离线式功率转换器的同步调整电路

摘要

一种离线式功率转换器的同步调整电路，用以提高离线式功率转换器的电源转换效率，包括二次侧切换电路，耦接于功率转换器的输出端，依据多个振荡信号与回授信号产生同步信号与脉波信号；隔离装置从功率转换器的二次侧转移同步信号至功率转换器的一次侧；一次侧切换电路接收同步信号产生切换信号，以柔性切换变压器。脉波信号控制同步开关，整流与调整功率转换器，同步开关包括功率开关与控制电路，控制电路接收脉波信号，导通/截止功率开关，功率开关耦接于变压器与功率转换器的输出端之间。更包括返驰式开关，用于作为同步整流器，以飞轮功率转换器的电感电流，返驰式开关依据功率开关的截止状态而导通，其导通时间关联于功率开关的导通时间。

权利要求

1.一种离线式功率转换器的同步调整电路，其特征在于，其包括：二次侧切换电路，其耦接所述功率转换器的输出端，并依据回授信号产生脉波信号与同步信号；

隔离装置，其耦接所述二次侧切换电路，用于转移该功率转换器的二次侧的该同步信号至该功率转换器的一次侧；

一次侧切换电路，其依据该同步信号产生切换信号，以切换变压器的一次侧绕组；以及同步开关，其具有功率开关与控制电路，所述功率开关并联一二极管并耦接于所述变压器的二次侧绕组与该功率转换器的所述输出端之间，所述控制电路接收该脉波信号，以用于导通或截止该功率开关；

其中，所述回授信号是依据所述功率转换器的输出而产生，所述脉波信号用于整流与调整该功率转换器，所述脉波信号的极性决定所述功率开关的导通或截止。

2.如权利要求1所述的同步调整电路，其特征在于，所述脉波信号经由多个电容从所述二次侧切换电路传送至所述同步开关。

3.如权利要求1所述的同步调整电路，其特征在于，更包括：多个切换晶体管，其设置于所述变压器的一次侧，并依据该切换信号切换该变压器；

其中，所述切换信号包括多个相位偏移，以柔性切换该些切换晶体管，所述切换信号的该些相位偏移依据所述同步信号而产生。

4.如权利要求1所述的同步调整电路，其特征在于，所述一次侧切换电路更包括：定时器，其依据该同步信号产生致能信号，所述致能信号控制所述功率转换器的功率因子修正电路的导通或截止。

5.如权利要求1所述的同步调整电路，其特征在于，所述一次侧切换电路更包括：最大工作周期电路，其依据所述同步信号禁能所述切换信号，以限制所述切换信号的最大工作周期。

6.如权利要求1所述的同步调整电路，其特征在于，更包括：电流感测装置，其依据所述变压器的切换电流产生电流感测信号，所述电流感测信号传输至所述一次侧切换电路，当所述电流感测信号超过一个过电流临界值时，禁能所述切换信号。

7.如权利要求1所述的同步调整电路，其特征在于，所述功率开关包括第一晶体管与第二晶体管，所述第一晶体管与所述第二晶体管背对背串联，所述第一晶体管并联第一二极管，所述第二晶体管并联第二二极管。

8.如权利要求7所述的同步调整电路，其特征在于，所述控制电路产生第一控制信号与第二控制信号，以分别控制所述第一晶体管与所述第二晶体管，所述第一二极管导通时，所述第一晶体管导通。

9.如权利要求1所述的同步调整电路，其特征在于，所述隔离装置为脉波变压器或者多个电容。

10.如权利要求1所述的同步调整电路，其特征在于，其更包括：返驰式开关，其耦接该功率开关，以飞轮所述功率转换器的电感电流，所述返驰式开关依据所述功率开关的截止状态而导通，所述返驰式开关的导通时间关联于所述功率开关的导通时间。

11.如权利要求1所述的同步调整电路，其特征在于，所述二次侧切换电路包括：可调整装置，其产生调整信号；以及

线性估测电路，其依据所述调整信号与所述脉波信号产生驱动信号，所述驱动信号用以控制所述返驰式开关；

其中，该可调整装置为一电阻，该调整信号用以调整所述返驰式开关的一导通时间。

12.如权利要求1所述的同步调整电路，其特征在于，所述二次侧切换电路包括：振荡电路，其产生多个振荡信号，以产生所述同步信号；

脉波宽度调变电路，其依据该些振荡信号产生脉波宽度调变信号；

误差放大器，其耦接所述功率转换器的所述输出端，接收所述回授信号并产生误差信号；

斜坡电路，其依据该脉波宽度调变信号产生斜坡信号；以及脉波信号产生器，其依据所述脉波宽度调变信号产生所述脉波信号；

其中，该同步信号为差动信号，所述同步信号的极性决定位于所述变压器的一次侧的多个切换晶体管的导通或截止，以切换所述变压器，所述脉波宽度调变信号依据该些振荡信号而致能，所述脉波宽度调变信号依据该些振荡信号与一个清除信号而禁能，所述脉波宽度调变电路依据所述误差信号与所述斜坡信号产生所述清除信号，所述脉波信号为差动信号，所述脉波信号的极性决定所述功率开关的导通或截止。

13.如权利要求12所述的同步调整电路，其特征在于，所述二次侧切换电路更包括：柔性启动电路，其依据重置信号产生柔性启动信号，所述柔性启动信号控制所述脉波宽度调变信号的脉波宽度。

14.如权利要求12所述的同步调整电路，其特征在于，所述二次侧切换电路更包括：电源管理电路，其接收所述误差信号，并产生轻载信号，以于所述功率转换器在一个轻载状态期间而打开或关闭所述切换信号。

15.如权利要求1所述的同步调整电路，其特征在于，所述同步开关包括：整流端，其耦接所述变压器的二次侧；

调整端，其耦接所述功率转换器的所述输出端

接地端，其耦接所述功率转换器的所述输出端；

第一输入端；以及

第二输入端；

其中，所述功率开关耦接所述整流端与所述调整端之间，所述第一输入端与所述第二输入端接收该脉波信号，以导通或截止所述功率开关。

16.如权利要求1所述的同步调整电路，其特征在于，所述控制电路包括栓锁电路，其依据所述脉波信号而设定或重置所述栓锁电路，进而使所述栓锁电路导通或截止所述功率开关。

17.一种离线式功率转换器的同步调整电路，其特征在于，其包括：二次侧切换电路，其耦接所述功率转换器的输出端，并依据回授信号产生脉波信号与同步信号；

一次侧切换电路，其依据该同步信号产生切换信号，以切换变压器；

功率开关，其耦接于所述变压器与所述功率转换器的所述输出端之间，功率开关包括第一晶体管与第二晶体管，第一晶体管与第二晶体管背对背相串联；以及控制电路，其接收所述脉波信号，以导通或截止所述功率开关；

