一种信道均衡的方法

摘要

本发明涉及TDS-OFDM系统中快速衰落信道的均衡方法，属于OFDM系统的均衡领域。本发明的方法包括以下步骤：把接收到的符号划分成段，每段和一个已知的、分段的信道特性相联系，这些已知的信道特性覆盖了接收到的符号。本发明的方法实现简单，均衡性能有大幅度提升。

权利要求

1.一种信道均衡的方法，其特征在于，包括以下步骤：

1)把长度为L的符号分为相等长度的n份，每份长度为m＝L/n，然后每份附加上表示符号时延的交迭长度δ，构成长度为(m+δ)的段；

2)对每段进行单独的傅立叶变换，并且除以预先确定的分段的信道响应，此分段的信道响应只反映此特定的段；

3)把相除的结果傅立叶逆变换到时域；

4)所有的段经过统一的处理之后，在时域截短交迭δ部分，把每段的前m个符号连接到一起；

5)把连接的值作为符号均衡的输出。

2.如权利要求1所述的信道均衡的方法，其特征在于，所述的接收到的符号之间至少有一个使用伪噪声序列的保护间隔。

3.如权利要求1所述的信道均衡的方法，其特征在于，所述的已知的信道特征由信道的时域响应组成。

4.如权利要求1所述的信道均衡的方法，其特征在于，所述的傅里叶变换和傅里叶逆变换的长度应该每段的长度(m+δ)。

5.如权利要求1所述的信道均衡的方法，其特征在于，所述的段的长度应是δ的M倍，选择M为大于或等于3的实数。

6.如权利要求1所述的信道均衡的方法，其特征在于，所述的符号长度L为3780。

7.如权利要求1所述的信道均衡的方法，其特征在于，所述的n等分为4等分。

说明书

一种信道均衡的方法

技术领域

[0001] 本发明属于OFDM系统的均衡，具体说地，涉及TDS-OFDM系统中快速衰落信道的均衡方法。

背景技术

[0002] 基于分块的OFDM系统建立在假设一个符号间隔期间信道是不变的基础上。否则，会发生正交性的损失和性能的减退。为了改进时变信道下的性能，大家熟悉的就是利用天线分集，或者载波间干扰(ICI，Intercarrier Interference)消除。对于天线分集，缺点包括附加天线所带来的更高成本，并且对于像迷你手持这类的设备，没有额外的空间给附加天线。对于ICI消除，性能受到局限，并且实质上很复杂。因此，一种改进的、实现简单的并且性能有大幅度提升的均衡方法是值得研究的。

发明内容

[0003] 本发明要解决的问题是提供一种用于OFDM系统中快速信道变化情况下的信道均衡方法，以克服现有技术在传输过程中，OFDM符号会受到各种干扰和噪声，从而产生ICI干扰的缺陷。

[0004] 信道均衡的方法包含的步骤有：把接收到的符号部分细分成段，其中每一段与一个已知的、分段的信道特征相联系，此信道特征是一系列分段的、已知的、覆盖接收到符号的信道。

[0005] 在TDS-OFDM系统中，信道均衡的方法包含的步骤有：把接收到的符号部分细分成段，其中每一段与一个已知的、分段的信道特征相联系，此信道特征是一系列分段的、已知的、覆盖接收到符号的信道。

[0006] 在PN序列作为保护间隔的TDS-OFDM系统中，信道均衡的方法包含的步骤有：把接收到的符号部分细分成段，其中每一段与一个已知的、分段的信道特征相联系，此信道特征是一系列分段的、已知的、覆盖接收到符号的信道。

[0007] 与现有技术相比，本发明具有以下优点：本发明所述的新到均衡方法，信道估计更准确，实现简单，解决了OFDM系统中快速变化信道的均衡问题。

附图说明

[0008] 附图中的参考数字指相同或功能相似的基本单元，附图和下面的详细描述一起构成了一个整体，成为说明书的要素，并用于进一步阐述各种具体实施例和解释本发明的各种原理与优点。

[0009] 图1是与本发明的一些具体实施例相一致的TDS-OFDM帧结构的示意图。

[0010] 图2是与本发明的一些具体实施例相一致的接收机的举例。

[0011] 图3是与本发明的一些具体实施例相一致的接收帧的举例。

[0012] 图4是与本发明的一些具体实施例相一致的区细分成节的举例

[0013] 图5是本发明具体实施例的流程图

[0014] 专业人士需要的是将图中的基本单元简单明了地表示出来，是否按比例描绘并不是必要的。例如，为了更好地帮助理解本发明的具体实施例，可以把图中某些基本单元的尺寸大小相对于其它单元进行夸大。

