电路。
【专利文献1】日本特开2001-231249号公报
【专利文献2】日本特开2001-286125号公报
但是，在上述充电泵电路中，有不能够正常进行升压的问题。用图14说明其原因。在P型半导体衬底10的表面上形成N型阱11，在该N型阱11的中间形成正电位产生充电泵电路的电荷传输MOS晶体管MP。电荷传输MOS晶体管有多个，但在图14中示出了输出正电位产生充电泵电路的输出电位HV的最终级的电荷传输MOS晶体管MP。经由形成在N型阱11的表面上的N+扩散层12，向N型阱11施加正电位产生充电泵电路的正的输出电位HV。
此外，在与N型阱11邻接的P型半导体衬底10的表面上形成有N沟道型MOS晶体管MN。该N沟道型MOS晶体管MN是例如向负电位产生充电泵电路提供时钟的时钟驱动器的N沟道型MOS晶体管，向其源极即N+型扩散层13施加接地电位VSS。
此外，与N沟道型MOS晶体管MN邻接，在P型半导体衬底10的表面上形成P+型扩散层14，通过向该P+型扩散层14施加负电位产生充电泵电路的负的输出电位LV(以接地电位VSS为基准的负的电位)，从而向P型半导体衬底10施加负的输出电位LV。在负电位产生充电泵电路未工作的状态下，P型半导体衬底10由于N+型扩散层13而偏压到接近接地电位VSS。
但是，若使正电位产生充电泵电路工作，则寄生双极型晶体管15导通，由此衬底电流在P型半导体衬底10中流动，P型半导体衬底10的电位从接地电位VSS向正电位侧上升。这样，就从P型半导体衬底10流出由N+型扩散层13所形成的寄生二极管(PN结)的正向电流。于是，该正向电流成为寄生双极型晶体管16的基极电流IB，寄生双极型晶体管16导通。该状态是由寄生双极型晶体管15、16形成的半导体开关元件导通的状态。
在此，寄生双极型晶体管15的发射极是电荷传输MOS晶体管MP的漏极扩散层，基极是N型阱11，集电极是P型半导体衬底10。寄生双极型晶体管16的发射极是N+型扩散层13，基极是P型半导体衬底10，集电极是N型阱11。
若上述半导体开关元件(thyristor)导通，就从正电位产生充电泵电路的输出端(输出电位HV)，经由N阱11和P型半导体衬底10，向接地电位VSS稳定地流动电流，因此正电位产生充电泵电路所产生的正电位降低了，不能正常进行升压工作。此外，由于P型半导体衬底10的电位上升了，故负电位产生充电泵电路的输出电位在不能下降到低于接地电位VSS的电位的状态下稳定，对于负电位产生充电泵电路而言，也不能正常进行升压工作。
发明内容
本发明的充电泵电路的特征在于，具有：正电位产生充电泵电路，其产生正电位；负电位产生充电泵电路，其产生负电位；第一导电型的半导体衬底，其被施加该负电位产生充电泵电路所产生的负电位；控制电路，其控制上述负电位产生充电泵电路和上述正电位产生充电泵电路的工作；第二导电型的阱，其形成在上述半导体衬底的表面上，并被施加上述正电位产生充电泵电路所产生的正电位；第二导电型的扩散层，其形成在上述半导体衬底的表面上；和钳位用二极管，其对上述半导体衬底的电位进行钳位，使得在上述正电位产生充电泵电路工作时，不从上述半导体衬底向上述扩散层流动正向电流。
根据该结构，由于在上述正电位产生充电泵电路工作时，利用上述钳位用二极管钳位上述半导体衬底的电位，因此，能够防止寄生双极型晶体管导通。
此外，本发明的充电泵电路，其特征在于，具有：正电位产生充电泵电路，其产生正电位；负电位产生充电泵电路，其产生负电位；第一导电型的半导体衬底，其被施加该负电位产生充电泵电路所产生的负电位；控制电路，其控制上述负电位产生充电泵电路和上述正电位产生充电泵电路的工作；第二导电型的阱，其形成在上述半导体衬底的表面上，并被施加上述正电位产生充电泵电路所产生的正电位；金额第二导电型的扩散层，其形成在上述半导体衬底的表面上，上述控制电路首先开始上述负电位产生充电泵电路的工作，使其产生负电位，接着开始上述正电位产生充电泵电路的工作，使其产生正电位。
根据有关结构，由于首先开始上述负电位产生充电泵电路的工作，使其产生负电位，因此，在上述正电位产生充电泵电路开始工作时，上述半导体衬底偏压为负电位，能够防止寄生双极型晶体管导通。
发明效果
根据本发明，在具有产生负电位的负电位产生充电泵电路和产生正电位的正电位产生充电泵电路的充电泵电路中，能防止寄生双极型晶体管导通，能正常地进行充电泵电路的升压工作。
根据该结构，由于在上述正电位产生充电泵电路工作时，利用上述钳位用二极管钳位上述半导体衬底的电位，因此，能够防止寄生双极型晶体管导通。
此外，本发明的充电泵电路，其特征在于，具有：正电位产生充电泵电路，其产生正电位；负电位产生充电泵电路，其产生负电位；第一导电型的半导体衬底，其被施加该负电位产生充电泵电路所产生的负电位；控制电路，其控制上述负电位产生充电泵电路和上述正电位产生充电泵电路的工作；第二导电型的阱，其形成在上述半导体衬底的表面上，并被施加上述正电位产生充电泵电路所产生的正电位；金额第二导电型的扩散层，其形成在上述半导体衬底的表面上，上述控制电路首先开始上述负电位产生充电泵电路的工作，使其产生负电位，接着开始上述正电位产生充电泵电路的工作，使其产生正电位。
根据有关结构，由于首先开始上述负电位产生充电泵电路的工作，使其产生负电位，因此，在上述正电位产生充电泵电路开始工作时，上述半导体衬底偏压为负电位，能够防止寄生双极型晶体管导通。
发明效果
