一种数字电视地面广播信道估计方法及其装置

摘要

一种数字电视地面广播信道估计方法及其装置，属于数字信息传输技术领域，适用于国标数字电视地面广播(GB 20600-2006)系统、数字通信系统、遥测遥控系统等相关系统和技术领域。在数字电视地面广播PN420和PN945帧头模式下，对落入帧头PN序列前缀长度范围的多径信道冲激响应可通过对同步过后符号速率采样序列的如下处理进行估计：(a)同步及预处理；(b)循环相关(Cyclic Correlation)；(c)信道冲激响应成型(Channelimpulse molding)。本方法和装置利用了PN序列相关带来的分集增益，抗噪声性能好，并可有效降低PN序列非理想自相关带来的干扰，准确和快速地估计得到落入帧头PN序列前缀长度范围的多径信道冲激响应，且相比其他方法具有估计精度高，计算量小，实现复杂度低的优点。

权利要求

1.一种数字电视地面广播信道估计方法，其特征在于，在数字电视地面广播PN420或PN945帧头模式下，对于落入帧头PN序列前缀长度范围的多径信道冲激响应可通过对同步过后符号速率采样序列的如下处理进行估计，它依次含有以下步骤：(1)同步及预处理；根据帧同步信息，把经同步过后的第i信号帧符号速率采样序列Fi分解为帧头Pi和数据块Di，进而得到该帧的循环相关序列P′i＝{Pi(LC+1)，Pi(LC+2)，...，Pi(LPI)}，其中，LPI为帧头长度，LC为帧头PN序列的循环前缀长度，并根据当前帧的同步参数，生成第i帧的初始本地循环相关PN序列PNi，1，PNi，1＝{PNi，1(1)，PNi，1(2)，...，PNi，1(LPN)}；

(2)循环相关，计算得到相关序列ci＝{ci(1)，ci(2)，...，ci(LC)}；

(a)初始化计数器j＝1；

(b)将循环相关序列P′i和PNi，j做共轭相关，得到ci(j)，其中

PNi，j＝{PNi，j-1(LPN)，PNi，j-1(1)，PNi，j-1(2)，...，PNi，j-1(LPN-1)}，则

$c_i\left(j\right)=\underset{k=1}{\overset{L_{\mathrm{PN}}}{\Sigma }}{P}_i(k+L_C)\times {\mathrm{PN}}_{i,j}^{*}\left(k\right)$(c)一位循环右移更新本地循环相关PN序列，得到PNi，j+1；

(d)如果j＜LC，则j＝j+1，并回到步骤(b)；

否则结束；

(3)信道冲激响应成型，计算得到信道冲激响应序列估计，

(a)初始化计数器j＝1；

(b)计算信道冲激响应预估计h′i(j)

$h_i^{\prime }\left(j\right)=\left(\underset{k=1}{\overset{L_C}{\Sigma }}{c}_i\left(k\right)\right)/C_1+c_i\left(j\right)/C_2$其中C1＝(LPN-LC+1)×(LPN+1)×P，C2＝(LPN+1)×P，LPN为用以生成帧头的PN序列长度，P是功率归一化因子；

(c)丢弃h′i(j)中不可靠的小电平值以减少噪声的影响，得到信道冲激响应估计hi(j)，即：

$h_i\left(j\right)=\left\{\begin{array}{cc}{h}_i^{\prime }\left(j\right)& \left|h_i^{\prime }\right|\ge h_T\\ 0& h_i^{\prime }<h_T\end{array}\right.$其中hT是一个丢弃判决门限，可视应用所要求的不同的抗噪声和多径分辨灵敏度来决定；

(d)如果j＜LC，则j＝j+1，并回到步骤(b)；

否则结束。

2.根据权利要求1所述的一种数字电视地面广播信道估计方法，其特征在于，对于数字电视地面广播PN420和PN945两种帧头模式具有相同的处理方法，只是系统参数有所不同。

3.一种数字电视地面广播信道估计装置，其特征在于，它包含有：状态控制器、帧头分离器、相关序列缓存单元、循环相关PN产生器、循环相关器、信道冲激响应成型器；其关系如下：(a)状态控制器，输入同步控制信号，根据同步控制信号和系统时钟产生、更新系统状态信号用以指示同步及预处理状态，循环相关状态或信道冲激响应成型状态及各个处理状态下的子状态，以控制其它模块工作状态对输入数据序列进行相应处理；

(b)帧头分离器，它的输入端连接同步之后的符号速率采样的信号帧序列，有一个循环相关序列输出端口；在同步及预处理状态，帧头分离器将循环相关序列P′i从连续的符号速率采样信号帧Fi中分离出，并输出给相关序列缓存单元；