其中，所述回授信号与所述功率转换的输出成一比例，所述脉波信号为差动信号并用于控制所述功率开关，以整流与调整所述功率转换器，所述同步信号为差动信号，并从所述二次侧切换电路传输至所述一次侧切换电路，以产生该切换信号。

18.如权利要求17所述的同步调整电路，其特征在于，所述同步信号经由隔离装置从所述二次侧切换电路传输至所述一次侧切换电路，以产生所述切换信号。

19.如权利要求17所述的同步调整电路，其特征在于，所述脉波信号经由多个电容，从所述二次侧切换电路传送至所述控制电路。

20.如权利要求17所述的同步调整电路，其特征在于，其更包括：多个切换晶体管，其设置于所述变压器的一次侧，并依据所述切换信号切换所述变压器；

其中，所述切换信号包括多个相位偏移，以柔性切换该些切换晶体管，所述切换信号的该些相位偏移依据所述同步信号而产生。

21.如权利要求20所述的同步调整电路，其特征在于，所述二次侧切换电路依据一个电源启动信号产生所述同步信号与所述脉波信号，当所述电源启动信号禁能时，所述多个切换晶体管与所述功率开关为截止。

22.如权利要求17所述的同步调整电路，其特征在于，所述一次侧切换电路更依据所述同步信号产生致能信号，所述致能信号表示所述功率转换器的输出负载状态。

23.如权利要求17所述的同步调整电路，其特征在于，所述功率开关包括第一晶体管与第二晶体管，所述第一晶体管与所述第二晶体管背对背串联，所述第一晶体管并联第一二极管，所述第二晶体管并联第二二极管。

24.如权利要求23所述的同步调整电路，其特征在于，所述控制电路产生第一控制信号与第二控制信号，以分别控制所述第一晶体管与所述第二晶体管，所述第一二极管导通时，所述第一晶体管导通。

25.如权利要求17所述的同步调整电路，其特征在于，其更包括：返驰式开关，其耦接所述功率开关，所述返驰式开关依据所述功率开关的截止状态而导通，所述返驰式开关之一导通时间关联于所述功率开关之一导通时间。

26.如权利要求17所述的同步调整电路，其特征在于，所述二次侧切换电路包括：可调整装置，其产生调整信号；以及

线性估测电路，其依据该调整信号与所述脉波信号产生一个驱动信号，所述驱动信号用以控制返驰式开关；

其中，该可调整装置为一电阻，该调整信号用以调整所述返驰式开关的一导通时间。

27.如权利要求20所述的同步调整电路，其特征在于，所述二次侧切换电路包括：振荡电路，其产生多个振荡信号，以产生该同步信号；

脉波宽度调变电路，其依据该些振荡信号产生脉波宽度调变信号；

误差放大器，其耦接所述功率转换器的所述输出端，接收该回授信号并产生误差信号；

斜坡电路，其依据所述脉波宽度调变信号产生斜坡信号；以及脉波信号产生器，其依据所述脉波宽度调变信号产生所述脉波信号；

其中，该同步信号的极性决定所述多个切换晶体管的导通或截止，以切换所述变压器，所述脉波宽度调变信号依据该些振荡信号而致能，所述脉波宽度调变信号依据该些振荡信号与清除信号而禁能，所述脉波宽度调变电路依据该误差信号与所述斜坡信号产生所述清除信号，所述脉波信号的极性决定所述功率开关的导通或截止。

28.如权利要求27所述的同步调整电路，其特征在于，所述二次侧切换电路更包括：柔性启动电路，其依据重置信号产生柔性启动信号，所述柔性启动信号控制所述脉波宽度调变信号的脉波宽度。

29.如权利要求27所述的同步调整电路，其特征在于，所述二次侧切换电路更包括：电源管理电路，其接收所述误差信号，并产生轻载信号，以于所述功率转换器在轻载状态期间而导通或截止所述切换信号。

30.如权利要求17所述的同步调整电路，其特征在于，所述控制电路包括栓锁电路，其接收所述脉波信号，以设定或重置所述栓锁电路，所述栓锁电路导通或截止所述功率开关。

说明书

离线式功率转换器的同步调整电路

技术领域：

[0001] 本发明是有关于一种功率转换器，特别指一种同步功率转换器。背景技术：

[0002] 现今，一般离线式功率转换器大都包括电源变压器，用以在交流线输入至功率转换器的输出端提供隔离作用(isolation)，以达安全性的目的。现今功率转换器的发展方向是朝向在变压器的一次侧使用柔性切换技术，以及在变压器的二次侧使用同步整流器，以让功率转换器可达到更高的转换效率。其中，全桥式准谐振零电压切换(full-bridge quasi-resonant ZVS)的技术揭露于如Christopher，P.Henze等所提出的美国专利编号第4,855,888号「Constant frequency resonant power converter with zerovoltage switching」、Guichao C.Hua and Fred C.Lee所提出的美国专利编号第5,442,540号「Soft-switching PWMconverters」，以及Yang等所提出的美国专利编号第
6,744,649号「Zero switching power converter operable as asymmetricalfull-bridge converter」。前述现有的功率转换器的缺点在于，功率转换器在轻载的情况下会处于较低效率，由于不足的循环功率会导致硬式切换(hard switching)且造成低效率。现今大都通过配置同步整流器于变压器的二次侧，以降低整流器的功率损失，如Yang所提出的美国专利编号第7,173,835号「Control circuitassociated with saturable inductor operated as synchronousrectifier forward power converter」，其详细载明同步整流的完整运作过程，然而，此技术必须设置额外装置，如饱和电感与电流感测电阻，如此会导致增加功率消耗。
发明内容：

[0003] 本发明之目的，在于提供一种离线式功率转换器的同步调整电路，其整合同步整流电路与调整电路，以达到较高的电源转换效率。

[0004] 本发明之目的，在于提供一种离线式功率转换器的同步调整电路，其不需增加额外切换功率电路(switching power stage)，即可改善功率转换器的电源转换效率，并避免额外功率消耗。