具体实施方式

[0015] 在详细描述本发明具体实施细节之前，应该注意到的是具体实施例存在于方法步骤和装置部件的组合之中，它涉及到把接收到符号划分为段，每个段和一个已知的、分段的信道特性相对应，进行信道估计。因此，在图中用常用符号给出了装置部件和方法步骤，并详细描述了那些有助于理解本发明具体实施例的细节，以免对这些细节产生误解，使本领域的普通技术人员容易明白，并从中收益。

[0016] 在本说明书中，相关的术语，例如第一和第二、顶部和底部，以及相似的术语，可能会单独使用，以区别不同的实体或处理，并不表示必须需要或暗示这些实体或处理之间的关系或顺序。术语“包括”、“由…..组成”，或是任何与之相关的其他变形，意指包含非排它的结果。所以，由一系列基本单元组成的处理、方法、文章或装置不仅仅包含那些已经指明了的基本单元，也可能包含其它的基本单元，虽然这些单元没有明确列在或属于上述的处理、方法、文章或装置。被“包括”所引述的基本单元，在没有更多限制的情况下，不排除在由基本单元构成的处理、方法、文字或装置中存在另外相同的基本单元。

[0017] 这里所描述的本发明的具体实施例由一个或多个通常的处理器和唯一的存储程序指令构成，程序指令控制一个或多个处理器，配合一定的非处理器电路，去实现某些、大部分或者全部的这里所描述的把接收到符号划分为段，每个段和一个已知的、分段的信道特性相对应，所进行的信道估计。非处理器电路可能包括但不限于无线接收机、无线发射机、信号驱动器、时钟电路、电源电路和用户输入设备。同样的，这些功能可以解释为完成上述接收机的方法步骤。作为替换选择，某些或所有功能可以用没有储存程序指令的状态机实现，或者使用一个或多个专用集成电路(ASIC，Application Specific IntegratedCircuit)，在这些ASIC中一个功能或一些功能的某种组合作为定制逻辑来实现。当然，这两种方法也可以组合使用。因此，这里描述了实现这些功能的方法和手段。更进一步，期望普通的技术人员经过努力和许多设计选择后，例如有效的开发时间、当前的技术和经济方面的考虑， 在这里所揭示的概念和原理指导下， 能够容易通过最少的实验得到所述的软件指令、程序和集成电路(IC，Integrated Circuit)。

[0018] 如图1-5所示，是分段均衡系统的一个举例。如图1所示，描述了TDS-OFDM系统的帧结构。一个帧由PN序列及紧随其后的数据组成。每个帧有次序地分布在一系列的帧中。PN处在两个OFDM符号之间。值得注意的是，本发明用到了PN序列，授予杨等人的、美国专利号为7,072,289的专利描述了此PN序列，涉及的上述申请在此合并为一体。

[0019] 如图2所示，是基于TDS-OFDM的低密度奇偶校验码(LDPC，Low Density Parity Check)系统接收机10。接收机10完成了同步、信道估计、均衡和解码。换句话说，图2是以框图来说明基于TDS-OFDM的LDPC接收机10的功能模块图。这里的解调遵循TDS-OFDM调制原理。误码纠错机制基于LDPC。接收机10的首要目的是在有噪声系统中的信号检测发射机发送波形的有限集合，而接收机用信号处理技术再生发射机发送的离散信号的有限集合。

[0020] 图2中的方框图阐述了接收机10的信号及关键的处理步骤。这里假设接收机10的输入信号12是下变换的数字信号，输出信号14是运动图像专家组标准-2(MPEG-2)格式的传输流。更具体的说，射频(RF，Radio Frequency)输入信号16被RF调谐器1 8接收，然后把RF信号下变换到低中频或零中频信号12，作为模拟信号或数字信号(通过可选的模数转换器20)提供给接收机10

[0021] 在接收机10中，中频信号转换到基带信号22。然后，根据TDS-OFDM调制方案中LDPC的参数完成TDS-OFDM解调。信道估计24和相关模块26的输出送到时域解交织器28，然后送到前向纠错模块。接收机10的输出信号14是包括了有效数据、同步信号、时钟信号的并行或串行MPEG-2传送流。接收机10的配置参数可以自动探测或者自动编程控制或者手动设置。接收机10主要的配置参数包括：(1)子载波调制方式：四相移键控(QPSK，Quad Phase Shift Keying)、16正交幅度调制(QAM，Quadrature Amplitude Modulation)和64QAM；(2)前向纠错码率：0.4、0.6和0.8；(3)保护间隔：420或945个符号；(4)时域解交织模式：0、240或720个符号；(5)控制帧探测；和(6)信道带宽：6、7或8MHz。

