电机控制装置及压缩机

摘要

一种电机控制装置，对驱动负载转矩周期性变动的负载的电机执行矢量控制，具备：推定或检测电机速度的电机速度导出机构；按照所述电机速度跟踪从外部赋予的电机速度指令值的方式，生成转矩电流指令值的速度控制机构；接收对应所述负载转矩的变动而变动的控制值，通过强调所述控制值的周期性变动成分，来生成转矩电流修正值的共振型滤波器；通过将所述转矩电流修正值与所述转矩电流指令值叠加，生成叠加转矩电流指令值的转矩电流修正机构；和通过根据所述叠加转矩电流指令值控制所述共振型滤波器，对所述转矩电流修正值的相位进行调整的调整机构；并且，根据所述叠加转矩电流指令值执行所述矢量控制。

权利要求

1.一种电机控制装置，对驱动负载转矩周期性变动的负载的电机执行矢量控制，具备：推定或检测电机速度的电机速度导出机构；

按照所述电机速度跟踪从外部赋予的电机速度指令值的方式，生成转矩电流指令值的速度控制机构；

接收对应所述负载转矩的变动而变动的控制值，通过强调所述控制值的周期性变动成分，来生成转矩电流修正值的共振型滤波器；

通过将所述转矩电流修正值与所述转矩电流指令值叠加，生成叠加转矩电流指令值的转矩电流修正机构；和通过根据模式选择信息而控制所述共振型滤波器，来对所述转矩电流修正值的相位进行调整的调整机构，其中，所述模式选择信息表示以多个控制模式内的哪个控制模式来控制所述电机；

根据所述叠加转矩电流指令值执行所述矢量控制。

2.根据权利要求1所述的电机控制装置，其特征在于，所述调整机构根据所述叠加转矩电流指令值控制所述共振型滤波器，来对所述转矩电流修正值的相位进行调整。

3.根据权利要求2所述的电机控制装置，其特征在于，所述控制值是所述电机速度与所述电机速度指令值之差、或所述转矩电流指令值。

4.根据权利要求2所述的电机控制装置，其特征在于，在将与设置于所述电机的转子的永久磁铁所形成的磁通朝向平行的轴设为d轴，与d轴对应的控制上的推定轴设为γ轴时，该电机控制装置具备：根据提供给所述电机的电机电流，来推定所述d轴与所述γ轴的轴误差及所述电机速度的推定机构，所述控制值是所述轴误差或与所述轴误差的变动同步变动的值。

5.根据权利要求2所述的电机控制装置，其特征在于，所述调整机构根据所述叠加转矩电流指令值的变动幅度来调整所述转矩电流修正值的相位。

6.根据权利要求2所述的电机控制装置，其特征在于，所述调整机构从所述叠加转矩电流指令值提取出所述负载转矩的变动的频率成分，根据该频率成分的振幅，调整所述转矩电流修正值的相位。

7.一种电机驱动系统，具备：电机；驱动所述电机的逆变器；和借助逆变器执行对所述电机的矢量控制的权利要求1所述的电机控制装置。

8.一种压缩机，将权利要求7所记载的电机驱动系统中具备的电机的旋转力作为驱动源。

9.一种电机驱动系统，具备：电机；驱动所述电机的逆变器；和借助逆变器执行对所述电机的矢量控制的权利要求2所述的电机控制装置。

10.一种压缩机，将权利要求9所记载的电机驱动系统中具备的电机的旋转力作为驱动源。

说明书

电机控制装置及压缩机

技术领域

[0001] 本发明涉及控制电机的电机控制装置，尤其涉及一种针对驱动负载转矩周期性变动的负载的电机而执行转矩控制的电机控制装置。而且，本发明还涉及一种压缩机。

背景技术

[0002] 电机的负载要素总是伴随着周期性的负载变动。空气调和机等中使用的压缩机，是包括该负载要素的代表例。在空气调和机所使用的密闭型压缩机中，吸入、压缩、喷出各行程间的制冷剂气压变化作用于负载转矩是公知的。基于该制冷剂气压的负载转矩与压缩机的旋转同步变动，伴随于此，压缩机的转速周期性变动也是公知的。这种压缩机的转速的周期变动不仅使压缩机自身产生振动，而且还成为噪声的原因。

[0003] 为了解决这种起因于负载变动的振动和噪声，提出了各种方案。例如在某种方案(以下称为现有方案1)中，推定负载装置所产生的转矩的变动成分，在对其进行补偿的转矩控制中，以限定值抑制对变动成分进行修正的电流成分(例如特开2006-180605号公报)。

[0004] 另外，例如在其他的现有方案(以下称为现有方案2)中，从推定电机速度与电机速度指令值的偏差等中提取出转矩变动成分，利用提取出的转矩变动成分来降低振动(特开2006-191737号公报)。