[0005] 本发明之目的，在于提供一种离线式功率转换器的同步调整电路，其让一次侧切换电路、二次侧同步整流器与调整电路从无载至满载的情形下达到高效率的功率转换。

[0006] 本发明离线式功率转换器的同步调整电路，用于提高离线式功率转换器的电源转换效率，其包括一次侧切换电路、二次侧切换电路、同步开关与返驰式开关。二次侧切换电路耦接于功率转换器的输出端，并依据多个振荡信号与一个回授信号而产生脉波信号与同步信号，回授信号关联于功率转换器的输出，同步信号经由隔离装置(isolation device)，而从功率转换器的二次侧转移同步信号至功率转换器的一次侧。一次侧切换电路依据同步信号产生切换信号，以切换变压器。脉波信号用于整流与调整功率转换器。同步开关包括功率开关与控制电路，功率开关耦接于变压器的二次侧与功率转换器的输出端之间，控制电路接收脉波信号，用于导通/截止功率开关，脉波信号经过多个电容而从二次侧切换电路传输至控制电路，脉波信号的极性决定功率开关的导通/截止。返驰式开关耦接于功率开关与功率转换器的输出端，返驰式开关依据功率开关的截止状态而导通，返驰式开关的导通时间可调整，且关联于功率开关的导通时间。附图说明：