[0022] 下面描述接收机10的各功能模块。

[0023] 自动增益控制(AGC，Automatic Gain Control)模块30将输入的数字化信号强度和参考数据进行比较，把得到的差值进行滤波，滤波器值32用于控制调谐器18的放大增益。调谐器提供的模拟信号12由模数转换器20采样，信号最终为中心频率较低的中频IF信号。例如，以30.4MHz采样一个36MHz中频IF信号，结果是生成一个中心频率为5.6MHz的信号。中频到基带模块22将这个更低的中频信号转换为复数基带信号。模数转换器20使用固定采样率。使用模块22中的内插器完成从固定采样率至OFDM采样率的转变。时钟恢复模块33估算时间误差及对误差滤波，然后驱动数控振荡器(NCO，NumericallyControlled Oscillator)(图中未示出)，以此控制采样转换器中的内插器所使用的采样定时校准。

[0024] 输入信号12可能有频率偏移。自动频率控制模块34计算频率偏移，并调整中频到基带的参考中频频率。为了提高捕获范围和跟踪性能，频率控制由两个步骤完成的：粗调和细调。因为发射信号是由平方根升余弦滤波器成形，所以接收信号要进行相同的处理。众所周知在TDS-OFDM系统中离散傅立叶逆变换(IDFT，Inverse DiscreteFourier Transform)符号之前包括一个PN序列。通过把本地产生的PN序列和输入信号做相关运算，很容易找到相关峰(由此就可以确定帧头)及频率偏置和时间误差等同步信息。信道时域响应基于已经获得的信号相关。频率响应由时域响应经过快速傅立叶变换(FFT，FastFourier Transform)变换得到。

[0025] 在TDS-OFDM系统中，PN序列取代了传统的循环前缀填充。这样就需要删除PN序列，并恢复被信道扩展的OFDM符号。模块36重建了传统的OFDM符号，它使用了一个抽头的均衡器。FFT模块38实现了3780点的FFT。对基于信道频率响应的FFT 38变换数据进行信道均衡40。去旋转后的数据和信道状态信息送给前向纠错(FEC，ForwardError Correction)做进一步处理。

[0026] 在TDS-OFDM接收机10中，时域解交织器28用于提高对脉冲噪声的抵抗性。时域解交织器28是卷积解交织器，它需要B*(B-1)*M/2大小的存储器，这里B是交织宽度，M是交织深度。对于TDS-OFDM接收机10的具体实施例，有两种时域解交织模式，模式1，B＝52，M＝240；模式2，B＝52，M＝720。

[0027] 对于解码来说，LDPC解码器42是软判决迭代解码器，例如，由发射机(图中未示出)提供的准循环低密度奇偶校验码(QC-LDPC，Quasi-Cyclic Low Density Parity Check)。LDPC解码器42配置为3种不同的QC-LDPC码率(即码率0.4、码率0.6和码率0.8)，三种码率共享相同的硬件电路。当迭代过程达到了规定的最大迭代次数(全部迭代)时，或当在错误检测和错误纠正处理中没有了误码(部分迭代)时，迭代过程就会结束。

[0028] TDS-OFDM调制/解调制系统是基于多种调制方案(QPSK、16QAM、64QAM)和多种编码码率(0.4、0.6和0.8)的多码率系统，期中QPSK代表四相移键控，QAM代表正交幅度调制。博斯-乔赫里-霍克文黑姆码(BCH，Bosh，Chaudhuri & Hocquenghem)解码器46是按比特输出。根据不同的调制方案和编码码率，速率转换模块把BCH解码器46的比特输出组合为字节(byte)，同时调整字节输出时钟的速率，使接收机10的MPEG包输出在整个解调制/解码过程中保持均匀的分配。

[0029] BCH解码器46是为BCH(1023，1013)的缩短二进制BCH编码BCH(762，752)的解码而设计的，其生成多项式是x10+x3+1。

[0030] 因为发射机中的数据在BCH编码器(图中未示出)之前已经使用伪随机(PN，Pseudo-Random)序列进行了随机化，所以，由LDPC/BCH解码器46产生的纠错数据必须要去随机化。PN序列的生成多项式为，其初始条件为100101010000000。解扰器48会在每个信号帧复位到初始状态。另外，解扰器48会一直自由运行，直到下一次复位。最低的8位要和输入字节流作异或运算。

[0031] 下面描述数据流通过解调器不同模块的情况。接收的RF信息16由数字地面调谐器18进行处理，调谐器选择需要解调信号的带宽及频率，并把信号16下变换到基带或低中频信号。然后把下变换得到的信息12通过模数字转换器20变换到数字域。