[0005] 降低设备的振动与噪声是重要的课题，但另一方面，降低对电机进行驱动的系统的消耗电力也是重要的课题。

[0006] 当假设想要在现有方案1中实现消耗电力的降低时，需要一边改变上述限定值一边逐次测定消耗电力，根据该测定结果事先决定最佳的限定值。这种为了导出参数(限定值)的调整作业很烦杂。另外，在对应于现有方案2的特开2006-191737号公报中，没有公开用于降低消耗电力的技术。

发明内容

[0007] 鉴于此，本发明的目的在于，提供一种能够对消耗电力的降低及/或因负载转矩变动引起的振动等的抑制作出贡献的电机控制装置、电机驱动系统及压缩机。

[0008] 本发明的电机控制装置，对驱动负载转矩周期性变动的负载的电机执行矢量控制，具备：推定或检测电机速度的电机速度导出机构；按照所述电机速度跟踪从外部赋予的电机速度指令值的方式，生成转矩电流指令值的速度控制机构；接收对应所述负载转矩的变动而变动的控制值，通过强调所述控制值的周期性变动成分，来生成转矩电流修正值的共振型滤波器；通过将所述转矩电流修正值与所述转矩电流指令值叠加，生成叠加转矩电流指令值的转矩电流修正机构；和通过根据所述叠加转矩电流指令值控制所述共振型滤波器，对所述转矩电流修正值的相位进行调整的调整机构；另外，根据所述叠加转矩电流指令值执行所述矢量控制。

[0009] 由此，能够不需要繁杂的调整作业地实现消耗电力的降低，并且，还能够抑制振动与噪音。

[0010] 具体而言，例如所述控制值是所述电机速度与所述电机速度指令值之差、或所述转矩电流指令值。

[0011] 而且，例如具备：在将与设置于所述电机的转子的永久磁铁所形成的磁通朝向平行的轴设为d轴，与d轴对应的控制上的推定走设为γ轴时，该电机控制装置根据提供给所述电机的电机电流，来推定所述d轴与所述γ轴的轴误差及所述电机速度的推定机构，所述控制值是所述轴误差或与所述轴误差的变动同步变动的值。

[0012] 另外，具体而言，例如所述调整机构根据所述叠加转矩电流指令值的变动幅度来调整所述转矩电流修正值的相位。

[0013] 而且，例如所述调整机构在所述变动幅度减小的方向上调整所述转矩电流修正值的相位。

[0014] 并且，例如所述调整机构从所述叠加转矩电流指令值提取出所述负载转矩的变动的频率成分，根据该频率成分的振幅，调整所述转矩电流修正值的相位。

[0015] 另外，例如所述调整机构在所述频率成分的振幅减小的方向上，调整所述转矩电流修正值的相位。

[0016] 此外，本发明的其他电机控制装置，是对驱动负载转矩周期性变动的负载的电机执行矢量控制的电机控制装置，具备：推定或检测电机速度的电机速度导出机构；按照所述电机速度跟踪从外部赋予的电机速度指令值的方式，生成转矩电流指令值的速度控制机构；接收对应所述负载转矩的变动而变动的控制值，通过强调所述控制值的周期性变动成分，来生成转矩电流修正值的共振型滤波器；通过将所述转矩电流修正值与所述转矩电流指令值叠加，生成叠加转矩电流指令值的转矩电流修正机构；和通过根据模式选择信息来控制所述共振型滤波器，来对所述转矩电流修正值的相位进行调整的调整机构，其中，所述模式选择信息表示以多个控制模式内的哪个控制模式来控制所述电机；根据所述叠加转矩电流指令值执行所述矢量控制。

[0017] 由此，可以根据用户的希望，优先降低消耗电力、或优先抑制振动。

[0018] 而且，本发明的电机驱动系统具备：电机；驱动所述电机的逆变器；和借助逆变器执行对所述电机的矢量控制的上述任意一个电机控制装置。

[0019] 并且，本发明的压缩机将上述电机驱动系统中具备的电机的旋转力作为驱动源。

[0020] 根据本发明，可提供能够对消耗电力的降低及/或因负载转矩变动引起的振动等的抑制作出贡献的电机控制装置、电机驱动系统及压缩机。

[0021] 本发明的意义及效果，可通过以下所示的实施方式的说明而更加明了。其中，以下的实施方式只是本发明的一个实施方式而已，本发明与各构成要件的用语含义不限定于以下实施方式所记载的内容。