根据本发明，在具有产生负电位的负电位产生充电泵电路和产生正电位的正电位产生充电泵电路的充电泵电路中，能防止寄生双极型晶体管导通，能正常地进行充电泵电路的升压工作。
附图说明
图1是本发明的第一实施方式涉及的充电泵电路的框图。
图2是正电位产生充电泵电路的电路图。
图3是负电位产生充电泵电路的电路图。
图4是本发明的第一实施方式涉及的充电泵电路的部分剖面图。
图5是本发明的第一实施方式涉及的充电泵电路的工作定时图。
图6是示出正电位产生充电泵电路的稳定状态中的工作的波形图。
图7是示出负电位产生充电泵电路的稳定状态中的工作的波形图。
图8是本发明的第二实施方式涉及的负电位产生充电泵电路的电路图。
图9是本发明的第二实施方式涉及的充电泵电路的工作定时图。
图10是示出本发明的第二实施方式涉及的负电位产生充电泵电路的稳定状态中的工作的波形图。
图11是本发明的第三实施方式涉及的充电泵电路的电路图。
图12是本发明的第三实施方式涉及的充电泵电路的部分剖面图。
图13是示出本发明的第三实施方式涉及的充电泵电路的工作的波形图。
图14是现有例的充电泵电路的部分剖面图。
图中：1-正电位产生充电泵电路，2-负电位产生充电泵电路，3-控制电路，10-P型半导体衬底，11-N型阱，12-N+型扩散层，13-N+型扩散层，14-P+型扩散层，15-寄生双极型晶体管，20-二极管，21-PNP寄生双极型晶体管，22-N型阱，23-NPN寄生双极型晶体管，111-正电位产生充电泵电路，112-负电位产生充电泵电路，INV1、INV2、INV3、INV11、INV12-CMOS反相器，C1、C2、C11、C12-电容器。
图2是正电位产生充电泵电路的电路图。
图3是负电位产生充电泵电路的电路图。
图4是本发明的第一实施方式涉及的充电泵电路的部分剖面图。
图5是本发明的第一实施方式涉及的充电泵电路的工作定时图。
图6是示出正电位产生充电泵电路的稳定状态中的工作的波形图。
图7是示出负电位产生充电泵电路的稳定状态中的工作的波形图。
图8是本发明的第二实施方式涉及的负电位产生充电泵电路的电路图。
图9是本发明的第二实施方式涉及的充电泵电路的工作定时图。
图10是示出本发明的第二实施方式涉及的负电位产生充电泵电路的稳定状态中的工作的波形图。
图11是本发明的第三实施方式涉及的充电泵电路的电路图。
图12是本发明的第三实施方式涉及的充电泵电路的部分剖面图。
图13是示出本发明的第三实施方式涉及的充电泵电路的工作的波形图。
图14是现有例的充电泵电路的部分剖面图。
图中：1-正电位产生充电泵电路，2-负电位产生充电泵电路，3-控制电路，10-P型半导体衬底，11-N型阱，12-N+型扩散层，13-N+型扩散层，14-P+型扩散层，15-寄生双极型晶体管，20-二极管，21-PNP寄生双极型晶体管，22-N型阱，23-NPN寄生双极型晶体管，111-正电位产生充电泵电路，112-负电位产生充电泵电路，INV1、INV2、INV3、INV11、INV12-CMOS反相器，C1、C2、C11、C12-电容器。
具体实施方式
[第一实施方式]
对本发明的第一实施方式涉及的充电泵电路进行说明。图1是充电泵电路的框图。该充电泵电路在P型半导体衬底上具有：产生正的输出电位HV的正电位产生充电泵电路1；产生负的输出电位LV的负电位产生充电泵电路2；控制这些负电位产生充电泵电路2和正电位产生充电泵电路1的工作的控制电路3。而且，向P型半导体衬底施加由负电位产生充电泵电路2所产生的负的输出电位LV。
图2是正电位产生充电泵电路1的电路图。电荷传输P沟道型MOS晶体管MP1、MP2串联，向电荷传输P沟道型MOS晶体管MP1施加正的电源电位VDD，以作为输入电位。电荷传输P沟道型MOS晶体管MP1、MP2的连接节点连接有电容器C1的第一端子。此外，作为时钟驱动器，设置输入时钟CLK1的CMOS反相器INV1，向电容器C1的第二端子施加已利用该CMOS反相器INV1对时钟CLK1进行反相后的时钟*CLK1。电荷传输P沟道型MOS晶体管MP1、MP2形成在P型半导体衬底的表面上，分别形成在分离的N型阱内。
由于时钟CLK1的低电平是VSS，高电平是VDD，CMOS反相器INV1的电源电位是VDD，因此，时钟*CLK1的低电平是VSS，高电平是VDD。控制电路3控制时钟CLK1的供给和电荷传输P沟道型MOS晶体管MP1、MP2的开关。在正电位产生充电泵电路1的稳定工作状态中，从MP2的漏极得到输出电位HV(＝2VDD)。
图3是负电位产生充电泵电路2的电路图。电荷传输P沟道型MOS晶体管MP3和电荷传输N沟道型MOS晶体管MN1串联，向电荷传输P沟道型MOS晶体管MP3的源极施加接地电位VSS，以作为输入电位。
在形成于P型半导体衬底的表面上的N型阱内形成电荷传输P沟道型MOS晶体管MP3。使MP3为P沟道型是为了向P型半导体衬底施加由负电位产生充电泵电路2产生的负的输出电位LV。电荷传输P沟道型MOS晶体管MP3和电荷传输N沟道型MOS晶体管MN1的连接节点连接有电容器C2的第一端子。
此外，作为时钟驱动器，设置输入时钟CLK2的CMOS反相器INV2，向电容器C2的第二端子施加利用该CMOS反相器INV2对时钟CLK2进行了反相后的时钟*CLK2。用正电位产生充电泵电路1所产生的输出电位HV来产生时钟CLK2，由于其低电平是VSS，高电平是HV，CMOS反相器INV2的电源电位是HV，因此，时钟*CLK2的低电平是VSS，高电平是HV。控制电路3控制时钟CLK2的供给和电荷传输P沟道型MOS晶体管MP3、MN1的开关。在负电位产生充电泵电路2的稳定工作状态中，从MN1的漏极得到输出电位LV(＝-2VDD)。
