一种直流变换器领域的三电平直流升压变换器电流峰值控制的双梯形波补偿方法，首先，获得功率器件开关频率和电抗器电流脉动的下降斜率；其次，通过锯齿波与方波信号的逻辑与产生两列频率等于开关频率，相位互差180°的梯形波补偿信号；然后，将两列梯形波信号补偿到电压外环的输出值，得到两列电流控制信号；最后，电抗器上的电流同时与两列电流控制信号比较，采用电流峰值控制方式生成PWM信号，交错控制两功率开关。本发明将直流升压器运用拓宽到高压大功率领域，减少开关器件电压应力和电抗器电流脉动值，同时，提高了系统运行的稳定性和可靠性。
1.一种三电平直流升压变换器电流峰值控制的双梯形波补偿方法，其特征在于，包括如下步骤：第一步，控制器完成初始化工作，具体包括：
①一列锯齿波信号，频率为功率开关器件所要求的开关频率的2倍，斜率m2≤ma，ma为锯齿波信号的斜率；
②两列方波信号，频率等于功率开关器件所要求的开关频率，占空比均是50％，相位互差180°；
④锯齿波信号与两列方波信号分别作逻辑与运算，获得两列梯形波补偿信号；
①基于三电平Boost电路的电压、电流双闭环控制，电压外环的输出值作为电流控制信号的指令值；
②将第二步获得的两列梯形波补偿信号分别补偿电流控制信号的指令值，得到两列电流控制信号；
②上述采样的电流值同时与第三步中获得的两列电流控制信号作比较，采用电流峰值控制方式生成PWM信号；
所述的死区，是指：为了防止方波信号下降沿与锯齿波信号下降沿在逻辑与运算中出现不可预计的结果，将方波信号相对锯齿波信号作一个微小延时处理，其延时时间t≤0.01Ts，Ts指的是功率开关器件所要求的开关频率；
所述的斜率m2，是指：在三电平Boost电路中，三电平直流升压电抗器放电时其电流下降的斜率，计算公式为 其中Vin为输入电压值，Vo为输出电压值，Lf为三电平直流升压电抗器电感值。
2.根据权利要求1所述的三电平直流升压变换器电流峰值控制的双梯形波补偿方法，其特征是，所述的基于三电平Boost电路的电压、电流双闭环控制，是指：电压外环采用比例积分环节校正，输出即为内环指令值；电流内环采用电流峰值控制方式控制PWM的占空比，进而控制三电平Boost电路的IGBT或MOSFET的开关频率，使三电平Boost电路输出升高的电压值。
3.根据权利要求2所述的三电平直流升压变换器电流峰值控制的双梯形波补偿方法，其特征是，所述的电流峰值控制方式控制PWM的占空比，是指：每个开关周期开始时PWM输出为1，导通功率开关器件，然后，三电平直流升压电抗器的电流值与内环指令值作比较，如果电流值小于内环指令值，则功率开关器件保持导通状态，一旦电流值大于内环指令值，PWM输出0，功率开关器件关断，直到下个周期开始再导通。
4.根据权利要求1所述的三电平直流升压变换器电流峰值控制的双梯形波补偿方法，其特征是，所述的交错控制，是指：电压外环的反馈量为两稳压电容上的电压值，而每个控制功率开关器件的PWM信号皆由与该PWM信号不对应的，或者交错的所述稳压电容电压反馈量来决定。
三电平直流升压变换器电流峰值控制的双梯形波补偿方法
技术领域
[0001] 本方明涉及的是一种电气技术领域直流变换器的控制方法，具体是一种三电平直流升压变换器电流峰值控制的双梯形波补偿方法。
背景技术
[0002] 随着电机驱动器、开关电源、电力变流器等的功率等级要求不断的提高，高压大功率直流升压变换器的研究和利用日益受到工程技术界的重视。直流升压变换器可以有效地进行直流升压，是直流技术中重要的环节。在高压大功率条件下，传统的升压变换器会遇到功率开关器件电压应力大、电抗器磁饱和和运行可靠性等问题，不能有效的运行。