附图说明

[0022] 图1是本发明的实施方式所涉及的电机驱动系统的概略框图。

[0023] 图2是图1的电机的分析模式图。

[0024] 图3是本发明的第一实施例所涉及的电机驱动系统的详细框图。

[0025] 图4是图3的位置·速度推定器的内部框图。

[0026] 图5是表示本发明的第一实施例涉及的、负载转矩的电流换算值、δ轴电流指令值、负载转矩的电流换算值与δ轴电流指令值的误差及δ轴电流修正值的波形的图。

[0027] 图6(a)是表示图3的共振型滤波器的增益特性的图，图6(b)表示图3的共振型滤波器的相位特性的图。

[0028] 图7是表示使图3的共振型滤波器的相位特性各式各样变化时的、(iδ*+iδc)的变*动幅度、(iδ+iδc)的一次成分的振幅及消耗电力的增减量的测定结果的图。

[0029] 图8是表示被输入到图3的相位控制部的(iδ*+iδc)的FFT分析结果的图。

[0030] 图9是表示被输入到图3的相位控制部的(iδ*+iδc)的FFT分析结果的图，是图8的一部分放大后的图。

[0031] 图10是表示用于使被输入到图3的相位控制部的(iδ*+iδc)的变动幅度最小化的处理步骤的流程图。

[0032] 图11是本发明第二实施例的电机驱动系统的详细框图。

[0033] 图12是本发明第三实施例的电机驱动系统的详细框图。

[0034] 图13是被本发明的电机驱动系统驱动的压缩机的外观图。

[0035] 图14是表示本发明的第七实施例涉及的、电机驱动系统中的消耗电力的增减量的增益依赖性的实验结果。

[0036] 图15是表示本发明的第七实施例涉及的、电机驱动系统中的速度变动降低率的相位超前量依赖性的实验结果。

[0037] 图16是表示本发明的第七实施例所涉及的、共振型滤波器的输出信号的振幅与电机驱动系统的消耗电力的关系的模拟结果。

[0038] 图17是表示本发明的第七实施例所涉及的、共振型滤波器的输出信号的相位与电机驱动系统的消耗电力的关系的模拟结果。

[0039] 图18是表示本发明的第七实施例所涉及的、(iδ*+iδc)的波形的增益依赖性的模拟结果。

[0040] 图19是表示本发明的第七实施例所涉及的、(iδ*+iδc)的波形的相位超前量依赖性的实验结果。

[0041] 图20是表示本发明的第七实施例所涉及的、电机驱动系统的消耗电力的相位及增益依赖性的图。

具体实施方式

[0042] 下面，参照附图对本发明的实施方式进行具体说明。在参照的各附图中，对相同的部分赋予同一符号，原则上省略与同一部分相关的重复说明。然后对第一～第八实施例进行说明，但首先针对各实施例共通的事项或被各实施例参照的事项进行说明。

[0043] 图1是本发明的实施方式所涉及的电机驱动系统的概略框图。图1的电机驱动系统具备：电机1、PWM(Pulse Width Modulation)逆变器2、和电机控制装置3。

[0044] 电机1是三相永磁同步电机，具有：具备永久磁铁的转子(未图示)和具备三相份的电枢绕组的定子(未图示)。

[0045] PWM逆变器(以下简单称为逆变器)2根据电机1的转子位置向电机1供给由U相、V相及W相构成的三相交流电压。将对该电机1施加的整体的电压称为电机电压(电枢电压)Va。将从逆变器2向电机1供给的整体的电流称为电机电流(电枢电流)Ia。

[0046] 电机控制装置3一边参照检测到的电机电流Ia等，一边向逆变器电路2赋予用于实现所希望的转矩控制的PWM信号。

[0047] 图2是电机1的分析模式图。在以下的说明中，电枢绕组是指设置于电机1的绕组。图2中，表示了U相、V相、W相的电枢绕组固定轴。1a是设置于电机1的转子的永久磁铁。在以与永久磁铁1a形成的磁通的转速相同的速度旋转的旋转坐标系中，将永久磁铁1a形成的磁通的方向取为d轴，将与d轴对应的控制上的旋转轴取作γ轴。而且，虽然未图示，但在从d轴以电气角超前了90度的相位取q轴，在从γ轴以电气角超前了90度的相位取δ轴。与实轴对应的旋转坐标系是将d轴和q轴选为坐标轴的坐标系，将其坐标轴称为dq轴。控制上的旋转坐标轴是将γ轴和δ选作坐标轴的坐标系，将其坐标轴称为γδ轴。

[0048] dq轴旋转，以ω表示其转速。γδ轴也旋转，以ωe表示其转速。而且，在dq轴中，利用θ表示从U相的电枢绕组固定轴观察的d轴的角度(相位)。同样，在γδ轴中，利用θe表示从U相的电枢绕组固定轴观察的γ轴的角度(相位)。利用θ及θe表示的角度是电气角的角度，它们一般还被称作转子位置或磁极位置。由ω及ωe表示的转速是电气角的角速度。