图4是在半导体衬底上形成了充电泵电路时的部分剖面图。针对与图14相同的结构部分标记相同符号。正电位产生充电泵电路1、负电位产生充电泵电路2和控制电路3都形成在P型半导体衬底10上。图4的P沟道型MOS晶体管MP对应于上述电荷传输P沟道型MOS晶体管MP2，N沟道型MOS晶体管MN对应于例如CMOS反相器INV1、INV2的N沟道型MOS晶体管。
根据本实施方式，在形成于P型半导体衬底10的表面上的P+型扩散层14与接地电位VSS之间连接着钳位用的二极管20。二极管20的阳极与P+型扩散层14连接，向阴极施加接地电位。二极管20的阈值VF1低于由P型半导体衬底10和N+型扩散层13所形成的二极管的阈值VF2，但最好将P型半导体衬底10钳位到尽量低的电位。所述二极管20的阈值VF1是：在二极管20的阴极接地并向阳极施加了正电位时，向二极管20流动正向电流(例如1μA)时的阳极与阴极间的电压。
作为这样的二极管20，适用了肖特基势垒二极管(VF1＝大约0.3～0.4V)。对此，由P型半导体衬底10和N+型扩散层13所形成的二极管的正向的阈值VF2大约是0.7V。
这样，即使正电位产生充电泵电路1工作，向P型半导体衬底10流动衬底电流，也可以抑制P型半导体衬底10的电位的上升。这样，由于不向由P型半导体衬底10和N+型扩散层13所形成的寄生二极管流动正向电流，因此能够防止寄生双极型晶体管16导通。
从而，如图5所示，即使在使正电位产生充电泵电路1先于负电位产生充电泵电路2开始工作的情况下，也能够正常地进行充电泵电路的升压工作。
下面，对正电位产生充电泵电路1和负电位产生充电泵电路2的具体工作进行说明。首先，参照图5和图6，对正电位产生充电泵电路1的工作进行说明。如图5所示，若由控制电路3在时刻t1开始时钟CLK1的供给和MP1、MP2的开关，则正电位产生充电泵电路1开始工作。参照图6，对正电位产生充电泵电路1的稳定工作状态进行说明。
在时钟*CLK1是低电平时，MP1导通，MP2截止，通过对电容器C1充电，从而MP1与MP2的连接节点的电位成为VDD。在时钟*CLK1是高电平时，MP1截止，MP2导通，利用电容器C1的电容耦合，MP1与MP2的连接节点的电位从VDD变为2VDD。通过MP2输出该2VDD的电位。通过反复进行该工作，作为输出电位HV，从而得到2VDD。
之后，若由控制电路3在时刻t2开始时钟CLK2的供给和MP3、MN1的开关，则负电位产生充电泵电路2就开始工作。如上所述，使用正电位产生充电泵电路1产生的输出电位HV(＝2VDD)来产生时钟CLK2，由于其低电平是VSS，高电平是HV，CMOS反相器INV2的电源电位是HV，因此，时钟*CLK2的低电平是VSS，高电平是HV。
参照图7，对负电位产生充电泵电路2的稳定工作状态进行说明。
在时钟*CLK2是高电平时，MP3导通，MN1截止，通过对电容器C2充电，MP3与MN1的连接节点的电位成为VSS。在时钟*CLK2是低电平时，MP3截止，MN1导通，利用电容器C1的电容耦合，MP3与MN1的连接节点的电位从VSS变为-HV(＝-2VDD)。通过MN1输出该-HV的电位。通过反复进行该工作，作为输出电位LV，从而得到-HV(＝-2VDD)。
[第二实施方式]
对本发明的第二实施方式涉及的充电泵电路进行说明。在第一实施方式中，通过设置钳位用的二极管20，将P型半导体衬底10的电位钳位到接近接地电位VSS，从而防止了寄生双极型晶体管16的导通，但在本实施方式中，通过使负电位产生充电泵电路2先于正电位产生充电泵电路1工作，从而防止了寄生双极型晶体管16的导通。这样，就能够不用二极管20而实现成本降低。
以下，参照附图，详细地说明本实施方式的充电泵电路。关于正电位产生充电泵电路1的结构与第一实施方式的电路(图2)相同。负电位产生充电泵电路2如图8所示，时钟驱动器部的结构与第一实施方式不同。即，除了CMOS反相器INV2以外，还设置了被输入时钟CLK3的CMOS反相器INV3。供给到CMOS反相器INV3的电源电位是VDD。CMOS反相器INV3的输出成为对时钟CLK3进行反相后的时钟*CLK3。
时钟CLK2、*CLK2的低电平是VSS，高电平是HV(正电位产生充电泵电路1的输出电位)，但时钟CLK3、*CLK3的低电平是VSS，高电平是VDD。此外，在各自的输出端设置有开关SW1、SW2，用于选择性地向电容器C2的第二端子施加CMOS反相器INV2、INV3的输出。利用图1的控制电路3控制开关SW1、SW2的开关。
接着，对该充电泵电路的工作进行说明。如图9所示，若控制电路3在时刻t3开始时钟CLK3的供给和MP1、MN1的开关，则负电位产生充电泵电路2就开始工作。这时，设定开关SW1导通，开关SW2截止，通过反相器INV3，向电容器C2的第二端子施加时钟CLK3。参照图10，对这时的负电位产生充电泵电路2的稳定工作状态进行说明。
在时钟*CLK3是高电平(VDD)时，MP3导通，MN1截止，通过对电容器C2充电，从而MP3与MN1的连接节点的电位成为VSS。在时钟*CLK3是低电平(VSS)时，MP3截止，MN1导通，利用电容器C2的电容耦合，MP3与MN1的连接节点的电位从VSS变为-VDD。通过MN1输出该-VDD的电位。通过反复进行该工作，作为输出电位LV，从而输出-VDD。这样，由于通过P+型扩散层14，向P型半导体衬底10施加输出电位LV(参照图4)，因此，P型半导体衬底10偏压为-VDD。