(c)相关序列缓存单元，是一个LPN级的寄存器序列用以存储循环相关序列P′i，它的输入端连接帧头分离器的循环相关序列输出端，并将寄存器中存储的LPN个数据符号输出给循环相关器；在同步及预处理状态，依次接收由帧头分离器分离得到的循环相关序列P′i，并将该序列的LPN个符号{Pi(LC+1)，Pi(LC+2)，...，Pi(LPI)}依次送入寄存器序列存储，LPI为帧头长度，LC为帧头PN序列的循环前缀长度；在循环相关状态，存储的循环相关序列符号数据输出给循环相关器用以进行循环相关运算；

(d)循环相关PN产生器，根据状态控制信号产生循环相关PN序列，输出给循环相关器用以进行循环相关运算；

(e)循环相关器，它有两个输入端：由相关序列缓存单元输入的循环相关序列以及由循环相关PN序列产生器输入的循环相关PN序列；在循环相关状态，完成共LC次循环相关序列和循环相关PN序列共轭的相关运算，得到相关序列ci(j)，j＝1，2，...，LC，即：$c_i\left(j\right)=\underset{k=1}{\overset{L_{\mathrm{PN}}}{\Sigma }}{P}_i(k+L_C)\times {\mathrm{PN}}_{i,j}^{*}\left(k\right)$式中：LPN为用以生成帧头的PN序列长度；P′i为循环相关序列；PNi，j为循环相关PN序列；

(f)信道冲激响应成型器，输入来自循环相关器的相关序列ci＝{ci(1)，ci(2)，...，ci(LC)}，进行信道冲激响应成型处理，计算输出估计的信道冲激响应序列hi＝{hi(1)，hi(2)，...，hi(LC)}，具体为：计算信道冲激响应预估计序列：

$h_i^{\prime }\left(j\right)=\left(\underset{k=1}{\overset{L_C}{\Sigma }}{c}_i\left(k\right)\right)/C_1+c_i\left(j\right)/C_2,$j＝1，2，...，LC其中C1＝(LPN-LC+1)×(LPN+1)×P，C2＝(LPN+1)×P，P是功率归一化因子；

将h′i(j)中不可靠的小电平值丢弃，得到：

$h_i\left(j\right)=\left\{\begin{array}{cc}{h}_i^{\prime }\left(j\right)& \left|h_i^{\prime }\left(j\right)\right|\ge h_T\\ 0& h_i^{\prime }<h_T\end{array}\right.,$j＝1，2，...，LC其中hT是一个丢弃判决门限，可视应用所要求的不同的抗噪声和多径分辨灵敏度来决定。

说明书

技术领域

本发明属于数字信息传输技术领域，适用于数字电视地面广播(GB 20600-2006)系统、数字通信系统、遥测遥控系统等相关系统和技术领域，具体涉及一种数字电视地面广播(GB20600-2006)PN420和PN945帧头模式的信道估计技术。