[0049] 以下，将θ或θe称为转子位置，将ω或ωe称为电机速度。如后述的第一实施例等那样，在通过推定导出转子位置及电机速度的情况下，可以将γ轴及δ轴称为控制上的推定轴。

[0050] 电机控制装置3基本上按照θ与θe相同的方式进行转矩控制。其中，还会有意识地将θ和θe错位。在θ与θe一致时，d轴及q轴分别与γ轴及δ轴一致。

[0051] 在以下的记述中，分别通过γ轴电压vγ及δ轴电压vδ表示电机电压Va的γ轴成分及δ轴成分，分别通过γ轴电流iγ及δ轴电流iδ表示电机电流Ia的γ轴成分及δ轴成分。

[0052] 表示γ轴电压vγ及δ轴电压vδ的目标值的电压指令值，分别由γ轴电压指令* *值vγ 及δ轴电压指令值vδ 表示。表示γ轴电流iγ及δ轴电流iδ表的目标值的电* *
流指令值，分别由γ轴电流指令值iγ 及δ轴电流指令值iδ 表示。Vγ还被称作称为vγ* *
的目标的目标γ轴电压，vδ 还被称为称为vδ的目标的目标δ轴电压。Iγ 还被称为称*
为iγ的目标的目标γ轴电流，iδ 还被称为称为iδ的目标的目标δ轴电流。

[0053] 电机控制装置3按照γ轴电压vγ及δ轴电压vδ的值分别追踪γ轴电压指令* *值vγ 及δ轴电压指令值vδ 的方式，且γ轴电流iγ及δ轴电流iδ的值分别追踪γ轴* *
电流指令值iγ 及δ轴电流指令值iδ 的方式，进行转矩控制。

[0054] 电机电压Va的U相成分、V相成分及W相成分，由U相电压指令值vu*、V相电压指* *令值vv 及W相电压指令值vw 构成的三相电压指令值表示。

[0055] 而且，在以下的记述中，Ra是电机电阻(电机1的电枢绕组的电阻值)，Ld、Lq分别是d轴电感(电机1的电枢绕组的电感的d轴成分)、q轴电感(电机1的电枢绕组的电感的q轴成分)。另外，Ra、Ld及Lq是电机驱动系统制造时决定的值，它们的值可以在电机控制装置3的运算中使用。

[0056] 其中，在本说明书中为了简化记述，有时仅通过记号(iγ等)的表述表示了与该记号对应的状态量等。即，在本说明书中，例如“iγ”与“γ轴电流iγ”表示相同内容。而且，表示状态量的电流、电压、速度等用语，原则上表示了该状态量的值。即，例如γ轴电流iγ意味着γ轴电流的电流值(其中，也表示为γ轴电流iγ的值等)。

[0057] 电机1对负载转矩周期性变动的负载进行旋转驱动。该负载例如是压缩机(参照图13)、洗衣机或干燥机(未图示)等所具备的负载要素。压缩机被应用在空气调和机等中。在压缩机中，周期性执行的吸入、压缩、喷出各行程的制冷剂气压变化作用于负载转矩，由此，使得负载转矩周期性变动。

[0058] 洗衣机或干燥机具体例如是滚筒式洗衣机或滚筒式干燥机。滚筒式洗衣机中，收纳洗涤物的滚筒以不与铅垂线平行的轴为旋转轴进行旋转(即，沿纵或斜方向旋转)，通过将洗涤物提起、落下来进行敲打洗涤。在将该滚筒设为电机1的负载的情况下，提起洗涤物时负载转矩变得比较大，除此之外时负载转矩比较小，因此，负载转矩周期性变动。对于滚筒式干燥机也同样。

[0059] 《第一实施例》

[0060] 首先，对本发明的第一实施例进行说明。图3是第一实施例的电机驱动系统的详细框图。图3的电机驱动系统具备：图1所示的电机1及逆变器2、作为图1的电机控制装置3发挥功能的电机控制装置3a、和相电流传感器11。电机控制装置3a包括以符号12～20及30～32进行参照的各部位而构成。还可以考虑在电机控制装置3a内含有相电流传感器11。电机控制装置3a内的各部位能够自由利用在电机控制装置3a内生成的各值。

[0061] 形成本实施例及后述的各实施例的电机驱动系统的各部位，对以规定的更新周期* * * * * * *由自身算出(或检测)并输出的指令值(包括iγ、iδ、vγ、vδ、vu、vv 及vw)、状态量(包括iu、iv、iγ、iδ、θe及ωe)或δ轴电流修正值iδc进行更新。