之后，若利用控制电路3在时刻t4开始时钟CLK1的供给和MP1、MP2的开关，则正电位产生充电泵电路1就开始工作。因为正电位产生充电泵电路1的工作而导致衬底电流流动，但由于利用负电位产生充电泵电路2，P型半导体衬底10偏压为低于VSS的所谓-VDD的电位，因此，可以防止寄生双极型晶体管16导通。这样，正电位产生充电泵电路1正常地工作，输出2VDD作为其输出电位HV(参见图6)。
在正电位产生充电泵电路1的输出电位HV达到了2VDD后的时刻t5，设定开关SW1截止，开关SW2导通。这样，就通过反相器INV2向电容器C2的第二端子施加时钟CLK2。使用正电位产生充电泵电路1产生的输出电位HV产生时钟CLK2，由于其低电平是VSS，高电平是HV，CMOS反相器INV2的电源电位是HV，因此，时钟*CLK2的低电平是VSS，高电平是HV。
这样，由于负电位产生充电泵电路2基于振幅大的时钟CLK2进行工作，因此，其输出电位LV被升压到更高的负的高电位，得到-HV(＝-2VDD)这样负的输出电位LV。这样，最终P型半导体衬底10的电位达到-HV。
[第三实施方式]
本实施方式与第二实施方式同样，通过使负电位产生充电泵电路2先于正电位产生充电泵电路1进行工作，从而防止寄生双极型晶体管的导通。与第二实施方式的不同点在于，负电位产生充电泵电路2对正电位产生充电泵电路1所产生的正的输出电位HV(＝2VDD)进行反相，产生-HV(＝-2VDD)这样负的输出电位LV。
以下详细地说明本实施方式的充电泵电路。图11是该充电泵电路的电路图。正电位产生充电泵电路111基本上与第二实施方式的正电位产生充电泵电路1相同。电荷传输P沟道型MOS晶体管MP11、MP12串联，向MP11的源极施加正的电源电位VDD作为输入电位。在稳定工作状态中，从MP12的漏极得到输出电位HV(＝2VDD)。
MP11、MP12的连接节点连接有电容器C11的第一端子C1A。此外，作为时钟驱动器，设置了CMOS反相器INV11，其输出连接着电容器C11的第二端子C1B。
CMOS反相器INV11构成为：在电源电位VDD与接地电位VSS之间串联着P沟道型MOS晶体管MP13和N沟道型MOS晶体管MN11，向MP13的栅极施加时钟CLK11，向MN11的栅极施加时钟CLK12。时钟CLK11、12是相同的时钟，其高电平是VDD，低电平是VSS。
向MP11的栅极施加来自电平移相器LS1的时钟CLK13，向MP12的栅极施加来自电平移相器LS2的时钟CLK14。时钟CLK13和时钟CLK14是反相的时钟，MP11和MP12互补地进行开关。时钟CLK13和时钟CLK14的高电平是HV(＝2VDD)，低电平是VSS。
该正电位产生充电泵电路111的工作如下：在第一状态(时钟CLK11、CLK12＝高电平)中，MP13截止，MN11导通，MP11导通，MP12截止，电容器C11的第二端子C1B的电位是VSS，电容器C11的第一端子C1A的电位是VDD。
在第二状态(时钟CLK11、CLK12＝低电平)中，MP13导通，MN11截止，MP11截止，MP12导通，电容器C11的第二端子C1B的电位是VDD，电容器C11的第一端子C1A的电位是2VDD。通过MP12向输出电容器Cout1充电第一端子C1A的电荷。通过重复第一状态和第二状态，从而输出电位HV就成为2VDD。
下面，对负电位产生充电泵电路112的结构进行说明。电荷传输P沟道型MOS晶体管MP14、MP15串联，通过在MP14的源极上连接正电位产生充电泵电路111的MP12的漏极，从而可以向MP14的源极施加正电位产生充电泵电路111的输出电位HV。MP15的漏极接地。
此外，在接地电位VSS与输出端之间串联连接有电荷传输P沟道型MOS晶体管MP16和电荷传输N沟道型MOS晶体管MN12。在MP14和MP15的连接点与MP16和MN12的连接点之间连接着电容器C12。即，电容器C12的第一端子C2A与MP16和MN12的连接点连接，电容器C12的第二端子C2B与MP14和MP15的连接点连接。
向MP14的栅极施加来自电平移相器LS3的时钟CLK19，向MP15的栅极施加来自电平移相器LS4的时钟CLK20。时钟CLK19和时钟CLK20是反相的时钟，MP14和MP15互补地进行开关。时钟CLK19和时钟CLK20的高电平是HV(＝2VDD)，低电平是VSS。
此外，向MP16的栅极施加来自电平移相器LS5的时钟CLK17，向MN12的栅极施加来自电平移相器LS6的时钟CLK18。时钟CLK17和时钟CLK18是相同的时钟，MP16和MN12互补地进行开关。
另外，设置CMOS反相器INV12，将其输出通过被控制信号ST控制的传输门TG，与电容器C12的第二端子C2B连接。CMOS反相器INV12构成为：在VDD和VSS之间连接P沟道型MOS晶体管MP17和N沟道型MOS晶体管MN13。向MP17的栅极施加时钟CLK15，向MN13的栅极施加时钟CLK16。时钟CLK15、16是相同的时钟，其高电平是VDD，低电平是VSS。