背景技术

数字电视广播信号在地面多径信道中传播，由于周围环境中物体的反射等使得接收端接收到的信号是多条有不同传播延迟和信道衰落的发射信号的叠加，即时延扩展，尤其对宽带数字电视地面广播来说时延扩展会引起严重的符号间干扰(ISI)，进而造成严重的接收解码错误，因此在接收端需对多径信道的影响进行补偿；补偿过程一般包括信道估计和均衡两个步骤，其中信道估计是接收端用以获知信道状态信息(CSI，Channel Status Information)的处理，均衡即根据获取的信道状态信息还原发射信号。信道估计和均衡可从频域，也可从时域进行；理论上讲如果可以准确估计信道冲激响应，且不考虑实现复杂度，那么时域均衡和频域均衡是等效的。另外，地面无线信道是一个时变的系统，其冲激响应随时间的变化而变化，因此接收端的信道估计和均衡要能够适应信道的时变特性，即自适应均衡；通常通过在发射信号中周期性地插入已知的导频符号或训练序列供接收端估计信道冲激响应或者等效的频域响应特性进而自适应地补偿时变的信道衰落。
如前所述，如果可获知信道的时域冲激响应或等价的频域响应特性，则可方便地在时域或频域对接收信号进行均衡。一个在频域进行信道估计和均衡的典型例子是欧洲的数字电视标准DVB-T，它采用的COFDM多载波传输系统特别地在频域插入连续导频和分散导频信号，连续导频在每个COFDM符号中的位置都是固定的，例如在8k模式中插入了177个连续导频，在2k模式中插入了45个连续导频。分散导频的位置在不同的COFDM符号中有所不同，且以四个COFDM符号为周期循环，如图1所示，其中灰色圆圈代表分散导频子载波，黑色圆圈代表TPS导频子载波，斜线圆圈代表连续导频子载波。系统工作时可通过已知导频符号估计得到离散时间点和子载波频点的信道频率特性，再通过插值即可得到整个时间-频率二维信道频率响应特性，进而可在频域通过各子载波的一阶均衡补偿信道多径衰落。
数字电视地面广播系统是一个单、多载波调制融合的方案，单、多载波调制模式帧结构相同，如图2所示是数字电视地面广播传输系统的分层帧结构，其最基本单元-信号帧由帧头和数据块组成，其中帧头由PN序列生成而来，数据块采用单载波调制或者OFDM多载波调制。
根据帧头的不同可以分为PN420，，PN595和PN945三种帧头模式，不同帧头模式帧结构的主要区别在于不同的帧头PN序列，但它们都是由PN序列循环扩展(如PN420和PN945)或者截取(如PN595)得来。其中PN420和PN945帧头模式下的帧头PN序列分别是由255和511长度的PN序列(称作生成PN序列)，并在前后各加上一定长度的循环前缀和循环后缀得到，如图3(a)所示；同时这种结构的帧头PN序列还可看作255或511长度的相位偏移PN序列加上循环前缀或后缀组成，分别如图3(b)，图3(c)所示。之所以称之为相位偏移PN序列，是由于相对于图3(a)中的生成PN而言，该PN序列与其有固定的初始相位偏移。
帧头作为已知训练序列被周期性地插入发射帧序列中，一种可用于数字电视地面广播接收的信道多径衰落补偿方案为：基于已知的帧头PN序列估计信道的时域冲激响应及随后的均衡。特别地对于PN420和PN945帧头的特殊结构，且由于PN序列的近乎理想的循环自相关特性，对PN420和PN945模式下落入帧头PN序列前缀长度范围的多径可利用本地循环相关PN序列和接收的帧头符号序列的共轭相关得到相关序列，再由该相关序列计算得到信道时域冲激响应序列的估计。对于从相关序列计算信道冲激响应序列，已有的方法或是忽略PN序列循环自相关的非理想特性，直接由相关序列以等比例(PN序列循环自相关函数的峰值)缩小而得到信道冲激响应的估计；或是采用迭代的办法，基于信号功率大的路径对其他路径的影响大，同时其它路径对其影响可忽略的假设，依次从相关序列中找到幅度最大的路径，并消除其对其他路径的影响，再找次最强路径做相同的处理，依次类推。可知，第一种方法虽然简单，但是一个近似的处理，人为地引入了误差；第二种方法采用迭代的处理可以一定程度地减小PN序列非理想相关带来的影响，但该迭代方法复杂不易实现，特别是搜索最大路径过程不宜于实时处理。

发明内容

本发明的目的是提出一种数字电视地面广播PN420和PN945帧头模式下，通过对经同步过后的符号速率采样序列的处理，对落入帧头PN序列前缀长度范围的多径信道冲激响应进行快速和准确估计的低复杂度方法及装置。
本发明所述的数字电视地面广播信道估计方法，对于PN420和PN945两种帧头模式具有相同的处理方法和步骤，只是系统参数有所不同，如表1所示。
                              表1

