光学衰减器转让专利
申请号 : CN200810128454.1
文献号 : CN101311775B
文献日 : 2011-11-23
发明人 : R·W·布朗 , E·A·丹尼斯 , D·W·瓦斯 , G·布特勒 , M·J·利奇
申请人 : 爱立信股份有限公司
摘要 :
权利要求 :
1.光学衰减器,该光学衰减器用于接收输入辐射和衰减输入辐射以提供相应的输出辐射,所述光学衰减器包含衰减装置,所述衰减装置响应于驱动信号接收输入辐射和衰减输入辐射以提供输出辐射,所述衰减装置可操作用于提供取决于其温度的衰减;所述衰减装置包括温度修改装置和控制装置,所述温度修改装置用于响应于驱动信号而修改其温度,所述控制装置用于接收标志所需要衰减的信号并产生对应的驱动信号,其特征在于,
所述驱动信号源自PWM信号,其中每个PWM信号周期对应于帧,多个这种连续帧构成复帧,通过操作控制装置修改每个复帧中的一帧或多个帧的占空率,从而提供衰减器的增强分辨率衰减,其中PWM信号具有恒定周期,另外所述光学衰减器还包括滤波装置,所述滤波装置可操作用于以对应于该周期的频率对PWM信号分量进行衰减。
2.根据权利要求1所述的光学衰减器,其中对每个复帧中的帧的占空率的修改,在复帧中呈均匀分布。
3.根据权利要求1所述的光学衰减器,其中每个帧的占空率能按离散的步长增加,对帧的占空率的修改对应于一个步长差。
4.根据权利要求1~3中任一个所述的光学衰减器,其中每个复帧所包含帧数目的范围是2~1000。
5.根据权利要求4所述的光学衰减器,其中每个复帧包含64个帧。
6.根据权利要求1所述的光学衰减器,还包括:
检测装置,该检测装置用来接收部分输出辐射和产生相应的检测信号;
控制装置内的放大装置,用于比较检测信号与参考信号以及用于通过温度修改装置调整衰减装置的温度而使得输出辐射与由参考信号所确定的辐射功率相关联。
7.根据权利要求1所述的光学衰减器,其中所述控制装置实现为现场可编程门阵列(FPGA)。
8.根据权利要求7所述的光学衰减器,其中可以运行FPGA来产生PWM信号,PWM信号由功率MOSFET进行缓存以便输出来驱动该衰减装置。
9.根据权利要求7或8所述的光学衰减器,其中FPGA以至少30MHz的速率进行时钟计时。
说明书 :
光学衰减器
技术领域
背景技术
系统传输通信业务错误。
从而,可以通过调节热变衰减器的温度来选择所需要的衰减度。
的光学元件的需求。然而,热电元件的运行常常消耗相当一部分能量,比如在5伏特信号电位驱动下通以0.5安培的电流时,消耗的功率为2.5瓦。
列在设备机架上的光学和电子信号处理设备,比如传统19英寸机架。上述设备通常具备众
多的上述热变衰减器样本。由于含有这些热变衰减器样本,衰减器所散发的热量,在需要进行降温的热负荷中占了相当大的比例,降温设备可以是,如风扇,在设备机架中提供冷却气流。
的。众所周知,采用传统的包含线性非开关元件的电路,比如采用包含由传统模拟运算放大器驱动的串联调节双极功率晶体管的电路驱动热电元件,来调节驱动电流。这种电路的缺
点是:功率管中的功耗接近相关热电元件的功耗。为克服这些缺点,发明人建议采用另一
种电路来驱动热变光学衰减器的热电元件,其中该电路采用脉宽调制(PWM)技术产生驱动
信号用以驱动热电元件,该电路与上文提到的传统电路相比,前者具有更低的散热功率。然而,发明人发现,当驱动信号是以已知的方式被数字式合成时,这种PWM技术不能提供足够的分辨率来控制衰减器的温度,从而引起相应的光学衰减器的分辨率不足,而分辨率不足
则会在相关通信系统中引起问题。
数M可由等式3计算得到(Eq.3):
且增加电路的运行功耗。而且在实际应用中数字电路所能达到的时钟频率是有限制的。
分辨率等级数增加到MF,而所引起的暂态波动却不会超过一级。而且,发明人还发现可以用特定的方法来选择一个或多个脉冲使其比别的脉冲高一级,而产生的PWM信号中的谐波分
量则相对较低。在PWM信号用于控制较大电流的情况中,降低谐波分量是很重要的,比如,在光通信系统中,抑制因PEM电流波动引发的电子组件之间的干扰是很重要的。
发明内容
的大量较高有效位控制,并相应指令数据的每个较低有效位,至少对一个PWM脉冲进行修
改,其中PWM脉冲数目被修改以及选择在脉冲帧中的所在位置,使得将每一个较低有效位
唯一地映射到相关PWM脉冲。
量。
的第一脉冲进行修改。bit0的这种选择方法,可以简化数字电路的设计。
至少一个电容器。更优选地,出于物理紧凑性方面以及较低的成本方面的考虑,电感线圈中采用的是铁氧体磁芯。
PWM控制器相比,对衰减器的干涉较小。
出,其中每个PWM信号周期对应一帧,多个连续的单帧就构成了一个复帧,通过操作控制装置可以调整每个复帧中的一帧或多个帧的占空率,从而提高衰减器的衰减分辨率。