[0062] 相电流传感器11对从逆变器2向电机1供给的电机电流Ia的固定轴分量即U相电流iu及V相电流iv进行检测。其中，对于W相电流iw而言，可以根据关系式“iw＝-iu-iv”算出。iu、iv及iw是电机1的定子中的U相电枢绕组的电流、V相电枢绕组的电流及W相电枢绕组的电流。

[0063] 坐标变换器12通过根据转子位置θe将U相电流iu及V相电流iv坐标变换到γδ轴上，从而计算并输出γ轴电流iγ及δ轴电流iδ。在第一实施例中，转子位置θe可由位置速度推定器20算出。

[0064] 减法器19参照电机速度ωe、和来自在电机控制装置3a的外部设置的电机速度指* *令值发生部(未图示)的电机速度指令值ω，算出两者间的速度偏差(ω-ωe)。第一实施例中，电机速度ωe可以由位置速度推定器20算出。

[0065] 速度控制部17通过利用比例积分控制等，按照速度偏差(ω*-ωe)收敛为零的方*式计算并输出δ轴电流指令值iδ。加法器31将来自共振型滤波器30的δ电流修正值* *
iδc与来自速度控制部17的iδ 相加，并将其加法运算值(iδ+iδc)输出到减法器13。而* * *
且，还将加法运算值(iδ+iδc)发送给相位控制部32。原本，iδ 成为iδ的目标值，但iδ*
被共振型滤波器30及加法器31修正，实际上修正后的值(iδ+iδc)成为iδ的目标值。针对共振型滤波器30及相位控制部32的动作将在后面叙述。

[0066] 磁通控制部16决定γ轴电流指令值iγ*，向减法器14输出。iγ*可以根据由电机驱动系统执行的转矩控制的种类和电机速度，而采取各种的值。本实施例中，由于推定dq*轴，所以，在进行用于将d轴电流设定为零的控制时，iγ ＝0。另外，在进行最大转矩控制*
或弱磁通控制的情况下，设iγ 为与电机速度ωe对应的负的值。电机控制装置3a的作为*
特征部位的共振型滤波器30及相位控制部32的动作不依赖于iγ 的值。在以下的说明中，*
处理iγ ＝0的情况。

[0067] 减法器14从由磁通控制部16输出的γ轴电流指令值iγ*减去由坐标变换器12输* *出的γ轴电流iγ，算出电流误差(iγ-iγ)。减法器13从由加法器31输出的值(iδ+iδc)*
减去由坐标变换器12输出的δ轴电流iδ，算出电流误差(iδ+iδc-iδ)。

[0068] 电流控制部15利用比例积分控制等进行电流反馈控制，以使电流误差(iγ*-iγ)*及(iδ+iδc-iδ)都收敛为零。此时，利用用于排除γ轴与δ轴之间的干涉的非干涉控制，* * * *
算出γ轴电压指令值vγ 及δ轴电压指令值vδ，以使(iγ-iγ)及(iδ+iδc-iδ)都收敛* *
为零。其中，每当算出vγ 及vδ 时，都可以参照ωe或iγ及iδ。

[0069] 坐标变换器18通过根据从位置速度推定器20输出的转子位置θe，将从电流控* *制部15赋予的vγ 及vδ 坐标变换到三相的固定坐标轴上，来计算并输出三相电压指令值* * *
(vu、vv 及vw)。

[0070] 未图示的PWM变换部根据三相电压指令值(vu*、vv*及vw*)，制作被脉冲宽度调制的PWM信号。逆变器2向电极1供给与该PWM信号对应的电机电流Ia，驱动电机1。更具体而言，逆变器2具备三相份的半桥电路和驱动器(未图示)，通过驱动器根据PWM信号对各半桥电路中的开关元件进行接通/断开控制，向电极1供给与三相电压指令值对应的电机电流Ia。另外，虽然PWM变换部被设置在电机控制部3a内，但也可以考虑将其设置到逆变器2内。

[0071] 位置速度推定器20通过利用来自坐标变换器12的iγ及iδ和来自电流控制部* *15的vγ 及vδ 中的全部或一部分，进行比例积分控制等，按照d轴与γ轴之间的轴误差Δθ(参照图2，Δθ＝θ-θe)收敛为零的方式，推定出转子位置θe及电机速度ωe。作为转子位置θe及电机速度ωe的推定方法，以往就提出了各种方案，位置速度推定器20能够采用公知的任意方案。