该负电位产生充电泵电路112具有2种工作模式。在第一工作模式中，MP14、MP15停止开关工作，通过将控制信号ST设定为高电平，从而传输门TG导通。然后，利用MP16、MP17、MN12、MN13的开关，作为输出电位LV，产生-VDD。该工作与第一、第二实施方式的负电位产生充电泵电路2的工作相同。
即，在第一状态(时钟CLK15、CLK16＝低电平)中，MP17导通，MN13截止，MP16导通，MN12截止，电容器C12的第二端子C2B的电位是VDD，电容器C12的第一端子C2A的电位(MP16、MN12的连接点的电位)是VSS。
在第二状态(时钟CLK15、CLK16＝高电平)中，MP17截止，MN13导通，MP16截止，MN12导通，电容器C12的第二端子C2B的电位是VSS，电容器C12的第一端子C2A的电位是-VDD。通过MN12向输出电容器Cout2充电第一端子C2A的电荷。通过重复第一状态和第二状态，从而输出电位LV就成为-VDD。
另一方面，在第二工作模式中，对正电位产生充电泵电路111所产生的正的输出电位HV(＝2VDD)进行反相，产生-HV。MP17、MN13停止开关工作，通过将控制信号ST设定为低电平，从而传输门TG截止。在第一状态中，通过使MP16导通、MN12截止、MP14导通、MP15截止，从而电容器C12的第二端子C2B的电位成为HV，第一端子C2A的电位成为VSS。在第二状态中，通过使MP16截止、MN12导通、MP14截止、MP15导通，从而第二端子C2B的电位成为VSS，第一端子C2A的电位成为-HV。通过重复第一状态和第二状态，从而输出电位LV就成为-HV。
在正电位产生充电泵电路111和负电位产生充电泵电路112中，将N沟道型MOS晶体管MN11、MN12、MN13形成在P型半导体衬底10上。此外，将P沟道型MOS晶体管MP11、MP12、MP13、MP14、MP15、MP16、MP17形成在P型半导体衬底10的表面上，分别形成在相互分离的N型阱上。在此，使MP11、MP15成为P沟道型是为了向P型半导体衬底10施加由负电位产生充电泵电路112产生的负的输出电位LV。要按N沟道型来形成它们，就需要有与P型半导体衬底10的负电位切断的源极电位，因此就需要形成有别于形成了P沟道型MOS晶体管的N型阱的另外的N型阱，在该N型阱的中间形成P型阱，在该P型阱的中间形成N沟道型MOS晶体管。
图12是充电泵电路的部分剖面图。图中示出了图11的电荷传输P沟道型MOS晶体管MP12、MP16。正电位产生充电泵电路111一工作，PNP寄生双极型晶体管21就导通，从N型阱22向P型半导体衬底10流动衬底电流。利用该衬底电流，P型半导体衬底10的电位上升，NPN寄生双极型晶体管23导通，由PNP寄生双极型晶体管21和NPN寄生双极型晶体管23所形成的半导体开关元件导通，正电位产生充电泵电路111的正的输出电位HV降低。因此，在本实施方式中，通过使负电位产生充电泵电路112先于正电位产生充电泵电路111工作，将P型半导体衬底10的电位降到VSS以下(-VDD)，就防止了NPN寄生双极型晶体管23导通。
以下，参照图13的工作波形图，对充电泵电路的工作进行说明。首先，使负电位产生充电泵电路112按照上述第一工作模式工作，产生-VDD作为输出电位LV。由于将该输出电位LV施加到P型半导体衬底10上，因此P型半导体衬底10的电位成为-VDD。
之后，一边使负电位产生充电泵电路112继续工作，一边开始正电位产生充电泵电路111的工作。由于P型半导体衬底10的电位成为-VDD，因此，正电位产生充电泵电路111正常地工作。然后，在正电位产生充电泵电路111的输出电位HV变为2VDD之后，使负电位产生充电泵电路112按照上述第二工作模式(HV的反相工作)工作。这样，负电位产生充电泵电路112的输出电位LV就成为-HV(＝-2VDD)，P型半导体衬底10的电位变为-HV。
再有，在第一、第二实施方式中，正电位产生充电泵电路1和负电位产生充电泵电路2的电荷传输MOS晶体管的数量是2个，正电位产生充电泵电路1进行2倍升压，负电位产生充电泵电路2进行-1倍升压，但不限于此，也可以进一步增加电荷传输MOS晶体管的数量，提高升压能力。
此外，在第三实施方式中，正电位产生充电泵电路111的电荷传输MOS晶体管的数量是2个，但不限于此，也可以进一步增加电荷传输MOS晶体管的数量，提高升压能力。
对本发明的第一实施方式涉及的充电泵电路进行说明。图1是充电泵电路的框图。该充电泵电路在P型半导体衬底上具有：产生正的输出电位HV的正电位产生充电泵电路1；产生负的输出电位LV的负电位产生充电泵电路2；控制这些负电位产生充电泵电路2和正电位产生充电泵电路1的工作的控制电路3。而且，向P型半导体衬底施加由负电位产生充电泵电路2所产生的负的输出电位LV。
图2是正电位产生充电泵电路1的电路图。电荷传输P沟道型MOS晶体管MP1、MP2串联，向电荷传输P沟道型MOS晶体管MP1施加正的电源电位VDD，以作为输入电位。电荷传输P沟道型MOS晶体管MP1、MP2的连接节点连接有电容器C1的第一端子。此外，作为时钟驱动器，设置输入时钟CLK1的CMOS反相器INV1，向电容器C1的第二端子施加已利用该CMOS反相器INV1对时钟CLK1进行反相后的时钟*CLK1。电荷传输P沟道型MOS晶体管MP1、MP2形成在P型半导体衬底的表面上，分别形成在分离的N型阱内。