利地,滤波器是一个包括电感器和电容器的无源滤波器;电感器和电容器具有较低的能量
损耗,因而可以对PWM信号实现较高的能量转换来产生驱动信号。
级增加每帧的占空率,占空率的调整对应一级偏差。
以及包括控制装置内部的放大装置,放大装置可以将检测信号与参考信号进行比较并通过
衰减器的温度调整装置进行调整,以便输出辐射与参考信号所决定的辐射能相关联。
钟频率是30MHz。
附图说明
具体实施方式
器,滤波器或固体激光器。
60和一个接口逻辑单元70。
臂。开关SW1和SW2的第一电极E1与电位的正极P+相连,而开关SW3和SW4的第二电极
E2与电位的负极P-相连。此外,开关SW1的第二电极E2与开关SW3的第一电极E1相连,
并且还与元件30的第一端T1相连。同样,开关SW2的第二电极与开关SW4的第一电极以
及元件30的第二端T2连接在一起。开关SW1,SW2,SW3,SW4各自的栅极G1,G2,G3,G4分
别与接口逻辑单元70的驱动输出端D1,D2,D3,D4相连。
关SW1和SW4同时处于导通、而开关SW2和SW3处于关断的时候,元件30实现冷却功能。而
当开关SW2和SW3同时处于导通、而开关SW1和SW4处于关断的时候,元件30实现加热功
能。开关SW1,SW2,SW3,SW4的导通或关断分别由驱动输出D1,D2,D3,D4的逻辑状态控制。
当输出D1,D2,D3,D4中的一个或多个输出是高电平(H),那么所对应的开关其电极E1和E2之间就处于导通状态。同样,当输出D1,D2,D3,D4中的一个或多个输出是低电平(L),那么所对应的开关其电极E1和E2之间就被关断。驱动输出状态受输出TECA和TECB的逻辑状
态控制,具体描述见表1。
关断 逻辑状态0 逻辑状态0 L L L L
制冷 逻辑状态0 逻辑状态1 H L L H
加热 逻辑状态1 逻辑状态0 L H H L
禁止 逻辑状态1 逻辑状态1 - - - -
生输出信号TECA、TECB。而且,计数器单元60经配置可以以分组形式输出TECA、TECB,也
指128个连续脉冲帧,对脉冲进行控制,这些帧以基本上470Hz的频率重复。下文中将会明
白,8位计数器以及包含128个脉冲的帧的使用,能够向电路10有效提供15位的控制分辨
率。
辑状态1转换成逻辑状态0。同样,在TECA由状态0转换成状态1之前,允许TECB用两个
时钟周期,即120纳秒的时间由逻辑状态1转换成逻辑状态0。允许开关或桥臂用两个周期
的时间达到非导通状态,可以带来较高频率的电流脉动,并且导致开关中瞬时能耗的增加。
图2中,图示的TECA、TECB瞬时信号的电路10的形式。TECA、TECB输出遵循上述两个时钟
周期间隔这两个时钟周期在描述字结构以及有效位中被忽略。
应方程中时间tn+tp时间。每个脉冲的宽度是N个时钟周期,对应一个tp的长度,相邻脉冲
之间间隔256N个时钟周期的零值时间,对应方程1中的时间tn。在该帧中,通过一个或多
个特定的脉冲的N值增加1来提高电路10的分辨率。在表2的字中,计数器单元60通过
处理bit7和bit14来控制N的值,而通过处理bit0和bit6来决定帧中哪个脉冲的相关N
值增加1。当bit7~bit14全是逻辑0时,N的值为0;同样,当bit7~bit14全是逻辑1
时,N的值为255;以及当bit7~bit13全是逻辑0,而bit14是逻辑1时,N的值为127,等
等。
bit0 W127
bit1 W31,W95
bit2 W15,W47,W79,W111
bit3 W7,W23,W39,W55,W71,W87,W103
bi4 W3,W11,W19,W27,W35,W43,W51,W59,W67,W75,W83,W91,W99,W107,
W115,W123
bit5 W1,W5,W9,W13,W17,W21,W25,W29,W33,W37,W41,W45,W49,W53,W57,W61,W65,W69,W73,W77,W81,W85,W89,W93,W97,W101,W105,W109,W113,
W117,W121,W125
bit6 W0,W2,W4,W6,W8,W10,W12,W14,W16,W18,W20,W22,W24,W26,W28,
W30,W32,W34,W36,W38,W40,W42,W44,W46,W48,W50,W52,W54,W56,
W58,W60,W62,W64,W66,W68,W70,W72,W74,W76,W78,W80,W82,W84,
W86,W88,W90,W92,W94,W96,W98,W100,W102,W104,W106,W108,W110,
W112,W114,W116,W118,W120,W122,W124,W126
个值2;W0是第一个脉冲。
的位栏中填上“1”。