本发明所述的一种数字电视地面广播信道估计方法，在数字电视地面广播PN420或PN945帧头模式下，对于落入帧头PN序列前缀长度范围的多径信道冲激响应可通过对同步过后符号速率采样序列的如下处理进行估计，它依次含有以下步骤：
(1)同步及预处理，
(a)根据帧同步信息，把同步过后第i信号帧的符号速率采样序列Fi分解为帧头Pi和数据块Di，进而得到该帧的循环相关序列Pi′＝{Pi(LC+1)，Pi(LC+2)，...，Pi(LPI)}。其中Fi＝{Fi(1)，Fi(2)，...，Fi(LF)}、Pi＝{Pi(1)，Pi(2)，...，Pi(LPI)}、Di＝{Di(1)，Di(2)，...，Di(3780)}分别是接收到的经同步的第i信号帧符号速率采样序列，第i信号帧序列的帧头部分和数据块部分，他们之间具有关系：
Pi(j)＝Fi(j)，j＝1，2，...，LPI
Di(j)＝Fi(j+LPI)，j＝1，2，...，3780
其中3780对应的是数字电视地面广播信号帧数据段的IDFT长度。
(b)根据当前帧的同步参数，生成第i帧的本地初始循环相关PN序列PNi，1＝{PNi，1(1)，PNi，1(2)，...，PNi，1(LPN)}，该本地产生的初始循环相关PN序列和发射端构成相应第i帧帧头的后LPN个符号所构成的PN序列相同，即是一个相位偏移PN序列；
(2)循环相关，计算得到相关序列ci＝{ci(1)，ci(2)，...，ci(LC)}，依次含有以下步骤：
(a)初始化计数器j＝1；
(b)将循环相关序列Pi′和PNi，j做共轭相关，得到ci(j)，即
$c_i\left(j\right)=\underset{k=1}{\overset{L_{\mathrm{PN}}}{\Sigma }}{P}_i(k+L_C)\times {\mathrm{PN}}_{i,j}^{*}\left(k\right)$
(c)一位循环右移更新本地循环相关PN序列，得到PNi，j+1：
PNi，j+1＝{PNi，j(LPN)，PNi，j(1)，PNi，j(2)，...，PNi，j(LPN-1)}
(d)如果j＜LC，则j＝j+1，并回到步骤(b)；
否则结束；
(3)信道冲激响应成型，从相关序列ci＝{ci(1)，ci(2)，...，ci(LC)}计算得到当前帧信道冲激响应估计hi＝{hi(1)，hi(2)，...，hi(LC)}，依次含有如下步骤：
(a)初始化计数器j＝1；
(b)计算信道冲激响应预估计hi′(j)
$h_i^{\prime }\left(j\right)\left(\underset{k=1}{\overset{L_C}{\Sigma }}{c}_i\left(k\right)\right)/C_1+c_i\left(j\right)/C_2$
其中C1＝(LPN-LC+1)×(LPN+1)×P，C2＝(LPN+1)×P，P是功率归一化因子，是接收到的发射端PN序列的符号功率PST和本地产生的循环相关PN序列的符号功率PSR之积。
(c)丢弃hi′(j)中不可靠的小电平值以减少噪声的影响，得到信道冲激响应估计hi(j)，即：
$h_i\left(j\right)=\left\{\begin{array}{cc}{h}_i^{\prime }\left(j\right)& \left|h_i^{\prime }\right|\ge h_T\\ 0& h_i^{\prime }<h_T\end{array}\right.$
其中hT是一个丢弃判决门限，可视应用所要求的不同的抗噪声和多径分辨灵敏度来决定。
d)如果j＜LC，则j＝j+1，并回到步骤(b)；
否则结束。
本发明提出的数字电视地面广播信道估计装置结构包含有：
(a)状态控制器，输入同步控制信号，根据同步控制信号和系统时钟产生、更新系统状态信号用以指示同步及预处理状态，循环相关状态或信道冲激响应成型状态及各个处理状态下的子状态，以控制其它模块工作状态对输入数据序列进行相应处理；
(b)帧头分离器，它的输入端连接同步之后的符号速率采样信号帧序列，有一个循环相关序列输出端口；在同步及预处理状态，帧头分离器将循环相关序列Pi′从连续的符号速率采样信号帧Fi中分离出，并输出给相关序列缓存单元；
(c)相关序列缓存单元，它是一个LPN级的寄存器序列用以存储循环相关序列，它的输入端连接帧头分离器的循环相关序列输出端，并将寄存器中存储的LPN个数据符号输出给循环相关器；在同步及预处理状态，依次接收由帧头分离器分离得到的循环相关序列Pi′，并将该序列的LPN个符号{Pi(LC+1)，Pi(LC+2)，...，Pi(LPI)}依次送入寄存器序列存储；在循环相关状态，存储的循环相关序列符号数据输出给循环相关器用以进行循环相关运算；
(d)循环相关PN产生器，根据状态控制信号产生循环相关PN序列，输出给循环相关器用以进行循环相关运算；
(e)循环相关器，它有两个输入端：由相关序列缓存单元输入的循环相关序列以及由循环相关PN序列产生器输入的循环相关PN序列；在循环相关状态，完成共LC次循环相关序列和循环相关PN序列共轭的相关运算，得到相关序列ci(j)，j＝1，2，...，LC；
(f)信道冲激响应成型器，输入来自循环相关器的相关序列ci(j)，j＝1，2，...，LC，进行信道冲激响应成型处理，计算输出估计的信道冲激响应序列hi(j)，j＝1，2，...，LC。
本发明的有益效果：本发明定义的信道估计方法及其装置利用了PN序列相关带来的分集增益，抗噪声性能好，并可有效降低PN序列非理想自相关带来的干扰，准确和快速地估计得到落入帧头PN序列头前缀长度范围的多径信道冲激响应，且相比其他方法具有估计精度高，计算量小，实现复杂度低的优点。
附图说明：
图1是欧洲DVB-T中导频的时-频空间位置；
图2是数字电视地面广播传输系统分层帧结构；
图3是数字电视地面广播PN420和PN945帧头模式下的帧头结构；
图4是本发明信道冲激响应估计方法流程；
图5是本发明同步及预处理流程；
图6是本发明循环相关处理流程；
图7是本发明信道冲激响应成型处理流程；
图8是本发明信道冲激响应估计装置结构图；
图9是多径信道下符号速率采样帧头序列的时域构成示意图；
图10是长度为L的PN序列的循环相关函数曲线；
图11(a)是一个有三条0dB强径的多径信道冲激响应；
图11(b)是本发明信道估计方法的信道估计仿真结果；
图12是本发明信道估计方法和其他信道估计方法性能比较；
图13是复杂信道下本发明信道估计方法和其他信道估计方法性能比较。