[0007] 图1为本发明具有同步调整电路的离线式功率转换器的较佳实施例的电路图；

[0008] 图2为本发明的二次侧切换电路的较佳实施例的电路图；

[0009] 图3为本发明的斜坡电路的较佳实施例的电路图；

[0010] 图4为本发明的脉波信号产生器的较佳实施例的电路图；

[0011] 图5为本发明的振荡电路的较佳实施例的电路图；

[0012] 图6为本发明的回授电路的较佳实施例的电路图；

[0013] 图7为本发明的实施例的切换信号的波形图；

[0014] 图8为本发明的实施例的切换信号与同步信号的波形图；

[0015] 图9为本发明的一次侧切换电路的较佳实施例的电路图；

[0016] 图10为本发明的实施例的切换信号、截止信号与延迟时间信号的波形图；

[0017] 图11为本发明的最大工作周期电路的较佳实施例的电路图；

[0018] 图12为本发明的同步开关的较佳实施例的电路图；

[0019] 图13为本发明的控制电路的较佳实施例的电路图；

[0020] 图14为本发明的单击信号产生器的较佳实施例的电路图；

[0021] 图15为本发明的最大导通时间电路的较佳实施例的电路图；

[0022] 图16为本发明的线性估测电路的较佳实施例的电路图；

[0023] 图17为本发明的实施例的切换信号、同步信号、脉波信号、第一控制信号与驱动信号的波形图；以及

[0024] 图18为本发明具有同步调整电路的离线式功率转换器的另一较佳实施例的电路图。

[0025] 图号说明：

[0026] 5 功因修正电路 31 二极管

[0027] 10 变压器 35 切换晶体管

[0028] 20 切换晶体管 36 二极管

[0029] 21 二极管 39 电流感测装置

[0030] 25 切换晶体管 40 一次侧切换电路

[0031] 26 二极管 45 电容

[0032] 30 切换晶体管 46 电容

[0033] 47 脉波变压器 230 SR正反器

[0034] 50 同步开关 235 比较器

[0035] 51 第一同步开关 236 与门

[0036] 52 第二同步开关 250 斜坡电路

[0037] 56 二极管 251 反相器

[0038] 57 电容 252 晶体管

[0039] 63 电容 256 电流源

[0040] 64 电容 257 电容

[0041] 67 电容 258 比较器

[0042] 68 电容 270 脉波信号产生器

[0043] 70 返驰式开关 271 电流源

[0044] 80 电感 275 电容

[0045] 85 输出电容 272 反相器

[0046] 91 电阻 273 晶体管

[0047] 92 电阻 276 反相器

[0048] 93 电容 278 与门

[0049] 95 电阻 281 电流源

[0050] 96 电容 285 电容

[0051] 100 二次侧切换电路 283 晶体管

[0052] 222 与门 286 反相器

[0053] 223 缓冲器 288 与门

[0054] 289 或门 433 或门

[0055] 300 功率开关 435 或门

[0056] 305 第一晶体管 436 或非门

[0057] 310 第二晶体管 440 SR正反器

[0058] 350 二极管 441 反相器

[0059] 360 二极管 442 或门

[0060] 410 电阻 443 比较器

[0061] 411 电阻 445 定时器

[0062] 412 电阻 450 振荡电路

[0063] 413 电阻 451 电流源

[0064] 415 偏移电压 452 电流源

[0065] 416 偏移电压 453 电流源

[0066] 417 比较器 455 电容

[0067] 418 比较器 461 开关

[0068] 420 与门 463 开关

[0069] 421 与门 471 比较器

[0070] 425 T型正反器 472 比较器

[0071] 426 D型正反器 473 比较器

[0072] 427 D型正反器 474 比较器

[0073] 431 反相器 481 与非门

[0074] 432 反相器 482 与非门

[0075] 483 反相器 610 电流源

[0076] 484 反相器 611 反相器

[0077] 495 与门 612 晶体管

[0078] 496 与门 615 电容

[0079] 510 比较器 620 反相器

[0080] 511 电阻 625 与门

[0081] 513 电阻 650 最大工作周期电路[0082] 515 偏移电压 655 最大导通时间电路[0083] 520 比较器 660 电流源

[0084] 521 电阻 661 反相器

[0085] 523 电阻 662 晶体管

[0086] 525 偏移电 665 电容

[0087] 530 比较器 685 与门

[0088] 541 反相器 700 回授电路

[0089] 542 反相器 710 运算放大器

[0090] 543 D型正反器 715 准位偏移晶体管

[0091] 545 与门 720 电阻

[0092] 546 与门 725 电阻

[0093] 547 与门 730 电流源

[0094] 548 或门 731 放电晶体管

[0095] 600 单击信号产生器 732 反相器

[0096] 735 单位增益缓冲器 766 晶体管

[0097] 736 二极管 770 电容

[0098] 738 比较器 772 晶体管

[0099] 739 上/下数计数器 773 比较器

[0100] 740 比较器 774 反相器

[0101] 741 电容 775 D型正反器

[0102] 742 反相器 779 与门

[0103] 743 正反器 860 电流源

[0104] 744 反相器 861 反相器

[0105] 745 与门 862 晶体管

[0106] 750 线性估测电路 865 电容

[0107] 751 电流源 885 与门

[0108] 752 开关 CS 电流感测信号

[0109] 753 开关 CLR 清除输入端

[0110] 754 反相器 COM 输出端

[0111] 756 反相器 D 输入端

[0112] 760 运算放大器 DT2 延迟时间信号

[0113] 761 晶体管 DT3 延迟时间信号

[0114] 762 晶体管 ENB 致能信号

[0115] 763 晶体管 FB 回授信号

[0116] 765 晶体管 FB 回授端

[0117] G 输出端 RP 调整信号

[0118] GND 接地端 RP 调整端

[0119] IN 输入端 S1 第一控制信号

[0120] K 输入端 S2 第二控制信号

[0121] MD 最大工作周期信号 SB 驱动信号

[0122] NP 一次侧绕组 SLT 轻载信号

[0123] NS1 第一二次侧绕组 SM 最大导通时间信号

[0124] NS2 第二二次侧绕组 SOFF 截止控制信号

[0125] OFF 截止信号 SOPL 开回路信号

[0126] ON 启动信号 SP 脉波信号

[0127] OUT 输出端 SN 脉波信号

[0128] P 预设定输入端 SPN 脉波信号

[0129] PS1 振荡信号 SS 柔性启动信号

[0130] PS2 振荡信号 S1 控制端

[0131] PS3 振荡信号 S2 控制端

[0132] PSON 电源启动信号 SN 脉波输出端

[0133] PST 预设定信号 SP 脉波输出端

[0134] PWM 脉波宽度调变信号 SS 启动端

[0135] Q 输出端 T1 阶段

[0136] /Q 输出端 T2 阶段

[0137] R 重置输入端 T3 阶段

[0138] T5 阶段 VTH2 临界信号

[0139] T6 阶段 VTH3 临界信号

[0140] T7 阶段 VTH4 临界电压

[0141] TD 延迟时间 VDD 电源端

[0142] VAC 线电压 WN 脉波输入端

[0143] VCC 电源 WP 脉波输入端

[0144] VCS 过电流临界值 WP 脉波信号

[0145] VDD 电源 WN 脉波信号

[0146] VEE 电源 WPN 脉波信号

[0147] VF 误差信号 XP 同步信号

[0148] VIN 输入电压 XN 同步信号

[0149] VH 临界电压 YP 同步信号

[0150] VL 临界电压 YN 同步信号

[0151] VM1 临界电压

[0152] VM2 临界电压

[0153] VO 输出电压

[0154] VR2 参考电压

[0155] VREF 参考电压

[0156] VSAW 斜坡信号

[0157] VTH 临界信号

[0158] VTH1 临界电压具体实施方式：

[0159] 为使审查委员对本发明的结构特征及所达成的功效有更进一步有了解与认识，谨佐以较佳的实施例及配合详细的说明，说明如后：

[0160] 请参阅图1，其为本发明具同步调整电路的离线式功率转换器的较佳实施例的电路图。如图所示，本发明的离线式功率转换器包括变压器10，其具有一次侧与二次侧。在一次侧，变压器10的一次侧绕组NP耦接四切换晶体管20、25、30与35，以用于切换变压器10。切换晶体管20、30耦接输入电压VIN，切换晶体管25、35耦接至接地端。一次侧切换电路40依据同步信号YP/YN产生切换信号A、B、C、D，切换信号A、B、C、D用以切换变压器10的一次侧绕组NP。一次侧切换电路40更产生一致能信号ENB，以控制功率转换器的功因修正电路(Power factor correction；PFC)5的导通/截止，致能信号ENB表示功率转换器的输出负载状态。功因修正电路5用于功率转换器的功率因子修正，其接收线电压VAC以提供输入电压VIN。此外，电流感测装置39依据变压器10的切换电流产生电流感测信号CS，并传送至一次侧切换电路40，以在电流感测信号CS高于过电流临界值VCS(参阅图1)时禁能切换信号A、B。

[0161] 复参阅图1，变压器10的二次侧包括第一二次侧绕组NS1与第二二次侧绕组NS2，跨于该些二次侧绕组NS1、NS2的两端依据变压器10的切换而产生切换电压。第一同步开关51具有输入端K，其耦接第一二次侧绕组NS1，第一同步开关51的输出端G耦接功率转换器的输出端的接地端，电源VCC耦接第一同步开关51。第二同步开关52的输入端K耦接第二二次侧绕组NS2，第二同步开关52的输出端G亦耦接功率转换器的输出端的接地端，电源VCC耦接第二同步开关52。同步开关51与52，其分别包括功率开关与控制电路，功率开关耦接于输入端K与输出端G之间，同步开关51与52的控制电路用以分别接收脉波信号SPN/WPN(SP/SN及WP/WN)，以导通/截止功率开关。

[0162] 承接上述，第一同步开关51经过电容63与64耦接二次侧切换电路100的脉波输出端SP与SN，以接收二次侧切换电路100所输出的脉波信号SP/SN，并在第一同步开关51的脉波输入端WP与WN产生脉波信号WP/WN。第二同步开关52亦经过电容67与68耦接二次侧切换电路100的脉波输出端SP与SN，而在脉波输入端WP与WN产生脉波信号WP/WN。

[0163] 二次侧切换电路100耦接功率转换器的输出端，以依据振荡信号PS1、PS2与PS3(参阅图2)与回授端FB的回授信号FB，而产生同步信号XP/XN与脉波信号SP/SN。振荡信号PS1、PS2与PS3产生于二次侧切换电路100的内部。回授信号FB来自于功率转换器的输出端，其通过耦接于功率转换器的输出端的电阻91与92，而输入于二次侧切换电路100的回授端FB，因此回授信号FB与功率转换器的输出电压VO相关联。输出电容85耦接功率转换器的输出端与接地端。同步信号XP/XN透过隔离装置，如电容45、46，以产生同步信号YP/YN，电容45与46分别耦接于二次侧切换电路100，以转移同步信号XP/XN。脉波信号SP/SN是用于整流与调整功率转换器，脉波信号SP/SN的极性决定同步开关51与52的功率开关的导通/截止。

[0164] 复参阅图1，电感80从第一二次侧绕组NS1与第二二次侧绕组NS2耦接至功率转换器的输出电压VO。返驰式开关70通过二次侧绕组NS1与NS2而分别耦接同步开关51与52，返驰式开关70更耦接至功率转换器的输出端的接地端，以飞轮(freewheel)电感80的切换电流。二次侧切换电路100的驱动端SB产生驱动信号SB至返驰式开关70，以依据功率开关的截止而导通返驰式开关70，返驰式开关70的导通时间为可调整，且与功率开关的导通时间相关联。此外，二次侧切换电路100依据电源启动信号PSON产生同步信号XP/XN与脉波信号SP/SN，电源启动信号PSON是用于控制功率转换器的导通/截止。另外，一次侧切换电路40亦依据电源启动信号PSON产生驱动信号ENB。电容93耦接二次侧切换电路100的输出端COM，以用于回路补偿(loopcompensation)。电容96耦接二次侧切换电路
100的启动端SS，以用于柔性启动。电阻95耦接二次侧切换电路100的调整端RP，以调整返驰式开关70的导通时间。