W0 1 W65 1
W1 1 W66 1
W2 1 W67 1
W3 1 W68 1
W4 1 W69 1
W5 1 W70 1
W6 1 W71 1
W7 1 W72 1
W8 1 W73 1
W9 1 W74 1
W10 1 W75 1
W11 1 W76 1
W12 1 W77 1
W13 1 W78 1
W14 1 W79 1
W15 1 W80 1
W16 1 W81 1
Q-i
控制每个脉冲的占空率,而4位最低有效位用来控制16脉冲帧中的特定的脉冲的增值。因
而,Aw对应上述N值没有增加的脉冲,而Bw则对应N值经增加的脉冲。
5进行分布,只不过用12位字进行修改。
化为帧谐波。而且,谐波0对应的平均值为0.50171,与均值0.50195非常接近,两种方法中主要的不同在于高次谐波。表5列出了快速傅立叶变换后的计算结果。
的谐波能,更多的被转移到较容易消除的相对高次频率中。无源滤波器最好包含一个铁氧
体芯电感器,可以制成,如丌型网络,见图3。
削弱输入给元件30的60KHz或更高频率的电流成分,确保元件30不受这些高频成分的冲
击。丌型网络还可以削弱60KHz以下的成分,比如1KHz的电流成分。
210,模块210与热电元件30热耦合,衰减器200还包含一个分光器220和一个光辐射探测
器230以及用来控制衰减器模块210的运行的PWM控制电路10。PWM控制电路包括一个现
场可编程序的门阵列(FPGA)240,FPGA240与对应时钟250相连,以及包括一个输出低通滤
波器260。衰减器200还包括一个与衰减器模块210的输入端相连的第一波导管270,用来
输送光辐射输入信号Pi,包括一个与衰减器模块210的输出端相连的第二波导管280,包括
一个与分光器220的第一输出端相连的第三波导管290,包括一个分别与分光器220的第
二输出端以及光辐射探测器230的输入端相连的第四波导管300。波导管270,280,290,
300都是单模光线波导管;当然它们也可以是多模式波导管。检测器230的输出电极T3与
FPGA240的输入电极I1相连。FPGA240还包括一个输出电极V0,在运行过程中,PWM信号通
过输出电极V0输出;输出电极V0与低通滤波器260的输入电极J1相连。滤波器260的输
出电极J2与热电元件30的输入电极I3相连。最后,时钟250包括与FPGA240的时钟输入
端相连的电气输出端。
30与这些光学元件热耦合在一起,并且通过加热或冷却来影响光学元件的温度。热电元件
30利用塞贝克效应实现加热或冷却。
98%∶2%~85%∶15%。检测器230包括一个光电二极管,经操作可以在光输入端接收
0.1P0的光辐射,并且在输出端T3产生相应的电信号。
从而,滤波器260能够把PWM信号转换成相应的低频直流电信号,用来驱动热电元件30。
计时。FPGA240还具有放大功能以及产生PWM信号的功能。
的能量。
信号在第一种状态的周期时间与第二种状态的周期时间的比率。衰减器200中,1∶1的脉
冲间隔率对应的状态是:向热电元件30提供0功率。与1∶1比率的偏差决定了是向衰减
器模块210家加热还是冷却。
衰减的辐射P0传播到分光器220,并在220中得到分解,其中10%通过波导管300传给检
测器230。检测器230接收该部分辐射并产生电信号T3,电信号T3传输给FPGA240的输入
端I1。FPGA240采用模数转换器(ADC)把电信号T3转换成相应的数字信号T3;模数转换
器还把参考信号PR转换成数字信号PR。然后,放大函数通过计算T3数字信号和PR数字信
号之间的偏差来产生相应的偏差数。偏差数从放大函数传送给PWM函数,而PWM信号的脉
冲间隔率受偏差数的控制。然后,PWM信号经过MOSFET缓冲器功率管(图中没有画出)从
FPGA240中输出,并通过滤波器260输出到热电元件30。FPGA240能够有效地调整经衰减的
辐射P0DE的辐射能,使其达到与参考信号PR相同的能级。假如参考信号PR保持常数,那
么衰减器200试图把辐射P0调整为衰减可调范围内、以及衰减器模块210所能提供的分辨
率范围内的常数能级。
互相相反,一个为正时另一个为负。逻辑门310的输出端与第一个金属氧化物半导体场效
应功率管的栅极相连(FET1)。同样,逻辑门320的输出端与第二个金属氧化物半导体场效
应功率管的栅极相连(FET2)。第一MOSFET的漏极与正极+ve相连,而第二MOSFET的源极
与负电极-ve相连。第一MOSFET的源极第二MOSFET的漏极连在一起并与滤波器的输入端
J1相连。
连。并联谐振电路的第二节点与电感器L2的一端相连。电感器的另一端则与电容器C2相
连并通过电容器接地(接地点电位为0v)。电极(+ve,-ve)与地电势(0v)之间呈对称分