具体实施方式

如前所述，对于地面无线信道中的宽带无线广播，接收端如对多径信道引起的ISI(符号间干扰)不做补偿，就会造成严重的解码错误；为便于对时变信道的CSI进行估计进而对多径引起的频率选择性衰落进行补偿，数字电视地面广播在其帧结构定义中周期性地插入了帧头PN序列作为已知训练序列；因此对数字电视地面广播的接收来说，一种适用的信道多径衰落补偿方案可以分为两个步骤：基于每个信号帧帧头PN序列的信道估计及随后的均衡。其中对于信道估计来说，在帧头持续时间内可近似认为信道保持不变，从而基于帧头PN序列估计得到各个帧头时刻的信道时域冲激响应。在数字电视地面广播的三种帧头模式PN420，PN595和PN945中，PN420和PN945模式的帧头有其特殊的结构：它们分别可以看作255或511长度的相位偏移PN序列加上循环前缀组成，见图3(b)。本发明利用了PN420和PN945两种帧头模式下帧头PN序列的该特殊结构，对于落入帧头PN序列循环前缀长度范围的多径信道时域冲激响应，采用本发明的处理方法，可以以低的实现复杂度准确和快速地获得信道估计结果。
本发明提出的数字电视地面广播PN420和PN945帧头模式的信道估计装置结构如图8所示，它包含有：
(a)状态控制器是一个有限状态机，输入同步控制信号，根据同步控制信号和系统时钟产生、更新系统状态信号；以一个信号帧为工作周期，当新的一帧经同步处理的符号速率采样数据到来，信道估计装置依次对其进行同步及预处理、循环相关和信道冲激响应成型处理估计得到当前信号帧帧头时刻的信道时域冲激响应；相应地，状态控制器产生及更新系统状态控制信号用以指示同步及预处理状态、循环相关状态或信道冲激响应成型状态及各个处理状态下的子状态，以控制其它模块工作状态对输入数据序列进行相应处理；
(b)帧头分离器，它的输入端连接同步之后的符号速率采样信号帧序列，输入经同步过后的符号速率采样信号帧序列...，Fi-1，Fi，Fi+1，...，有一个循环相关序列...，Pi-1′，Pi′，Pi+1′，...输出端口；在同步及预处理状态，帧头分离器将当前帧的帧头部分数据序列Pi的后LPN个符号，即循环相关序列Pi′从符号速率采样信号帧Fi中分离出，并输出给相关序列缓存单元；
(c)相关序列缓存单元，它是一个LPN级的寄存器序列用以存储当前帧的循环相关序列，它的输入端连接帧头分离器的循环相关序列输出端，并将寄存器中存储的LPN个数据符号输出给循环相关器；在同步及预处理状态，依次接收由帧头分离器分离得到的循环相关序列Pi′，并将该序列的LPN个符号{Pi(LC+1)，Pi(LC+2)，...，Pi(LPI)}依次送入寄存器序列存储；在循环相关状态，存储的循环相关序列符号数据输出给循环相关器用以进行循环相关运算；
(d)循环相关PN产生器，根据状态控制信号产生循环相关PN序列，输出给循环相关器用以进行循环相关运算；同步预处理状态，生成当前第i帧对应的本地初始循环相关PN序列PNi，1＝{PNi，1(1)，PNi，1(2)，PNi，1(3)，...，PNi，1(LPN)}；循环相关状态时，在循环相关器完成一次相关运算后通过序列的循环右移为下一次相关运算产生相应的本地循环相关PN序列，即
PNi，j＝{PNi，j-1(LPN)，PNi，j-1(1)，PNi，j-1(2)，...，PNi，j-1(LPN-1)}产生的循环相关PN序列输出给循环相关器；
(e)循环相关器，它有两个输入端：由相关序列缓存单元输入的循环相关序列以及由循环相关PN序列产生器输入的循环相关PN序列；在循环相关状态，完成共LC次循环相关序列和循环相关PN序列共轭的相关运算，得到相关序列ci(j)，j＝1，2，...，LC，即：
$c_i\left(j\right)=\underset{k=1}{\overset{L_{\mathrm{PN}}}{\Sigma }}{P}_i(k+L_C)\times P{N}_{i,j}^{*}\left(k\right),j=\mathrm{1,2},...,L_C$
相关序列ci输出给信道冲激响应成型器；
(f)信道冲激响应成型器，输入来自循环相关器的相关序列ci(j)，j＝1，2，...，LC，并完成如下处理计算得到信道冲激响应预估计序列：
$h_i^{\prime }\left(j\right)\left(\underset{k=1}{\overset{L_C}{\Sigma }}{c}_i\left(k\right)\right)/C_1+c_i\left(j\right)/C_2,j=\mathrm{1,2},...,L_C$
其中C1＝(LPN-LC+1)×(LPN+1)×P，C2＝(LPN+1)×P。其中P是功率归一化因子，是接收到的发射端PN序列的符号功率PST和本地产生的循环相关PN序列的符号功率PSR之积。
因为存在噪声干扰，hi′(j)中的小电平值已经不可靠了，这些小电平值将被丢弃以减少噪声的影响，即完成如下操作：