[0032] 基带信号经过采样率转换器50的处理后转换为符号。保护间隔中的PN信息与本地产生的PN序列作相关运算，得到时域冲击响应。时域冲击响应的FFT变换提供了信道响应的估计。相关器26还用于时钟恢复33、频率估计和接收信号的校正。提取接收数据中的OFDM符号，并通过3780点的FFT变换38，得到了频域里的符号信息。使用前面所得到的信道估计信息，对OFDM符号进行均衡处理，然后送到FEC解码器。

[0033] 在FEC解码器部分，时域解交织模块28实现了传输符号序列的去卷积交织，接着把这3780个点的块送到内码LDPC解码器42。LDPC解码器42和BCH解码器46以串联工作方式接收精确的3780个符号，去掉36个传输参数信号(TPS，Transport Parameter Signal)符号后，处理剩下的3744个符号，并恢复发射的传输流信息。速率转换器44调整输出数据速率，解扰器48重建发射的码流信息。连接到接收机10的外部存储器52为这部分预先设定的功能或需求提供了存储空间。

[0034] 如图3所示，描述了接收到的符号的一个时延，δ，302列入考虑中并且PN作为保护间隔。δ是错误或者信道质量的反映，于此接收到的信号受到影响。为了计算的目的，δ的长度应小于PN序列的长度。否则，会发生符号间干扰。令人满意的是处理(即均衡)数据，以使信道影响最小化并且使δ302消失。作为举例，假如没有数据传输(即帧是空的或者设为零)，PN仍然有δ影响，利用本发明的方法，δ302消失了。

[0035] 如图4所示，δ400是4段设计的交迭长度。例如，长度为3780的符号分割为四个相等的段。如我们所看到的，每一段的长度是945。δ400的长度选为200。结果是第一段的交迭长度401是1045。类似地，第二段的交迭长度402和第四段的交迭长度也是1045。第三段和第四段的交迭长度是相似的值。作为交迭长度的δ400并不限于4段设计。其他的正整数如2也是本发明所包含的。换言之，数据部分被分为几(n)份(依赖信道特征，例如945+200交叠部分).FFT，IFFT的长度应大于945+200。只取头945个符号并连接它们，然后作FFT3780就会得到均衡后的结果。δ400的取值取决于信道的长度。段的长度应是δ的M倍，M大约定义为945/200。选择M为大于或等于3的实数。例如，段的长度为945，δ＝200。

[0036] 如图5所示，展示了本发明的流程图500。在符号的长度上进行分段，并且包括额外的长度δ(步骤502)。对每段进行单独的傅立叶变换，并且除以预先确定的分段的信道响应，此分段的信道响应只反映特定的段(步骤504)。用公式描述，F(yn)/F(hn)，在此n是大于或者等于2的正整数，例如2或4。hn是一系列段的信道冲击响应，并且是已知量。逆傅立叶变换到时域(步骤506)。用公式描述，F-1[F(yn)/F(hn)]。

[0037] 所有的段经过统一的处理之后，截短δ的长度(步骤507)，并且在时域把δ400连接到一起(步骤508)。把连接的值作为均衡符号的估计(步骤510)。

[0038] 上面结合附图对本发明的具体实施例进行了详细说明，但本发明并不限制于上述实施例，在不脱离本发明的权利要求的精神和范围情况下，本领域的普通技术人员可作出各种修改或改变。因此，本说明书和框图是说明性而非限制性的，同时，所有修改都包含在本发明的范围中。好处、优点、问题的解决方案以及可能产生好处、优点或产生解决方案或者变得更明确的解决方案的任何基本单元，都不会作为任何或全部权利要求中重要的、必需的或者本质的特性或原理来加以解释。后面的权利要求，包括本申请未定期间的任何改正以及与颁布的那些权利要求的所有的等同权利，单独地定义了本发明。在本文中用到的术语和习惯用语，及其变化形式，除了另外明确的规定，应该理解为无限制的通用意思。例如，术语“包括”应理解为“包括，没有限制”或者像；术语“实例”用来提供所讨论项目的可仿效的建议，并不是其详细的或者限制的列举；形容词如“常规的”“传统的”“正规的” “标准的”意思相似的术语不应理解为有限制的特定时期描述的项目或给定时期可用的项目，而应理解为围绕常规的，传统的，正规的， 标准的技术，此技术现在或者将来的任何时间可能是可利用的。同样地，用连接词“和”连接的项目组不应被理解为要求项目组中的每一项都出现，但更不应被理解为“和/或”除非另外特定。类似地，用连接词“或”连接的项目组不应被理解为要求项目组的各项项目排斥，但更不应被理解为“和/或”除非另外特定。