布。此外,并联和串联谐振电路的谐振频率设计为40khz,选择40KHZ的目的是为了从J1端
输入的PWM信号中40khz的分量不能通过滤波器260,从而可以确保从热电元件的I3端输
入的电信号完全是低频“直流”,即避免了交流分量。
电极(-ve)相连的时间相同。1∶1的脉冲间隔率使得加载在热电元件30上的平均电位为
0,即流过热电元件30的电流为0。当脉冲间隔率偏离1∶1时,电流就可以从正方向和负
方向流过热电元件30,从而可以相应地对衰减器模块210进行加热或冷却。比如,假如输
出K的大部分时间电势为正,那么第一MOSFET(FET1)的大部分时间处于导通状态,从而提
供一个正向电流通过滤波器260流入元件30的输入端I3,并流向接地点0电势点,因而对
模块210进行加热。相反地,假如输出端K大部分时间为负电势,那么第二MOSFET(FET2)
的大部分时间处于导通状态,从而提供一个负向电流通过滤波器260流入元件30的输入端
I3,并流向接地点0电势点,因而对模块210进行冷却。
在实际应用中发现上述500级的分辨率所对应的9位分辨率,对于采用衰减器20把经衰减
的辐射调整到通信系统所需要的分辨率,常常显得太粗糙了;分辨率粗糙是一个有待解决
的问题。理论上讲,16位分辨率就可以满足需要,但是这要求FPGA240的时钟频率能达到
2.5GHz,这是不可行的。解决该问题的一个办法是选择较低的PWM信号频率;为了获得16
位分辨率,PWM信号频率必须减小到620hz,考虑到滤波器的分量值,这也是不可行的。另一种解决办法是对PWM采取分配操作,并采用线性调整方法;然而,线性调整对于上述提及的接地功率分配来说也是不可行的。
帧。在t1周期每个帧都处于高电平状态(+ve),而在t2周期则处于低电平(-ve)状态。周
期t0+t1等于t0。FPGA240产生40MHz的时钟频率,使得周期t1和t2具有25纳秒ts级
的分辨率,周期t1可以用下面的等式表示(Eq7):
围内,那么调整的幅度相当小,这对于从衰减器模块210中输出的经衰减的辐射P0来说是
并不明显。
的值可以设定为501。因而,该方法提供的复帧中每个单帧的n1的平均值为500.015625。
从而,包含64个单帧的复帧的使用增加了6位分辨率,与每一帧所具有的10位分辨率
(1000counts)相加一起能够达到16位有效分辨率,这个分辨率对于上文中用在通信系统
中的衰减器10的运行来说已经足够了。
加1时,优选采用单帧32和64,这就使得相应的扰动能够在复帧内均匀分布;扰动的均匀
分布有助于阻止热电元件30中的暂态热波动,这些热波动作为经衰减的辐射P0中的调制
信号是可以检测到的。假如选择所要增加计数值的单帧成组地集中在复帧的某个区域,那
么上述热波动会引发问题。同样,当复帧中需要增加三个单帧的计数值,那么优选采用单帧
21,43,64作为增加的对象,等等。当控制分辨率比ts级要高时,所需要增加计数值的单帧在表6中列出。
具有其递增1个计数的
n1值
1 64
2 32,64
3 21,43,64
4 16,32,48,64
5 13,26,38,51,64
6 11,21,32,43,53,64
7 9,18,27,37,48,55,64
8 8,16,24,32,40,48,56,64
9 7,14,21,28,36,43,50,59,64
10 6,13,19,26,32,38,45,51,58,64
11 5,12,17,23,29,35,41,47,52,58,64
12 5,11,16,21,27,32,37,43,48,53,59,64
13 5,10,15,20,25,30,34,39,44,49,54,59,64
14 5,9,14,18,23,27,32,37,41,46,50,55,59,64
15 4,9,13,17,21,26,30,34,38,43,50,51,55,60,64
16 4,8,12,16,20,24,28,32,36,40,44,48,52,56,60,64
17 4,8,11,15,19,23,26,30,34,38,41,45,49,53,56,60,64
18 4,7,11,14,18,21,25,28,32,36,39,43,46,50,53,57,60,64
19 3,7,10,13,17,20,24,27,30,37,37,40,44,47,51,54,57,61,64
20 3,6,10,13,16,19,22,26,29,32,35,38,42,45,48,51,54,58,61,64
21 3,6,9,12,15,18,21,24,27,30,34,37,40,43,46,49,52,55,58,61,64
22 3,6,9,12,15,17,20,23,26,29,32,35,38,41,44,47,49,52,55,58,61,64