$h_i\left(j\right)=\left\{\begin{array}{cc}{h}_i^{\prime }\left(j\right)& \left|h_i^{\prime }\left(j\right)\right|\ge h_T\\ 0& h_i^{\prime }<h_T\end{array}\right.,j=\mathrm{1,2},...,L_C$
其中hT是一个丢弃判决门限，可视应用所要求的不同的抗噪声和多径分辨灵敏度来决定。
本发明同时提出一种数字电视地面广播PN420和PN945帧头模式下的信道估计方法，通过对经同步过后的符号速率采样序列的处理，可以低的实现复杂度对落入帧头PN序列前缀长度范围的多径信道冲激响应进行准确和快速的估计。如图4所示，该估计过程主要分为三个步骤：(a)同步及预处理；(b)循环相关(Cyclic Correlation)，得到相关序列；(c)信道冲激响应成型(Channel impulse molding)，由相关序列计算得到信道冲激响应。
以下将结合附图对该方法的具体实施进行详细的描述。
无线信道的连续时间冲激响应可以建模为：
$h\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}h\left({\tau }_i\right)\delta (t-{\tau }_i)+n\left(t\right)---\left(1\right)$
其中h(τi)是对应路径的信道衰落，N表示多径延迟路径数目，n(t)是信道加性噪声。需要指出，这里所表示的信道是从发射端到接收端经过的所有系统的组合，例如该组合信道可能是发射端升余弦滚降滤波、波形信道、接收端带通滤波器及匹配滤波器等的级联。
连续波形经多径信道传播，形成多个不同延迟和衰落的发射信号副本的叠加，接收端接收到该信号并经过采样后，其基带等效表示如下：
$y\left(n\right)=s\left(n\right)*h\left(n\right)+n\left(n\right)=\underset{i=1}{\overset{K}{\Sigma }}h\left(i\right)s(n-i)+n\left(n\right)---\left(2\right)$
其中“*”表示线性卷积，s(n)为基带发射信号，y(n)是基带接收信号，n(n)表示加性噪声。因此等效到基带，信道可以建模为一个有随机加性噪声的FIR滤波器，具有抽头系数h(n)，n＝1，2，...，K，K对应的是最长多径延迟。
假设在一个信号帧帧头持续时间段信道冲激响应不变，则数字电视地面广播PN420或PN945模式下第i个信号帧经过多径信道后，且多径路径数K小于等于LC时，接收端接收到的第i信号帧的帧头部分数据为：
$P_i\left(k\right)\underset{j=1}{\overset{L_C}{\Sigma }}{h}_i\left(j\right)·f(k-j)+n\left(k\right),k=\mathrm{1,2},...,L_{\mathrm{PI}}---\left(3\right)$
其中{hi(j)＝0|j＞k}，$f(k-j)\left\{\begin{array}{cc}{p}_i(k-j+1),& k-j>=0\\ d_{i-1}(3781+k-j),& k-j<0\end{array}\right.$序列pi(k)(i＝1，2，...；k＝1，2，...，LP)表示发射端组成第i帧的帧头序列；di(k)(i＝1，2，...；k＝1，2，...，3780)表示发射端组成第i帧的数据段序列。
(3)式表示的意义如图9所示。从图中可看出，由于帧头的结构特点，接收数据的帧头部分序列Pi＝{Pi(1)，Pi(2)，...，Pi(LPI)}的后LPN个符号组成的序列Pi′＝{Pi′(1)，Pi′(2)，...，Pi′(LPN)}＝{Pi(LC+1)，Pi(LC+2)，...，Pi(LPI)}除了信道噪声之外没有混入数据段的多径干扰，而是由多个不同权重的相位偏移PN序列叠加得到，这里的相位偏移PN序列也是指相对于当前帧的生成PN有初始相位偏移的PN序列。因而利用PN序列近乎理想的循环自相关特性，通过Pi′段符号速率采样序列与各路径对应的相位偏移PN序列的共轭相关可将各路径对应的信道衰落系数hi(j)提取出来，且由于各相位偏移PN序列可由图3(b)中初始相位偏移PN序列循环右移得到，因此称Pi′为循环相关序列。
由上述可知，信道冲激响应信息可通过对循环相关序列和相位偏移PN序列的共轭相关处理得到，因此如图5所示，同步及预处理是在每一信号帧到来时，进行循环相关和信道冲激响应成型处理之前，根据同步信号将帧头部分数据序列Pi从连续的符号速率采样信号帧Fi中分离出，进而得到对应帧的循环相关序列Pi′；同时产生构成该信号帧帧头所对应的初始循环相关PN序列PNi，1(如图3(b)所示的相位偏移PN序列)，以便在循环相关时得到用以相关的各相位偏移PN序列PNi，j，j＝1，2，...，LC。
循环相关用以计算得到相关序列。第i帧的相关序列定义为一个长度LC的序列，即ci＝{ci(1)，ci(2)，...，ci(LC)}，是通过循环相关序列和各相位偏移PN序列共轭的相关计算得到，即