[0165] 请参阅图2，其为本发明的二次侧切换电路100之实施例的电路图。如图所示，振荡电路450产生振荡信号PS1、PS2与PS3，振荡信号PS2与PS3分别传输至一SR正反器230的两输入端R与S。SR正反器230、与门236与比较器235构成脉波宽度调变电路，以依据振荡信号PS2与PS3而在SR正反器230的输出端Q产生脉波宽度调变信号PWM。SR正反器230的清除输入端CLR受控于与门236的输出信号，与门236受控于比较器235。回授电路700包括误差放大器、柔性启动电路与电源管理电路，回授电路700于功率转换器在轻载期间产生截止控制信号SOFF，以节省电源。此外，当功率转换器的回授为开回路状态时，回授电路700亦会产生截止控制信号SOFF。截止控制信号SOFF用于禁能切换信号A与B，以及截止同步开关51与52的功率开关。误差放大器与柔性启动电路依据回授信号FB与柔性启动信号SS产生误差信号VF。斜坡电路250依据脉波宽度调变信号PWM产生斜坡信号VSAW与最大工作周期信号MD，误差信号VF与斜坡信号VSAW传送至比较器235的两输入端，比较器235的输出信号、电源启动信号PSON与最大工作周期信号MD传送至与门236的输入端，以使与门236产生清除信号至SR正反器230的清除输入端CLR，用于禁能脉波宽度调变信号PWM。

[0166] 复参阅图2，脉波信号产生器270用于依据脉波宽度调变信号PWM与振荡信号PS2产生脉波信号SP/SN。脉波宽度调变信号PWM依据振荡信号PS3而致能，且脉波宽度调变信号PWM依据振荡信号PS2与清除信号而禁能。柔性启动信号SS控制脉波宽度调变信号PWM的脉波宽度。脉波信号SP/SN为差动信号，脉波信号SP/SN的极性决定于脉波宽度调变信号PWM。同步信号XP/XN亦为差动信号，同步信号XP/XN的极性控制切换信号A、B、C、D。与门222与缓冲器223分别产生同步信号XP/XN。同步信号XP产生于与门222的输出端，而同步信号XN则输出于缓冲器223的输出端，缓冲器223的输入端接收振荡信号PS2。与门222的输入端接收振荡信号PS3、电源启动信号PSON与截止控制信号SOFF。所以，切换信号A、B、C、D受控于截止控制信号SOFF与电源启动信号PSON，故当电源启动信号PSON禁能时，图1所示的切换晶体管20、25、30、35与同步开关51、52之功率开关将被截止。

[0167] 此外，线性估测电路(Linear-Predict Circuit，LPC)750产生驱动信号SB，以依据调整信号RP、脉波宽度调变信号PWM与同步信号SP/SN控制返驰式开关70(参阅图1)。可调整装置，如图1所示的电阻95用以产生调整信号RP。

[0168] 请参阅图3，其为本发明的斜坡电路250的实施例的电路图。如图所示，电流源256耦接电源VCC，以依据脉波宽度调变信号PWM的致能状态而对电容257充电。当脉波宽度调变信号PWM禁能时，脉波宽度调变信号PWM通过反相器251与晶体管252对电容257放电，因此，电容257即产生斜坡信号VSAW。比较器258的输入端接收临界电压VTH1，比较器258的另一输入端接收斜坡信号VSAW，一旦斜坡信号VSAW的电压值高于临界电压VTH1的电压值时，比较器258的输出端即产生最大工作周期信号MD，以禁能脉波宽度调变信号PWM，因此，即可限制脉波宽度调变信号PWM的最大导通时间。

[0169] 请参阅图4，其为本发明脉波信号产生器270的实施例的电路图。如图所示，脉波信号SP/SN为差动信号，正极性脉波信号SP/SN依据脉波宽度调变信号PWM之上升边缘所产生，负极性脉波信号SP/SN依据脉波宽度调变信号PWM的下降边缘与振荡信号PS2所产生。所以，脉波信号SP/SN为单击信号(one-shot signal)，脉波信号SP/SN的脉波宽度短于切换信号A、B、C、D的脉波宽度。电流源271耦接电源VCC与电容275，以对电容275充电。当脉波宽度调变信号PWM禁能时，脉波宽度调变信号PWM通过反相器272与晶体管273对电容275放电，电容275耦接反相器276的输入端，与门278的两输入端耦接反相器276的输出端以及接收脉波宽度调变信号PWM。

[0170] 复参阅图4，电流源281耦接电源VCC与电容285，以对电容285充电。当脉波宽度调变信号PWM致能时，脉波宽度调变信号PWM通过晶体管283对电容285放电，电容285耦接反相器286的输入端，与门288的两输入端分别耦接反相器286的输出端与反相器272的输出端。或门289的输入端耦接与门288的输出端并接收振荡信号PS2。与门278的输出端与或门289的输出端产生脉波信号SP/SN，电流源271与281的电流值与电容275与285的电容值决定脉波信号SP/SN的脉波宽度。

[0171] 请参阅图5，其为本发明振荡电路450的实施例的电路图。如图所示，振荡电路450产生振荡信号PS1、PS2与PS3。电流源451经过开关461耦接电容455，以对电容455充电。电流源453经过开关463、461耦接电容455，以对电容455充电，电流源451、453耦接电源VCC。另一电流源452耦接至接地端并经过开关462耦接电容455，以对电容455放电。因此，电容455产生锯齿信号。电容455更耦接比较器471、472、473与474，比较器471、472、
473与474分别具有临界电压VH、VL、VM1与VM2。与非门481与482形成SR栓锁器，其耦接比较器471与472的输出端，与非门481的输出端经过反相器483产生充电信号，充电信号用于控制开关461。反相器483的输出端耦接另一反相器484，以产生振荡信号PS1，振荡信号PS1控制开关462与与门495、496，与门495的输入端耦接比较器473的输出端，用于产生振荡信号PS2。此外，与门496的输入端耦接比较器474的输出端与截止控制信号SOFF，用于产生振荡信号PS3，截止控制信号SOFF更用于控制开关463。振荡信号PS1、PS2、PS3的频率会依据截止控制信号SOFF的致能(低准位作动)而降低。