[0003] 经对现有技术和文献的检索发现，Michael T.Zhang等人在《IEEE APEC1995》(美国电气电子工程师协会功率电子学年会论文集)(1995年，第435-439页)上发表的“Single-Phase Three-Level Boost Power Factor CorrectionConverter”(单相三电平升压功率因素校正变换器)中提出了一种三电平拓扑结构，能有效减少功率开关器件电压应力和磁饱和问题；Peter Barbosa等人在IEEE上发表的“Analysis and Evaluation the Two Switch Three Level BoostRectifier”(两电平升压整流器的分析和评定)(IEEE，2001，pp：1659-1664)中提出了电流峰值控制方法，提高了变换器的安全可靠性。但是，没有能够将这两种方法有效的结合在一起。
发明内容
[0004] 本发明的目的在于针对现有技术的不足，提出了一种三电平直流升压变换器电流峰值控制的双梯形波补偿方法，将上述两种方法有机的结合起来，使升压直流变换器能在高压大功率条件下使用。
[0005] 本发明是通过以下技术方案实现的，本发明包括如下步骤：
[0006] 第一步，控制器完成初始化工作，具体包括：
[0007] ①获得功率开关器件所要求的开关频率；
[0008] ②计算出斜率m2。
[0009] 第二步，生成控制补偿信号，具体包括：
[0010] ①一列锯齿波信号，频率为功率开关器件所要求的开关频率的2倍，上升斜率m2≤ma；
[0011] ②两列方波信号，频率等于功率开关器件所要求的开关频率，占空比均是50％，相位互差180°；
[0012] ③两列方波信号分别加入死区；
[0013] ④锯齿波信号与两列方波信号分别作逻辑与运算，获得两列梯形波补偿信号。
[0014] 第三步，获得电流控制信号，具体包括：
[0015] ①基于三电平Boost电路(直流升压电路)的电压、电流双闭环控制，电压外环的输出值作为电流控制信号的指令值；
[0016] ②两列梯形波补偿信号分别补偿电流指令值，得到两列电流控制信号。
[0017] 第四步，完成对功率器件的控制，具体包括：
[0018] ①采样三电平直流升压电抗器上的电流值；
[0019] ②采样电流值同时与两列电流控制信号作比较，采用电流峰值控制方式生成PWM信号；
[0020] ③生成的PWM信号交错控制上下两个功率开关。
[0021] 所述的m2，是指：在三电平Boost电路中，升压电抗器放电时其电流下降的斜率，计算公式为 其中Vin为输入电压值，Vo为输出电压值，Lf为升压电抗器电感值。
[0022] 所述的死区，是指：为了防止在实际硬件电路中，方波信号下降沿与锯齿波信号下降沿都不是理想的，在逻辑与运算中可能出现非预计的结果，将方波信号相对锯齿波信号作一个微小延时处理，其延时时间t≤0.01Ts，Ts指的是功率开关器件所要求的开关频率。
[0023] 所述的基于Boost电路(直流升压电路)的电压、电流双闭环控制，是指：电压外环采用比例积分环节校正，输出即为内环指令值；电流内环采用电流峰值控制方式控制PWM(脉宽调制)的占空比，进而控制Boost电路的的IGBT(绝缘栅双极晶体管)或MOSFET(金属氧化物半导体场效应管)的开关频率，使Boost电路输出升高的电压值。
[0024] 所述的电流峰值控制方式控制PWM的占空比，是指：每个开关周期开始时PWM输出置1，导通功率开关器件。然后，升压电抗器的电流值与指令值作比较，如果电流值小于指令值，则功率开关器件保持导通状态。一旦电流值大于指令值，PWM输出置0，功率开关器件关断，直到下个周期开始再导通。
[0025] 所述的交错控制，是指：电压外环的反馈量为两稳压电容上的电压值，而每个控制功率开关的PWM信号皆由与其不对应的，或者交错的电容电压反馈量来决定。
[0026] 本发明与现有技术相比，具有以下有益效果：本发明能够满足高压大功率条件下升压直流变换器可靠运行的需要，(1)功率开关较小的电压应力：经仿真表明，运用本发明的直流升压变换器的功率开关器件承受的电压仅为普通直流升压变换器的一半；(2)电抗器电流脉动值减少：普通直流升压变换器的电抗器在一个开关周期内充、放电一次，而采用本发明的直流升压变换器，其两指令控制信号相位互差180°，使得两功率开关分别导通，电抗器在一个开关周期内充、放电两次，脉动值明显减少，有效抑制电抗器磁饱和问题；(3)可靠性高：本发明对电抗器上的电流进行直接控制，能有效防止电抗器电流的突变，提高了直流升压变换器的安全性，保证其可靠运行。