$c_i\left(j\right)=\underset{k=0}{\overset{L_C}{\Sigma }}{P}_i^{\prime }\left(k\right)·P{N}_{i,j}^{*}\left(k\right),k=\mathrm{1,2},...,L_C---\left(4\right)$
由式(3)或图9可知，其中用于相关运算的各相位偏移PN序列之间应有如下关系：
PNi，j＝{PNi，j-1(LPN)，PNi，j-1(1)，PNi，j-1(2)，...，PNi，j-1(LPN-1)}    (5)
因此如图6所示，循环相关应包含以下步骤：
(a)初始化计数器j＝1；
(b)将循环相关序列Pi′和PNi，j做共轭相关，得到ci(j)，即
$c_i\left(j\right)=\underset{k=1}{\overset{L_{\mathrm{PN}}}{\Sigma }}{P}_i(k+L_C)\times P{N}_{i,j}^{*}\left(k\right)$
(c)一位循环右移更新本地循环相关PN序列，得到PNi，j+1：
PNi，j+1＝{PNi，j(LPN)，PNi，j(1)，PNi，j(2)，...，PNi，j(LPN-1)}
(d)如果j＜LC，则j＝j+1，并回到步骤(b)；
否则结束；
由于PN序列几乎理想的自相关特性，因此可以近似认为(4)计算得到的相关序列经过等比例缩放就可近似得到信道冲激响应，即
hi(j)＝ci(j)/(LPN·P)                                      (6)
其中LPN为PN序列的长度，功率归一化因子$P=(P_{\mathrm{TS}}·S_{4\mathrm{QAM}})·(P_{\mathrm{RS}}·S_{4\mathrm{QAM}}^{*})=P_{\mathrm{TS}}·P_{\mathrm{RS}},S_{4\mathrm{QAM}}$是功率归一化的4QAM星座符号$S_{4\mathrm{QAM}}·S_{4\mathrm{QAM}}^{*}=1,$PTS和PRS分别是接收到的发射端PN序列的符号功率和本地产生的循环相关PN序列的符号功率。
但是如图10所示，一个符号功率为1的PN序列的循环自相关函数R(n)并非是理想的δ函数，而是
$R\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{L}_{\mathrm{PN}}& n=0\\ -1,& n\ne 0\end{array},n=\mathrm{0,1},...,L_{\mathrm{PN}}-1---\left(7\right)\right.$
因此(6)式定义的信道冲激响应的近似处理人为地引入了误差，但由分析可知，相关序列ci和信道冲激响应hi之间有一定的对应关系，可通过如下所述的信道冲激响应成型处理得到更准确的信道冲激响应估计。
考虑信道噪声的影响，那么第i帧的相关序列ci＝{ci(1)，ci(2)，...，ci(LC)}和第i帧信道冲激响应hi＝{hi(1)，hi(2)，...，hi(LC)}之间有关系
$c_i\left(j\right)/P=L_{\mathrm{PN}}·h_i\left(j\right)-\underset{k=0,k\ne j}{\overset{L_C}{\Sigma }}{h}_i\left(k\right)+n_i\left(j\right)---\left(8\right)$
其中ni(j)为信道噪声引起的误差。首先可得到信道冲激响应预估计：
$h_i^{\prime }\left(j\right)=\left(\underset{k=1}{\overset{L_C}{\Sigma }}{c}_i\left(k\right)\right)/C_1+c_i\left(j\right)/C_2---\left(9\right)$
其中C1＝(LPN-LC+1)×(LPN+1)×P，C2＝(LPN+1)×P。
另外，因为存在噪声干扰，hi′(j)中的小电平值已经不可靠了，这些小电平值被丢弃以减少噪声的影响，即完成如下操作：
$h_i\left(j\right)=\left\{\begin{array}{cc}{h}_i^{\prime }\left(j\right)& \left|h_i^{\prime }\left(j\right)\right|\ge h_T\\ 0& h_i^{\prime }<h_T\end{array},j=\mathrm{1,2},...,L_C---\left(10\right)\right.$
其中hT是一个丢弃判决门限，可视应用所要求的不同的抗噪声和多径分辨灵敏度来决定。
信道冲激响应成型处理即是对相关序列ci＝{ci(1)，ci(2)，...，ci(LC)}每个相关系数的处理计算得到当前帧信道冲激响应估计hi＝{hi(1)，hi(2)，...，hi(LC)}，因此由前述分析可知信道冲激响应成型处理过程可包含如图7所示的步骤：