由于时钟CLK1的低电平是VSS，高电平是VDD，CMOS反相器INV1的电源电位是VDD，因此，时钟*CLK1的低电平是VSS，高电平是VDD。控制电路3控制时钟CLK1的供给和电荷传输P沟道型MOS晶体管MP1、MP2的开关。在正电位产生充电泵电路1的稳定工作状态中，从MP2的漏极得到输出电位HV(＝2VDD)。
图3是负电位产生充电泵电路2的电路图。电荷传输P沟道型MOS晶体管MP3和电荷传输N沟道型MOS晶体管MN1串联，向电荷传输P沟道型MOS晶体管MP3的源极施加接地电位VSS，以作为输入电位。
在形成于P型半导体衬底的表面上的N型阱内形成电荷传输P沟道型MOS晶体管MP3。使MP3为P沟道型是为了向P型半导体衬底施加由负电位产生充电泵电路2产生的负的输出电位LV。电荷传输P沟道型MOS晶体管MP3和电荷传输N沟道型MOS晶体管MN1的连接节点连接有电容器C2的第一端子。
此外，作为时钟驱动器，设置输入时钟CLK2的CMOS反相器INV2，向电容器C2的第二端子施加利用该CMOS反相器INV2对时钟CLK2进行了反相后的时钟*CLK2。用正电位产生充电泵电路1所产生的输出电位HV来产生时钟CLK2，由于其低电平是VSS，高电平是HV，CMOS反相器INV2的电源电位是HV，因此，时钟*CLK2的低电平是VSS，高电平是HV。控制电路3控制时钟CLK2的供给和电荷传输P沟道型MOS晶体管MP3、MN1的开关。在负电位产生充电泵电路2的稳定工作状态中，从MN1的漏极得到输出电位LV(＝-2VDD)。
图4是在半导体衬底上形成了充电泵电路时的部分剖面图。针对与图14相同的结构部分标记相同符号。正电位产生充电泵电路1、负电位产生充电泵电路2和控制电路3都形成在P型半导体衬底10上。图4的P沟道型MOS晶体管MP对应于上述电荷传输P沟道型MOS晶体管MP2，N沟道型MOS晶体管MN对应于例如CMOS反相器INV1、INV2的N沟道型MOS晶体管。
根据本实施方式，在形成于P型半导体衬底10的表面上的P+型扩散层14与接地电位VSS之间连接着钳位用的二极管20。二极管20的阳极与P+型扩散层14连接，向阴极施加接地电位。二极管20的阈值VF1低于由P型半导体衬底10和N+型扩散层13所形成的二极管的阈值VF2，但最好将P型半导体衬底10钳位到尽量低的电位。所述二极管20的阈值VF1是：在二极管20的阴极接地并向阳极施加了正电位时，向二极管20流动正向电流(例如1μA)时的阳极与阴极间的电压。
作为这样的二极管20，适用了肖特基势垒二极管(VF1＝大约0.3～0.4V)。对此，由P型半导体衬底10和N+型扩散层13所形成的二极管的正向的阈值VF2大约是0.7V。
这样，即使正电位产生充电泵电路1工作，向P型半导体衬底10流动衬底电流，也可以抑制P型半导体衬底10的电位的上升。这样，由于不向由P型半导体衬底10和N+型扩散层13所形成的寄生二极管流动正向电流，因此能够防止寄生双极型晶体管16导通。
从而，如图5所示，即使在使正电位产生充电泵电路1先于负电位产生充电泵电路2开始工作的情况下，也能够正常地进行充电泵电路的升压工作。
下面，对正电位产生充电泵电路1和负电位产生充电泵电路2的具体工作进行说明。首先，参照图5和图6，对正电位产生充电泵电路1的工作进行说明。如图5所示，若由控制电路3在时刻t1开始时钟CLK1的供给和MP1、MP2的开关，则正电位产生充电泵电路1开始工作。参照图6，对正电位产生充电泵电路1的稳定工作状态进行说明。
在时钟*CLK1是低电平时，MP1导通，MP2截止，通过对电容器C1充电，从而MP1与MP2的连接节点的电位成为VDD。在时钟*CLK1是高电平时，MP1截止，MP2导通，利用电容器C1的电容耦合，MP1与MP2的连接节点的电位从VDD变为2VDD。通过MP2输出该2VDD的电位。通过反复进行该工作，作为输出电位HV，从而得到2VDD。
之后，若由控制电路3在时刻t2开始时钟CLK2的供给和MP3、MN1的开关，则负电位产生充电泵电路2就开始工作。如上所述，使用正电位产生充电泵电路1产生的输出电位HV(＝2VDD)来产生时钟CLK2，由于其低电平是VSS，高电平是HV，CMOS反相器INV2的电源电位是HV，因此，时钟*CLK2的低电平是VSS，高电平是HV。
参照图7，对负电位产生充电泵电路2的稳定工作状态进行说明。
在时钟*CLK2是高电平时，MP3导通，MN1截止，通过对电容器C2充电，MP3与MN1的连接节点的电位成为VSS。在时钟*CLK2是低电平时，MP3截止，MN1导通，利用电容器C1的电容耦合，MP3与MN1的连接节点的电位从VSS变为-HV(＝-2VDD)。通过MN1输出该-HV的电位。通过反复进行该工作，作为输出电位LV，从而得到-HV(＝-2VDD)。
[第二实施方式]
对本发明的第二实施方式涉及的充电泵电路进行说明。在第一实施方式中，通过设置钳位用的二极管20，将P型半导体衬底10的电位钳位到接近接地电位VSS，从而防止了寄生双极型晶体管16的导通，但在本实施方式中，通过使负电位产生充电泵电路2先于正电位产生充电泵电路1工作，从而防止了寄生双极型晶体管16的导通。这样，就能够不用二极管20而实现成本降低。
以下，参照附图，详细地说明本实施方式的充电泵电路。关于正电位产生充电泵电路1的结构与第一实施方式的电路(图2)相同。负电位产生充电泵电路2如图8所示，时钟驱动器部的结构与第一实施方式不同。即，除了CMOS反相器INV2以外，还设置了被输入时钟CLK3的CMOS反相器INV3。供给到CMOS反相器INV3的电源电位是VDD。CMOS反相器INV3的输出成为对时钟CLK3进行反相后的时钟*CLK3。