[0072] 图4表示位置速度推定器20的内部框图的一个例子。图4的位置速度推定器20* *具备以符号21～23进行参照的各部位。轴误差推定部21根据iγ、iδ、vγ 及vδ 算出轴误差Δθ。例如，利用日本特许第3411878号公报所公开的下述公式(1)，算出轴误差Δθ。
比例积分运算器22为了实现PLL(Phase Locked Loop)控制，通过进行比例积分控制，按照轴误差推定部21算出的轴误差Δθ收敛为零的方式算出电机速度ωe。积分器23对电机速度ωe进行积分，算出转子位置θe。算出的θe及ωe被赋予给需要该值的电机控制装置3a内的各部位。

[0073]

[0074] 综上所述，本实施方式中设想了电机1对负载转矩周期性变动的负载进行旋转驱动的情况。该情况下，因负载转矩的变动，iδ*偏离理想值，但共振型滤波器30及加法器31朝向抑制该偏离的方向发挥作用。

[0075] 参照图5等，对该抑制的原理进行说明。图5中，横轴表示电气角的电流的相位，纵轴表示电流值。电机1稳定旋转时，由于电流的相位与时间经过一同变化，所以，图5的横轴也与时间对应。图5中，曲线201表示负载转矩的电流换算值(电流成分)，曲线202*表示由速度控制部17算出的δ轴电流指令值iδ，曲线203表示由曲线201表示的负载转*
矩的电流换算值与由曲线202表示的δ轴电流指令值iδ 的误差波形。曲线204表示了使由曲线203表示的误差波形的极性反转后的波形，并且，表示了由共振型滤波器30算出的δ轴电流修正值iδc的波形。

[0076] 为了使电机1产生与负载转矩一致的转矩，只要流动与负载转矩的电流换算值相当的δ轴电流iδ即可。在考虑没有δ轴电流修正值iδc的情况下，如果负载转矩的电流*换算值与iδ 完全一致，则可以降低因负载转矩变动引起的速度变动，实现振动及噪声的降低。

[0077] 但实际上由于会发生控制系统的延迟，所以，δ轴电流指令值iδ*会比真正应该算出的值(负载转矩的电流换算值)延迟。因此，本实施例中，将与曲线204对应的δ轴* *电流修正值iδc和iδ 叠加，使(iδ+iδc)与负载转矩的电流换算值一致。为了实现该一致，需要对iδc的相位和振幅进行最佳化。本实施例中，在该相位最佳化用的调整中利用了相位控制部32(图3)。针对相位控制部32的功能将在后面叙述，首先对共振型滤波器30的功能进行说明。

[0078] 共振型滤波器30接收减法器19的减法运算结果(ω*-ωe)作为输入信号，从该输入信号提取出因负载转矩变动而引起的周期性变动成分。然后，输出提取出的变动成分作为iδc。共振型滤波器30的传递函数HA(s)由下述公式(2)(或后述的公式(3)表示)。

[0079] HA(s)＝(bo+b1s)/(s2+2ζωrs+ωr2)…(2)

[0080] 其中，bo是增益系数，b1是相位调整量，ζ是衰减系数，ωr是固有角频率。另外，s是拉普拉斯运算符。理想的情况下，共振型滤波器30仅提取输出输入信号的ωr的频率成分。

[0081] 图6(a)表示共振型滤波器30的增益特性。共振型滤波器30以与增益系数bo对应的程度，放大(强调)输出输入信号中的固有角频率ωr的成分，另一方面，极力使ωr以外的频率成分不包含在输出信号中。图6(b)表示共振型滤波器30的相位特性。共振型滤波器30使固有角频率ωr的成分的相位超前90°以上，使比固有角频率ωr低的频率成分超前180°。共振型滤波器30中的固有角频率ωr的成分的相位超前量能够被调整。频率比固有角频率ωr高的成分的相位，在共振型滤波器30的输入输出信号间是相同的。

[0082] 固有角频率ωr被设定为与电机1的负载的周期性负载转矩变动的角频率相等*(或尽量相等)。该固有角频率ωr的值，对应电机速度指令值ω 或电机速度ωe的值变化。其原因在于，负载转矩变动的周期根据电机1的转速而变化。在电机驱动系统的设计*
时，预先规定了如何根据电机速度指令值ω 或电机速度ωe的值设定固有角频率ωr。例*
如，预先对电机控制装置3a赋予用于根据ω 或ωe来决定ωr的表数据。

[0083] 衰减系数ζ是决定共振型滤波器30的共振程度(共振特性)的值，能够设定为0≤ζ＜1的任意值。例如，设ζ＝0.01或ζ＝0.1。衰减系数ζ可以在电机驱动系统设计时预先决定。