(a)初始化计数器j＝1；
(b)计算信道冲激响应预估计hi′(j)
$h_i^{\prime }\left(j\right)=\left(\underset{k=1}{\overset{L_C}{\Sigma }}{c}_i\left(k\right)\right)/C_1+c_i\left(j\right)/C_2$
其中C1＝(LPN-LC+1)×(LPN+1)×P，C2＝(LPN+1)×P，P是功率归一化因子，是接收到的发射端PN序列的符号功率PST和本地产生的循环相关PN序列的符号功率PSR之积。
(c)丢弃hi′(j)中不可靠的小电平值以减少噪声的影响，得到信道冲激响应估计hi(j)，即：
$h_i\left(j\right)=\left\{\begin{array}{cc}{h}_i^{\prime }\left(j\right)& \left|h_i^{\prime }\right|\ge h_T\\ 0& h_i^{\prime }<h_T\end{array}\right.$
(d)如果j＜LC，则j＝j+1，并回到步骤(b)；
否则结束。
由于PN序列自相关可以获得额外的分集增益，因此可有效抑制信道噪声干扰，相关序列ci＝{ci(1)，ci(2)，...，ci(LC)}有很高的精度；且(9)式定义的计算在有效减小PN序列非理想自相关引入的估计误差的同时不会引入额外的噪声，因此可获得更好的信道估计性能；另外由上述可知该方法计算量小，实现复杂度低。
为了对提出的信道估计方法进行评价，并验证上述推导和计算过程，我们进行了计算机仿真。
给定一个多径信道，其冲激响应幅度如图11(a)所示，这是一个模拟单频网(SFN)应用的有三条0dB强径的多径信道。如图11(b)所示是PN945模式下接收信道信噪比(SNR)为5dB时估计得到的信道冲激响应幅度，其中丢弃判决门限hT设定为信道冲激响应预估计序列hi′(j)，j＝1，2，...，LC序列最大幅度的十分之一。从图中可以看出，在强噪声干扰条件下，该信道估计方法能够准确地估计出落入帧头PN序列前缀范围内的多径信道冲激响应，为均衡消除多径信道干扰提供了条件。如前所述对于PN序列自相关的非理想特性，有的方案的做法是忽略其非理想特性，即根据(6)式由相关序列近似得到信道冲激响应；还有的方案是采用迭代的办法，基于信号功率大的路径对其他路径的影响大，同时其它路径对其影响可忽略的假设，依次从相关序列ci中找到幅度最大的径，并消除其对其他路径的影响，再找次最强路径做相同的处理，依次类推。可知，第一种方法虽然简单，但是一个近似的处理，人为地引入了误差；第二种方法采用迭代的处理可以一定程度地减小PN序列非理想相关带来的影响，但该迭代方法复杂不易实现，特别是搜索最大路径过程不宜于实时处理。本发明根据推导得到的相关序列和信道冲激响应之间的对应关系(9)式对相关序列进行简单的信道冲激响应成型处理即可降低PN序列非理想自相关带来的干扰，可获得更好的信道冲激响应估计。如图12所示分别是在测试信道(巴西B信道)中，不同接收信噪比(SNR)下采用本发明方法的信道估计方法，基于理想循环自相关假设的信道估计方法以及基于迭代的信道估计方法的信道估计均方差(MSE)，其中为便于对比hT设定为0。可知各信道信噪比条件下本发明的信道估计方法和基于迭代的信道估计方法性能相当，且都优于基于理想循环相关假设的信道估计，特别是在信道条件较好的情况下，可明显提高信道冲激响应的估计精度。另外，假设信道条件更复杂，即路径足够多且强路径较多，此时PN序列非理想自相关引起的干扰大而不可忽略，因而基于理想循环自相关假设的信道估计误差将会比较明显；同时基于迭代的信道估计方法的前述假设一定程度上不再成立，因此其对信道估计精度的改善也将有限。如图13所示是一个较复杂的信道中，不同接收信噪比(SNR)下采用本发明方法的信道估计方法和基于迭代的信道估计方法的信道估计均方差，于基于理想循环自相关假设信道估计方法的信道估计均方差的相对均方差(相对MSE)。从图中可知，在该复杂信道条件中，和本发明的信道估计方法相比，基于迭代的信道估计方法对信道估计精度的提高有限，且在优于一定的接收信噪比时随着接收信噪比的提高性能不再有进一步的改善；而本发明的信道估计方法性能在各信道信噪比条件下都优于基于迭代的信道估计方法，且随着信道接收信道比的提高信道估计精度也不断改善。
综上所述，本发明的信道估计方法利用了PN序列循环非理想的自相关特性，可以低的计算复杂度有效降低PN序列非理想自相关带来的估计误差，因此可更准确和快速地估计得到落入帧头PN序列前缀长度范围的多径信道冲激响应；且相比于基于迭代的信道估计方法，本发明的信道估计方法在各信道条件下都表现出不劣于其的估计精度，特别是在复杂信道条件下表现出更优的性能，同时其实现复杂度更低，运算更简单，更适于实时处理。
上面结合推导和附图对本发明的具体实施进行了详细说明，但本发明并不限制于上述实施例，为获得更好的信道估计能力和抗噪声性能，在不脱离本申请的权利要求的精神和范围情况下，本领域的技术人员可做出各种修改或改型。