时钟CLK2、*CLK2的低电平是VSS，高电平是HV(正电位产生充电泵电路1的输出电位)，但时钟CLK3、*CLK3的低电平是VSS，高电平是VDD。此外，在各自的输出端设置有开关SW1、SW2，用于选择性地向电容器C2的第二端子施加CMOS反相器INV2、INV3的输出。利用图1的控制电路3控制开关SW1、SW2的开关。
接着，对该充电泵电路的工作进行说明。如图9所示，若控制电路3在时刻t3开始时钟CLK3的供给和MP1、MN1的开关，则负电位产生充电泵电路2就开始工作。这时，设定开关SW1导通，开关SW2截止，通过反相器INV3，向电容器C2的第二端子施加时钟CLK3。参照图10，对这时的负电位产生充电泵电路2的稳定工作状态进行说明。
在时钟*CLK3是高电平(VDD)时，MP3导通，MN1截止，通过对电容器C2充电，从而MP3与MN1的连接节点的电位成为VSS。在时钟*CLK3是低电平(VSS)时，MP3截止，MN1导通，利用电容器C2的电容耦合，MP3与MN1的连接节点的电位从VSS变为-VDD。通过MN1输出该-VDD的电位。通过反复进行该工作，作为输出电位LV，从而输出-VDD。这样，由于通过P+型扩散层14，向P型半导体衬底10施加输出电位LV(参照图4)，因此，P型半导体衬底10偏压为-VDD。
之后，若利用控制电路3在时刻t4开始时钟CLK1的供给和MP1、MP2的开关，则正电位产生充电泵电路1就开始工作。因为正电位产生充电泵电路1的工作而导致衬底电流流动，但由于利用负电位产生充电泵电路2，P型半导体衬底10偏压为低于VSS的所谓-VDD的电位，因此，可以防止寄生双极型晶体管16导通。这样，正电位产生充电泵电路1正常地工作，输出2VDD作为其输出电位HV(参见图6)。
在正电位产生充电泵电路1的输出电位HV达到了2VDD后的时刻t5，设定开关SW1截止，开关SW2导通。这样，就通过反相器INV2向电容器C2的第二端子施加时钟CLK2。使用正电位产生充电泵电路1产生的输出电位HV产生时钟CLK2，由于其低电平是VSS，高电平是HV，CMOS反相器INV2的电源电位是HV，因此，时钟*CLK2的低电平是VSS，高电平是HV。
这样，由于负电位产生充电泵电路2基于振幅大的时钟CLK2进行工作，因此，其输出电位LV被升压到更高的负的高电位，得到-HV(＝-2VDD)这样负的输出电位LV。这样，最终P型半导体衬底10的电位达到-HV。
[第三实施方式]
本实施方式与第二实施方式同样，通过使负电位产生充电泵电路2先于正电位产生充电泵电路1进行工作，从而防止寄生双极型晶体管的导通。与第二实施方式的不同点在于，负电位产生充电泵电路2对正电位产生充电泵电路1所产生的正的输出电位HV(＝2VDD)进行反相，产生-HV(＝-2VDD)这样负的输出电位LV。
以下详细地说明本实施方式的充电泵电路。图11是该充电泵电路的电路图。正电位产生充电泵电路111基本上与第二实施方式的正电位产生充电泵电路1相同。电荷传输P沟道型MOS晶体管MP11、MP12串联，向MP11的源极施加正的电源电位VDD作为输入电位。在稳定工作状态中，从MP12的漏极得到输出电位HV(＝2VDD)。
MP11、MP12的连接节点连接有电容器C11的第一端子C1A。此外，作为时钟驱动器，设置了CMOS反相器INV11，其输出连接着电容器C11的第二端子C1B。
CMOS反相器INV11构成为：在电源电位VDD与接地电位VSS之间串联着P沟道型MOS晶体管MP13和N沟道型MOS晶体管MN11，向MP13的栅极施加时钟CLK11，向MN11的栅极施加时钟CLK12。时钟CLK11、12是相同的时钟，其高电平是VDD，低电平是VSS。
向MP11的栅极施加来自电平移相器LS1的时钟CLK13，向MP12的栅极施加来自电平移相器LS2的时钟CLK14。时钟CLK13和时钟CLK14是反相的时钟，MP11和MP12互补地进行开关。时钟CLK13和时钟CLK14的高电平是HV(＝2VDD)，低电平是VSS。
该正电位产生充电泵电路111的工作如下：在第一状态(时钟CLK11、CLK12＝高电平)中，MP13截止，MN11导通，MP11导通，MP12截止，电容器C11的第二端子C1B的电位是VSS，电容器C11的第一端子C1A的电位是VDD。
在第二状态(时钟CLK11、CLK12＝低电平)中，MP13导通，MN11截止，MP11截止，MP12导通，电容器C11的第二端子C1B的电位是VDD，电容器C11的第一端子C1A的电位是2VDD。通过MP12向输出电容器Cout1充电第一端子C1A的电荷。通过重复第一状态和第二状态，从而输出电位HV就成为2VDD。
下面，对负电位产生充电泵电路112的结构进行说明。电荷传输P沟道型MOS晶体管MP14、MP15串联，通过在MP14的源极上连接正电位产生充电泵电路111的MP12的漏极，从而可以向MP14的源极施加正电位产生充电泵电路111的输出电位HV。MP15的漏极接地。
此外，在接地电位VSS与输出端之间串联连接有电荷传输P沟道型MOS晶体管MP16和电荷传输N沟道型MOS晶体管MN12。在MP14和MP15的连接点与MP16和MN12的连接点之间连接着电容器C12。即，电容器C12的第一端子C2A与MP16和MN12的连接点连接，电容器C12的第二端子C2B与MP14和MP15的连接点连接。