[0172] 请参阅图6，其为本发明回授电路700的实施例的电路图。误差放大器包括运算放大器710、准位偏移晶体管715与电阻720、725。柔性启动电路包括电流源730、放电晶体管731、单位增益缓冲器735、反相器732与二极管736。电源管理电路包括比较器740、电容741、反相器742与正反器743。此外，一比较器738、上/下数计数器739与反相器744构成保护电路，以提供开回路保护。运算放大器710的两输入端分别接收参考电压VREF与回授信号FB，运算放大器710为转导放大器(trans-conductance amplifier)，运算放大器710的输出端COM耦接电容93，以用于回路补偿。单位增益缓冲器735经过二极管736控制运算放大器710的输出端COM，单位增益缓冲器735的输入端接收柔性启动信号SS，单位增益缓冲器735的另一输入端耦接单位增益缓冲器735的输出端。电流源730与电容96相配合，以用于产生柔性启动信号SS，电流源730耦接电源VCC。放电晶体管731耦接电容
96，放电晶体管731依据电源启动信号PSON并经过反相器732而对电容96放电，所以柔性启动电路会依据电源启动信号PSON产生柔性启动信号SS，电源启动信号PSON用于作为重置信号。准位偏移晶体管715与电阻720、725提供准位偏移并衰减运算放大器710的输出信号，电阻725产生误差信号VF，准位偏移晶体管715耦接于电源VCC。

[0173] 复参阅图6，临界信号VTH2耦接比较器740的正输入端，比较器740的负输入端接收误差信号VF，一旦误差信号VF的电压值低于临界信号VTH2的电压值时，比较器740的输出端会产生电源管理(power-management)信号，电源管理信号致能时，即表示功率转换器处于轻载状态。电容741耦接比较器740的输出端，用于消除弹跳(debounce)。电源管理信号致能时，正反器743依据振荡信号PS1于输出端Q产生轻载信号SLT。正反器742耦接于比较器740的输出端与正反器743的输入端D之间。轻载信号SLT更传送至与门745的输入端，以产生截止控制信号SOFF，与门745的另一输入端接收开回路信号SOPL，开回路信号SOPL为上/下数计数器739经由反相器744所产生，上/下数计数器739接收有电源启动信号PSON。比较器738的负输入端接收临界信号VTH3，比较器738的正输入端则接收误差信号VF。

[0174] 复参阅图6，一旦保护电路所接收的误差信号VF高于临界信号VTH3时，比较器738的输出端将会产生保护信号，保护信号的致能状态表示功率转换器的输出为过载状态或者短路状态。若保护信号被产生，上/下数计数器739延迟与消除弹跳后，则会产生开回路信号SOPL，此时与门745即会依据轻载信号SLT与保护信号产生截止控制信号SOFF。功率转换器处于轻载情形下，则会产生轻载信号SLT，而当功率转换器之回授为开回路时，则会产生保护信号。

[0175] 请一并参阅图1与图7，图7显示切换信号A、B、C、D的波形。如图7所示，T1阶段表示一旦切换信号A截止时，切换信号D会于延迟时间TD后导通，变压器10的一次侧绕组NP的漏电感LPL所产生的循环电流(circular current)将导通二极管36，而达到柔性切换导通切换晶体管35。漏电感LPL与切换晶体管20、30、35与25的寄生电容CJ形成谐振槽(resonant tank)，其谐振频率表示为如下列方程式(1)：

[0176]

[0177] 延迟时间TD用于达到柔性切换，延迟时间TD表示为如下列方程式(2)：

[0178] TD＝1/(4xFR)--------------------------(2)

[0179] 复参阅图7，切换信号C于T2阶段截止。于T3阶段，切换信号B在切换信号C截止时并经过另一延迟时间TD后导通，所以切换晶体管30于二极管31导通之后即可达到柔性切换。T5阶段表示切换信号B一旦截止时，切换信号C于经过延迟时间TD后导通，于切换该切换晶体管25导通之前，循环电流将会导通二极管26。切换信号D于T6阶段截止。于T7阶段，切换信号A于切换信号D截止时并延迟时间TD后导通，所以切换晶体管20于二极管21导通后可达到柔性切换。上述的延迟时间TD是用于产生相位偏移(phaseshift)，也就是说，切换信号A、B、C、D包括多个相位偏移，以达到柔性切换该些切换晶体管20、25、
30、35的目的。

[0180] 请参阅图8，其显示本发明的切换信号A、B、C、D与同步信号XPN/YPN(XP/XN及YP/YN)的波形。负极性同步信号XPN/YPN产生于切换信号A与B截止时，正极性同步信号XPN/YPN产生于切换信号A与B导通前，同步信号XPN/YPN之脉波宽度与切换信号A、B、C与D的延迟时间TD相关联。因此，延迟时间TD介于切换信号A、B、C、D与同步信号XPN/YPN之间。

[0181] 请参阅图9，其为本发明的一次侧切换电路40的实施例的电路图。如图所示，电阻410、411与电阻412、413提供偏压终端(bias termination)，以接收同步信号YP/YN。电阻410、412耦接电源VEE，电阻411、413耦接至接地端，电阻410串联电阻411，电阻412串联电阻413。同步信号YP/YN耦接比较器417与418，比较器417与418分别具有偏移电压
415与416，用于产生磁滞以进行比较。比较器417与418的输出端分别产生延迟时间信号DT2与DT3，延迟时间信号DT2与DT3分别传送至SR正反器440的输入端S、R。

[0182] 承接上述，SR正反器440、或门442、反相器441、最大工作周期电路(Maximum-duty circuit；MDC)650与比较器443构成信号产生器，以依据同步信号YP/YN在SR正反器440的输出端Q产生截止信号OFF，截止信号OFF用于截止切换信号A、B与改变切换信号A、B、C、D的状态。最大工作周期电路650用于依据同步信号YP/YN限制切换信号A、B的最大工作周期。SR正反器440的预设定输入端P受控于或门442的输出端的输出信号，或门442的两输入端分别耦接比较器443与最大工作周期电路650的输出端，而受控于比较器443与最大工作周期电路650的输出端。比较器443的负输入端接收过电流临界值VCS，而比较器443的正输入端则接收电流感测信号CS，一旦电流感测信号CS高于过电流临界值VCS时，SR正反器440则产生截止信号OFF。此外，SR正反器440的输出端Q经过反相器441产生启动信号ON并传输至最大工作周期电路650的输入端，最大工作周期电路650的输出端产生预设定信号PST并传输至或门442的输入端。若截止信号OFF禁能且超过最大工作周期电路650的最大导通时间周期时，预设定信号PST将预设定SR正反器440，以致能截止信号OFF。