[0084] 相位调整量b1是用于对δ轴电流修正值iδc的相位进行调整的值，通过变更该调整量，图5的曲线204会向左右方向移动。

[0085] 共振型滤波器30的增益、即共振型滤波器30的输入信号相对固有角频率ωr的成分的强调程度，由增益系数bo决定。更具体而言，在b1＝0的情况下，通过变更上述公式(2)中的bo，可以变更共振型滤波器30的增益。在b1≠0的情况下，通过将上述公式(2)变形为下述公式(3)，并变更公式(3)中的bo，可以变更共振型滤波器30的增益。增益系数*bo的值对应电机速度指令值ω 或电机速度ωe的值变化。在电机驱动系统设计时，预先规*
定了如何对应电机速度指令值ω 或电机速度ωe的值设定增益系数bo。例如，可预先对电*
机控制装置3a赋予用于根据ω 或ωe来决定bo的表数据。

[0086] HA(s)＝bo(1+b1s/bo)/(s2+2ζωrs+ωr2)…(3)

[0087] 图7表示了使共振型滤波器30的相位特性各种各样变化时的、(iδ*+iδc)的变动*幅度、(iδ+iδc)的一次成分的振幅及消耗电力的增减量的测定结果(实验结果)。共振型滤波器30一边在90°～180°的范围内使输入信号中的固有角频率ωr的成分的相位超前，一边放大输出该成分。图7中，纵轴表示了基于共振型滤波器30的、与该ωr的成分对应的相位超前量。图7的横轴的左端及右端分别对应于80°及180°。与折线221及222对应的纵轴表示电流值，与折线223对应的纵轴表示消耗电力的增减量。以下，在单纯说到相位超前量的情况下，是指基于共振型滤波器(本实施方式中为共振型滤波器30)的、与ωr的成分对应的相位超前量。而且，在单纯说到增益的情况下，是指共振型滤波器(本实施方式中为共振型滤波器30)的增益。另外，在单纯说到消耗电力的情况下，是指本实施方式的电机驱动系统的消耗电力。

[0088] 在与图7对应的实验中，通过使相位调整量b1变化，以8阶段改变了相位超前量(即，使δ轴电流修正值iδc的相位8阶段变化)。将该8阶段的相位超前量按从小到大的顺序设为P1、P2、P3、P4、P5、P6、P7及P8。如果在其他条件固定不变时确定相位调整量b1，则能够唯一确定相位超前量。其中，P1、P2、P3、P4、P5、P6、P7及P8分别大约是90°、100°、120°、145°、160°、170°、172°及175°。

[0089] 折线221是表示(iδ*+iδc)的变动幅度的相位超前依存性的实验结果。(iδ*+iδc)*的变动幅度是电机1以机械角旋转一次的期间内的(iδ+iδc)的最大值与最小值之差(其*
中，设该差为正值)。折线222是表示(iδ+iδc)的一次成分的振幅的相位超前量依存性的* *
实验结果。(iδ+iδc)的一次成分的振幅是(iδ+iδc)的ωr的频率成分的振幅。折线223是表示以增益为零(即，bo＝0)时的消耗电力为基准的、消耗电力的增减量的相位超前量依存性的实验结果。将增益设为零等于共振型滤波器30不存在。其中，在进行与折线221～*
223对应的实验时，相位超前量以外的条件(bo或ω 等)被固定为恒定值。

[0090] 根据图7可知，随着使相位超前量从90°朝向180°增加，基本上(iδ*+iδc)的变*动幅度及(iδ+iδc)的一次成分的振幅逐渐减少。但是，当相位超前量处于P5～P8的范围内时，它们大致一定。

[0091] 消耗电力的增减量也同样动作。即，随着相位超前量从90°朝向180°增加，消耗电力基本上逐渐减少，但当相位超前量位于P5～P8的范围内时，消耗电力大致恒定。可知90°～180°的范围内的相位超前量的增大基本上资助了消耗电力降低。

[0092] 图8及图9表示与图7的实验对应的、(iδ*+iδc)的FFT(Fast FourierTransform，高速傅立叶变换)分析结果。在图8及图9中，横轴表示次数，纵轴表示各次数成分的振幅。图9相当于图8的0次和1次的部分的放大图。图8中，被赋予符号250、251、252、253、*254、255、256、257、258及259的棒组，分别表示(iδ+iδc)的0次、1次、2次、3次、4次、5* *
次、6次、7次、8次及9次成分的振幅。(iδ+iδc)的0次成分意味着(iδ+iδc)的直流成分。
* *
(iδ+iδc)的j次成分意味着(iδ+iδc)的(ωr×j)的频率成分(j是1～9的整数值)。