23 3,6,8,11,14,17,19,22,25,28,31,33,36,39,42,45,47,50,53,56,58,61,64
24 3,5,8,11,13,16,19,21,24,27,29,32,35,37,40,43,45,48,51,53,56,59,61,64
25 3,5,8,10,13,15,18,20,23,26,28,31,33,36,38,41,44,46,49,51,54,56,59,61,
64
26 2,5,7,10,12,15,17,20,22,25,27,30,32,34,37,39,42,44,47,49,52,54,57,59,
62,64
等等等同地分布到
58 1,2,3,4,6,7,8,9,10,11,12,13,14,15,17,18,19,20,21,22,23,24,25,26,28,29,
30,31,32,33,34,35,36,38,39,40,41,42,43,44,45,46,47,49,50,51,52,54,55,
56,57,58,59,60,61,62,63,64
59 1,2,3,4,5,7,8,9,10,11,12,13,14,15,16,17,18,20,21,22,23,24,25,26,27,28,
29,30,31,33,34,35,36,37,38,39,40,41,42,43,44,46,47,48,49,50,51,52,53,
54,55,56,57,59,60,61,62,63,64
60 1,2,3,4,5,6,7,9,10,11,12,13,14,15,16,17,18,19,20,21,22,23,25,26,27,28,
29,30,31,32,33,34,35,36,37,38,39,41,42,43,44,45,46,47,48,49,50,51,52,
53,54,55,57,58,59,60,61,62,63,64
61 1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,13,14,15,16,17,18,19,20,21,22,23,24,25,26,27,
28,29,30,31,33,34,35,36,37,38,39,40,41,42,43,44,45,46,47,48,49,50,51,
52,54,55,56,57,58,59,60,61,62,63,64
62 1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13,14,16,17,18,19,20,21,22,23,24,25,26,27,
28,29,30,31,32,33,34,35,36,37,38,39,40,41,42,43,44,45,46,47,49,50,51,
52,53,54,55,56,57,58,59,60,61,62,63,64
63 1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13,14,15,16,17,18,19,20,21,22,23,24,25,26,
27,28,29,30,31,33,34,35,36,37,38,39,40,41,42,43,44,45,46,47,48,49,50,
51,52,53,54,55,56,57,58,59,60,61,62,63,64
64 1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13,14,15,16,17,18,19,20,21,22,23,24,25,26,
27,28,29,30,31,32,33,34,35,36,37,38,39,40,41,42,43,44,45,46,47,48,49,
50,51,52,53,54,55,56,57,58,59,60,61,62,63,64
频率来产生PWM信号相比,采用复帧方法引起的暂态功率偏离相对更小一些。从而本发明
所设计的衰减器200不仅提高了分辨率,而且还提供了与PWM信号控制有关的功率效率,以
及仍然使FPGA240工作在40MHZ的便利频率之下。
说,可以从其他电路接收控制信号,比如检测器电路,还可以从通信系统中的衰减器200的下游位置接收控制信号,只不过采用上文所述的用在PWM驱动信号中的多帧技术来控制热
电元件。此外,上文说明的复帧包含64个单帧,复帧也完全可以包含其他数量的单帧,比如单帧数目的范围可以从2到1000,具体取决于分辨率要求。还有,尽管上述FPGA240的时钟
频率是40MHz,它也可以发出不小于30MHz的时钟频率,只要滤波器作相应的调整。