[0183] 复参阅图9，截止信号OFF传送至T型正反器425，以用于除以2。T型正反器425的输出端Q与/Q耦接与门420与421的输入端，以分别产生切换信号A与B。与门420与421的另一输入端经过或非门436接收截止信号OFF，截止信号OFF的脉波宽度提供切换信号A、B的截止时间。比较器417产生的延迟时间信号DT2经过反相器432而致能D型正反器426与427，D型正反器426与427的输入端D分别耦接T型正反器425的输出端Q与/Q。D型正反器426的输出端Q产生切换信号C，D型正反器427的输出端Q产生切换信号D。
比较器418产生的延迟时间信号DT3经过反相器431与或门433而重置D型正反器426，反相器431耦接于比较器418的输出端与或门433的输入端之间，或门433的另一输入端耦接T型正反器425的输出端Q，并受控于T型正反器425的输出端Q，或门433的输出端耦接于D型正反器427的重置输入端R。延迟时间信号DT3更经过反相器431及或门435而重置D型正反器427，或门435的输入端耦接反相器431的输出端，或门435的另一输入端则耦接T型正反器425的输出端/Q，或门435的输出端耦接D型正反器427的重置输入端R。

[0184] 复参阅图9，定时器445耦接SR正反器440的输出端Q并接收截止信号OFF，以产生致能信号ENB。若截止信号OFF连续截止(截止切换信号A与B)而超过定时器445的终止周期时，定时器445即会产生致能信号ENB。电源启动信号PSON禁能时，同步信号YP/YN将会使得SR正反器440产生截止信号OFF，截止信号OFF将会截止切换信号A、B与截止致能信号ENB，在这之后，致能信号ENB将会关闭功因修正电路5(参阅图1)与功率转换器。

[0185] 请参阅图10，其显示切换信号A、B、C、D、截止信号OFF、延迟时间信号DT2、DT3。截止信号OFF为短脉波(short-pulse)信号，其提供切换信号A、B的短路防止时间(dead time)。当截止信号OFF致能时，延迟时间信号DT2即对应产生，延迟时间信号DT2禁能后，延迟时间信号DT3则产生。当截止信号OFF禁能时，延迟时间信号DT3则禁能。请参阅图
11，其为本发明的最大工作周期电路650的较佳实施例的电路图。如图所示，电流源660耦接于电源VEE与电容665，以对电容665充电，晶体管662耦接电容665，以对电容665放电。
启动信号ON经过反相器661控制晶体管662，启动信号ON更耦接与门685的输入端，与门
685的另一输入端耦接电容665。一旦启动信号ON致能时，与门685的输出端将在最大导通时间周期后产生预设定信号PST。最大导通时间周期决定于电流源660的电流值与电容
665的电容值。

[0186] 请参阅图12，其为本发明的同步开关50的电路图，其即表示图1所示的同步开关51、52的电路图。如图所示，同步开关50包括功率开关300、二极管350、360、56、电容57与控制电路500。功率开关300包括第一晶体管305与第二晶体管310。第一二极管350并联第一晶体管305，第二二极管360并联第二晶体管310，晶体管305与310背对背相串联。
晶体管305与310耦接于输入端K与输出端G之间，输入端K耦接于变压器10的二次侧(如图1所示)，输入端K用以做为整流端。输出端G耦接于功率转换器的输出端，且用以作为调整端。

[0187] 复参阅图13，控制电路500的第一输入端WP与第二输入端WN接收二次侧切换电路100(如图1所示)输出的脉波信号WP/WN，并分别于控制端S1、S2产生第一控制信号S1与第二控制信号S2，第一控制信号S1与第二控制信号S2分别用以导通/截止晶体管305与310。二极管56与电容57形成升压充电电路(charge-pump circuit)，以供应电源至控制电路500，电源VCC透过二极管56对电容57充电。控制电路500的电源端VDD与接地端GND并联电容57，控制电路500的接地端GND更耦接晶体管305、310的源极与接地端。

[0188] 请参阅图13，其为本发明的控制电路500的实施例的电路图。如图所示，控制电路500包括电阻511、521与513、523，其提供偏压终端，以用于接收脉波信号WP/WN，电阻511、
513耦接电源VDD，电阻521、523耦接至接地端，电阻511串联电阻521，电阻513串联电阻
523。脉波信号WP/WN输入比较器510与520，比较器510与520分别具有偏移电压515与
525，用于产生磁滞以进行比较。比较器530具有临界信号VTH，其耦接比较器530的正输入端，比较器530的负输入端耦接输入端K，比较器510的输出端经过反相器541与与门545致能D型正反器543，D型正反器543用于作为栓锁电路(latch circuit)，以接收脉波信号WP/WN，而依据脉波信号WP/WN的极性设定或重置该栓锁电路。反相器541耦接于比较器
510的输出端与与门545的输入端之间，与门545的另一输入端耦接比较器530的输出端，与门545的输出端耦接D型正反器543。

[0189] 承接上述，D型正反器543的输入端D耦接电源VDD，比较器520的输出端经过与门546控制D型正反器543的重置输入端R，D型正反器543的输出端Q与比较器530的输出端分别耦接与门547的两输入端，与门547的输出端产生第一控制信号S1，用于控制第一晶体管305(参阅图12)的导通/截止，所以第一晶体管305的导通/截止受控于D型正反器543的状态。

[0190] 复参阅图14，第一控制信号S1的最大导通时间受限于最大导通时间电路(Maximum-On-Time circuit；MOT circuit)655，第一控制信号S1耦接最大导通时间电路655，最大导通时间电路655于遮没时间(Blanking Time)后，依据第一控制信号S1的致能状态，而产生最大导通时间信号SM，最大导通时间信号SM经过反相器542输入至与门546的输入端，与门546的另一输入端接收电源启动重置信号RST，与门546的输出端耦接D型正反器543的重置输入端R，用于重置D型正反器543，所以第一控制信号S1的最大导通时间受限于最大导通时间电路655的遮没时间。一旦脉波信号WP/WN产生时，第一控制信号S1将截止第一晶体管305，其可表示为如下方程序(3)：

[0191] VWN-VWP＞V525----------------------------------(3)

[0192] 当以下所示的方程式(4)与(5)成立时，第一控制信号S1将会导通第一晶体管305，方程式(4)与(5)如下所示：

[0193] VWP-VWN＞V515----------------------------------(4)

[0194] VK＜VTH----------------------------------------(5)

[0195] 其中，VWP与VWN为脉波信号WP/WN的电压值；VK为输入端K的电压值；VTH为临界信号VTH的电压值；V515为偏移电压515的电压值；V525为偏移电压525的电压值。