向MP14的栅极施加来自电平移相器LS3的时钟CLK19，向MP15的栅极施加来自电平移相器LS4的时钟CLK20。时钟CLK19和时钟CLK20是反相的时钟，MP14和MP15互补地进行开关。时钟CLK19和时钟CLK20的高电平是HV(＝2VDD)，低电平是VSS。
此外，向MP16的栅极施加来自电平移相器LS5的时钟CLK17，向MN12的栅极施加来自电平移相器LS6的时钟CLK18。时钟CLK17和时钟CLK18是相同的时钟，MP16和MN12互补地进行开关。
另外，设置CMOS反相器INV12，将其输出通过被控制信号ST控制的传输门TG，与电容器C12的第二端子C2B连接。CMOS反相器INV12构成为：在VDD和VSS之间连接P沟道型MOS晶体管MP17和N沟道型MOS晶体管MN13。向MP17的栅极施加时钟CLK15，向MN13的栅极施加时钟CLK16。时钟CLK15、16是相同的时钟，其高电平是VDD，低电平是VSS。
该负电位产生充电泵电路112具有2种工作模式。在第一工作模式中，MP14、MP15停止开关工作，通过将控制信号ST设定为高电平，从而传输门TG导通。然后，利用MP16、MP17、MN12、MN13的开关，作为输出电位LV，产生-VDD。该工作与第一、第二实施方式的负电位产生充电泵电路2的工作相同。
即，在第一状态(时钟CLK15、CLK16＝低电平)中，MP17导通，MN13截止，MP16导通，MN12截止，电容器C12的第二端子C2B的电位是VDD，电容器C12的第一端子C2A的电位(MP16、MN12的连接点的电位)是VSS。
在第二状态(时钟CLK15、CLK16＝高电平)中，MP17截止，MN13导通，MP16截止，MN12导通，电容器C12的第二端子C2B的电位是VSS，电容器C12的第一端子C2A的电位是-VDD。通过MN12向输出电容器Cout2充电第一端子C2A的电荷。通过重复第一状态和第二状态，从而输出电位LV就成为-VDD。
另一方面，在第二工作模式中，对正电位产生充电泵电路111所产生的正的输出电位HV(＝2VDD)进行反相，产生-HV。MP17、MN13停止开关工作，通过将控制信号ST设定为低电平，从而传输门TG截止。在第一状态中，通过使MP16导通、MN12截止、MP14导通、MP15截止，从而电容器C12的第二端子C2B的电位成为HV，第一端子C2A的电位成为VSS。在第二状态中，通过使MP16截止、MN12导通、MP14截止、MP15导通，从而第二端子C2B的电位成为VSS，第一端子C2A的电位成为-HV。通过重复第一状态和第二状态，从而输出电位LV就成为-HV。
在正电位产生充电泵电路111和负电位产生充电泵电路112中，将N沟道型MOS晶体管MN11、MN12、MN13形成在P型半导体衬底10上。此外，将P沟道型MOS晶体管MP11、MP12、MP13、MP14、MP15、MP16、MP17形成在P型半导体衬底10的表面上，分别形成在相互分离的N型阱上。在此，使MP11、MP15成为P沟道型是为了向P型半导体衬底10施加由负电位产生充电泵电路112产生的负的输出电位LV。要按N沟道型来形成它们，就需要有与P型半导体衬底10的负电位切断的源极电位，因此就需要形成有别于形成了P沟道型MOS晶体管的N型阱的另外的N型阱，在该N型阱的中间形成P型阱，在该P型阱的中间形成N沟道型MOS晶体管。
图12是充电泵电路的部分剖面图。图中示出了图11的电荷传输P沟道型MOS晶体管MP12、MP16。正电位产生充电泵电路111一工作，PNP寄生双极型晶体管21就导通，从N型阱22向P型半导体衬底10流动衬底电流。利用该衬底电流，P型半导体衬底10的电位上升，NPN寄生双极型晶体管23导通，由PNP寄生双极型晶体管21和NPN寄生双极型晶体管23所形成的半导体开关元件导通，正电位产生充电泵电路111的正的输出电位HV降低。因此，在本实施方式中，通过使负电位产生充电泵电路112先于正电位产生充电泵电路111工作，将P型半导体衬底10的电位降到VSS以下(-VDD)，就防止了NPN寄生双极型晶体管23导通。
以下，参照图13的工作波形图，对充电泵电路的工作进行说明。首先，使负电位产生充电泵电路112按照上述第一工作模式工作，产生-VDD作为输出电位LV。由于将该输出电位LV施加到P型半导体衬底10上，因此P型半导体衬底10的电位成为-VDD。
之后，一边使负电位产生充电泵电路112继续工作，一边开始正电位产生充电泵电路111的工作。由于P型半导体衬底10的电位成为-VDD，因此，正电位产生充电泵电路111正常地工作。然后，在正电位产生充电泵电路111的输出电位HV变为2VDD之后，使负电位产生充电泵电路112按照上述第二工作模式(HV的反相工作)工作。这样，负电位产生充电泵电路112的输出电位LV就成为-HV(＝-2VDD)，P型半导体衬底10的电位变为-HV。
再有，在第一、第二实施方式中，正电位产生充电泵电路1和负电位产生充电泵电路2的电荷传输MOS晶体管的数量是2个，正电位产生充电泵电路1进行2倍升压，负电位产生充电泵电路2进行-1倍升压，但不限于此，也可以进一步增加电荷传输MOS晶体管的数量，提高升压能力。
此外，在第三实施方式中，正电位产生充电泵电路111的电荷传输MOS晶体管的数量是2个，但不限于此，也可以进一步增加电荷传输MOS晶体管的数量，提高升压能力。