附图说明
[0027] 图1为本发明流程图；
[0028] 图2为本发明三电平直流升压系统组成示意图；
[0029] 图3为本发明采用电流峰值控制的双梯形波补偿方法的S1开关效果示意图；
[0030] 图4为本发明采用电流峰值控制的双梯形波补偿方法的S2开关效果示意图；
[0031] 图5为本发明输出电压和升压电抗器电流仿真效果图。
具体实施方式
[0032] 下面结合附图对本发明的实施作详细说明：本实施例是在以本发明技术方案为前提下进行的，给出了详细的实施方式和过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。
[0033] 本实施例具体的实施流程如图1所示，如图2所示，为执行本实施例方法的直流升压变换器。采用Matlab/Simulink7.5，采用算法为ode23tb，设定输入电压为1250V，输出电压为10000V，电感Lf取值10mH，电容C1和C2取值1500uF，开关频率为1kHz，仿真时间为2s，其余采用默认设置。
[0034] 本实施例包括如下步骤：
[0035] 步骤一、完成初始化。功率开关器件所要求的开关频率为1kHz，输入电压为-11250V，输出电压为10000V。于是，计算出斜率m2＝375000s 。
[0036] 步骤二、通过CPU生成频率为2kHz，斜率ma≈m2＝375000s-1的锯齿波。同时，生成两列频率为1kHz，占空比均是50％，相位互差180°的方波信号，并对两列发波信号做一个小延时，其延时时间t＝0.00001s。将得到的两列方波信号分别与锯齿波信号作逻辑与运算，得到两列梯形波补偿信号。
[0037] 步骤三、电压外环的输出值分别减去两列梯形波补偿信号，得到两列电流控制信号。
[0038] 步骤四、将电抗器上的电流值分别与两列电流控制信号作比较，在每个周期开始时，上信道的控制信号始终小于下信道的控制信号，因此，电抗器上的电流变化完全受控于上信道的控制信号：在电流值小于信号值时，上信道PWM输出为1，一旦电流值大于信号值时，上信道PWM输出置0；下信道PWM输出始终为1。半个周期以后，两信道的PWM输出均置1。后半周期内，下信道的控制信号始终小于上信道的控制信号，因此，电抗器上的电流变化完全受控于下信道的控制信号：在电流值小于信号值时，下信道PWM输出为1，一旦电流值大于信号值时，下信道PWM输出置0；上信道PWM输出始终为1。用上信道的PWM信号控制导通下位的功率开关S2，用下信道的PWM信号控制导通上位的功率开关S1。
[0039] 如图3所示，电感电流与下位电容C2的电压作为反馈量的梯形波指令信号作比较，生成控制开关S1的PWM信号。在每个周期的前半周期内，电流的脉动不受该信号的控制，PWM信号输出始终为1；在后半周期内，电流的脉动依照电流峰值控制的原理完全受控于该信号，PWM信号完成一次1到0的跳变。
[0040] 如图4所示，电感电流与上位电容C1上的电压作为反馈量的梯形波指令信号作比较，生成控制开关S2的PWM信号。在每个周期的前半周期内，电流的脉动依照电流峰值控制的原理完全受控于该信号，PWM信号完成一次1到0的跳变；在后半周期内，电流的脉动不受该信号的控制，PWM信号输出始终为1。
[0041] 如图5所示，采用本发明的三电平直流升压变换器运行的仿真结果图。其中，曲线一表示输出电压，其值为10KV，纹波 曲线二表示电抗器上的电流，其值为800A，电流脉动值 曲线三表示单个功率开关承受的电压，其最大值约为5000V，是输出电压的一半。同时，电抗器电流在运行时没有出现电流突变情况，可靠性高。