[0196] 承接上述，一旦图12所示的第一二极管350导通时，输入端K的电压将会低于临界信号VTH的电压，第一晶体管305可仅导通于第一二极管350导通后，其同步变压器10(参阅图1)的切换与极性，以及达到第一晶体管305的柔性切换。或门548的输出端产生第二控制信号S2，用于切换第二晶体管310(参阅图12)的导通/截止，或门548的输入端接收第一控制信号S1，或门548的另一输入端耦接于单击信号产生器600，并受控于单击信号产生器600，单击信号产生器600的输入端IN耦接比较器510的输出端，所以第二控制信号S2依据脉波信号WP/WN所产生，此外第二控制信号S2的导通/截止关联于第一控制信号S1。

[0197] 请参阅图14，其为本发明的单击信号产生器600的实施例的电路图。如图所示，电流源610耦接电源VDD与电容615，以对电容615充电，晶体管612耦接电容615，以对电容615放电。输入信号传送至单击信号产生器600的输入端IN，并经过反相器611输入至晶体管612，以控制晶体管612，输入信号亦传送至与门625的输入端，与门625的另一输入端经过反相器620耦接电容615，与门625的输出端耦接单击信号产生器600的输出端OUT，而产生单击信号产生器600的输出信号。当单击信号产生器600的输入信号为逻辑低准位(logic-low)时，电容615即放电，且与门625的输出端的输出信号亦为逻辑低准位。当单击信号产生器600的输入信号变成为逻辑高准位(logic-high)时，电流源610将开始对电容615充电，与门625即会输出单击信号(one-shoot signal)，电流源610的电流值与电容
615的电容值决定该单击信号的脉波宽度。

[0198] 请参阅图15，其为本发明的最大导通时间电路655的实施例的电路图。如图所示，电流源860耦接电源VDD与电容865，以对电容865充电。晶体管862耦接电容865，以对电容865放电。第一控制信号S1经过反相器861而控制晶体管862，第一控制信号S1更输入至与门885的输入端，与门885的另一输入端耦接电容865，一旦第一控制信号S1致能时，与门885的输出端将会产生最大导通时间信号SM，以于遮没时间后禁能第一控制信号S1。电流源860的电流值与电容865的电容值决定该遮没时间的时间长度。

[0199] 请参阅图16，其为本发明的线性估测电路750的实施例的电路图。当功率转换器运作于非连续电流模式时，线性估测电路750用以截止返驰式开关70(参阅图1)，截止返驰式开关70将避免于非连续电流模式期间逆向电流从输出电容85(参阅图1)流至返驰式开关70。电流源751经过开关752耦接电容770，以对电容770充电，电流源751耦接电源VCC，开关752耦接于电流源751与电容770之间。放电电流经过开关753对电容770放电。脉波宽度调变信号PWM控制开关752，且脉波宽度调变信号PWM更经过反相器754控制开关753。电压电流转换器包括运算放大器760、电阻95与晶体管761、762、763、765与766，运算放大器760的输入端接收调整信号RP，用于使晶体管766产生放电电流，调整信号RP依据参考电压VR2与电阻95的电阻值所产生，运算放大器760的另一输入端接收参考电压VR2，运算放大器760的一输出端与输入端耦接晶体管761，晶体管762、763形成电流镜并耦接晶体管761，晶体管765、766形成另一电流镜并耦接晶体管763，以产生放电电流。

[0200] 脉波宽度调变信号PWM致能时，会使电容770充电，并于脉波宽度调变信号PWM禁能时放电。此外，脉波信号SP经过晶体管772对电容770放电，晶体管772耦接电容770并接收脉波信号SP，因此，线性估测信号产生于电容770。脉波信号SN经过反相器774致能D型正反器775，反相器774耦接于脉波信号SN与D型正反器775之间。脉波宽度调变信号PWM禁能时，脉波宽度调变信号PWM与D型正反器775的输出信号致能与门779，以产生驱动信号SB。

[0201] 复参阅图16，反相器756耦接于脉波宽度调变信号PWM与与门779的输入端之间，D型正反器775的输出端Q耦接与门779的另一输入端，D型正反器775的输入端D耦接电源VCC，D型正反器775的重置输入端R耦接比较器773的输出端。临界电压VTH4耦接于比较器773的负输入端，比较器773的正输入端耦接电容770，以接收该线性估测信号。当线性估测信号低于临界电压VTH4时，比较器773将重置D型正反器775，以禁能驱动信号SB，所以驱动信号SB依据调整信号RP与脉波宽度调变信号PWM的脉波宽度所产生。当功率转换器运作于边界模式时，图1所示的电感80的磁化通量ΦC(magnetized flux)等于本身的消磁通量(demagnetized flux)ΦD，边界模式意指功率转换器运作于连续电流模式与非连续电流模式之间。其方程式如下所示：

[0202] ΦC＝ΦD---------------------------------------(6)

[0203]

[0204]

[0205]

[0206] TDISCHARGE＝K×TCHARGE-------------------------(10)

[0207] 其中，B为磁通密度；Ae为电感80的截面积；NS/NP为变压器10的圈数比；磁化时间(TCHARGE)相等于脉波宽度调变信号PWM的脉波宽度；电感80的消磁时间(TDISCHARGE)表示功率转换器的边界状态。

[0208] 承接上述，电感80的消磁时间TDISCHARGE可依据上述方程式(9)求得，其也表示可依据输入电压VIN(参阅图1)、输出电压VO(参阅图1)与磁化时间TCHARGE(脉波宽度调变信号PWM的脉波宽度)估测消磁时间TDISCHARGE。若输入电压VIN与输出电压VO可设为固定值，则可依据上述方程式(10)估测出消磁时间TDISCHARGE，其中方程式(10)中的K值可由调整信号RP来调整，所以驱动信号SB的导通时间系依据方程式(10)所示的消磁时间TDISHARGE所产生。请参阅图17，其显示本发明的切换信号A、B、C、D、同步信号XPN/YPN、脉波信号SPN/WPN(SP/SN与WP/WN)、第一控制信号S1与驱动信号SB的波形。功率转换器运作于非连续电流模式(电感80完全消磁)之前，驱动信号SB为禁能状态。

[0209] 请参阅图18，其为本发明具同步调整电路的离线式功率转换器的另一较佳实施例，此实施例的大多数电路与上述图1实施例的电路相同，在此不再赘述，此实施例与图1实施例的差异在于此实施例包括脉波变压器(pulsetransformer)47，其用以作为隔离装置。

[0210] 本发明实为具有新颖性、进步性及可供产业利用者，应符合我国专利法所规定的专利申请要件无疑，爰依法提出发明专利申请，祈贵局早日赐准专利，至感为祷。

[0211] 以上所述，仅为本发明的一个较佳实施例而已，并非用来限定本发明实施的范围，凡依本发明权利要求范围所述的形状、构造、特征及精神所为的均等变化与修饰，均应包括于本发明的权利要求范围内。