[0093] 各棒组由9根棒形成。在各棒组中，最左边的棒的高度表示增益为零时的振幅。在各棒组中，左起第二～第九个棒表示赋予了非零的恒定增益时的振幅，从左向右侧，对应的相位超前量增大。即，图9中棒271、272、273、274、275、276、277及278的高度，分别表示*
超前量为P1、P2、P3、P4、P5、P6、P7及P8时的(iδ+iδc)的0次成分的振幅，棒281、282、283、
284、285、286、287及288的高度，分别表示相位超前量为P1、P2、P3、P4、P5、P6、P7及P8时的* *
(iδ+iδc)的一次成分的振幅。另外，棒270的高度表示增益为零时的(iδ+iδc)的0次成*
分的振幅，棒280的高度表示增益为零时的(iδ+iδc)的一次成分的振幅。

[0094] 可知(iδ*+iδc)的一次成分的振幅随着相位超前量从P1朝向P8增加而减少。*
(iδ+iδc)的0次成分的振幅也随着相位超前量从P1朝向P8增加而减少，但其减少的程度比一次成分小。而且，二次以上的成分的振幅与0次及一次的振幅相比极其小。

[0095] 与转矩相关的δ轴电流的变动的主要原因是负载转矩变动，由于其变动的频率*为ωr，所以，如果(iδ+iδc)的一次成分的振幅被最小化，则可认为消耗电力也被最小化。

[0096] 对消耗电力影响最强的是(iδ*+iδc)的直流成分，由图8及图9可知，由于*(iδ+iδc)的一次成分以外的频率成分的变动量是轻微的，所以，在相当于合成了各次数成* *
分的(iδ+iδc)自身的变动中，一次成分的变动起支配性。由此，(iδ+iδc)的一次成分的*
振幅被最小化的相位超前量、和(iδ+iδc)的变动幅度被最小化的相位超前量，通常被认为*
是一致的。因此，为了使消耗电力最小化，可以不谋求(iδ+iδc)的一次成分的振幅的最小*
化，而使(iδ+iδc)的变动幅度最小化。

[0097] 通常，iγ*＝0或iδ*＞＞iγ*，电机驱动系统的损失电力大致与δ轴电流*iδ(≈iδ+iδc)的成方成比例。在考虑iδ的直流成分恒定的情况下，在iδ只具有直流成分的情况下消耗电力最小，随着iδ的变动幅度增加消耗电力增加的情况，可以从一般的关系式(4)知晓(不过严格来说，电压与电流的相位关系也对消耗电力造成影响)。因此，通* *
过使(iδ+iδc)的变动幅度或(iδ+iδc)的一次成分的振幅最小化，可实现消耗电力的最小化。

[0098]

[0099] 上述消耗电力的最小化用的方法，可应用到图3的电机控制装置3a中。具体而* *言，图3的相位控制部32根据从加法器31输出的(iδ+iδc)，计算出用于使(iδ+iδc)的变*
动幅度或(iδ+iδc)的一次成分的振幅最小化的相位调整量b1。利用该算出的相位调整量b1，共振型滤波器30计算并输出δ轴电流修正值iδc。这样，相位控制部32控制共振型滤波器30(具体对b1进行调整)，对δ轴电流修正值iδc的相位进行调整，由此来谋求消耗电力的最小化。
*

[0100] 参照图10，对用于使(iδ+iδc)的变动幅度最小化的方法进行说明。图10是表示*用于使(iδ+iδc)的变动幅度最小化的处理步骤的流程图。该处理步骤根据所谓登山法。
*

[0101] 在进行该处理时，将最新的(iδ+iδc)的值依次代入到变量iδCom中。而且，导入为了代入iδCom的最大值的变量iδComMax、及为了代入iδCom的最小值的变量iδComMin，并导入为了代入本次iδCom的变动幅度的变量iδAmp_now及为了代入上次iδCom的变动幅度的变量iδAmp_old。并且，在该处理中，共振型滤波器30中使用的相位调整量b1被作为变量处理，b1可被逐次更新。将变量b1每次的变更量设为α。变量iδComMax、iδComMin、iδAmp_now及iδAmp_old的初始值被设为零。b1的初始值被设为规定值。

[0102] 步骤S11～S20的各处理在每次变量iδCom被更新时由相位控制部32执行。首先，在步骤S11中，从某一基准时刻开始判断电机1的转子是否旋转了一周。这里的旋转一周不是电气角的一周旋转，而是指机械角的一周旋转。在判断为没有旋转一周的情况下，转移到步骤S12，判断当前时刻的变量iδCom是否大于当前时刻的变量iδComMax。然后，在iδCom＞iδComMax的情况下，转移到步骤S14，在将当前时刻的变量iδCom代入到变量iδComMax之后，转移到步骤S13。另一方面，在iδCom≤iδComMax的情况下，转移到步骤S13。

[0103] 在步骤S13中，判断当前时刻的变量iδCom是否小于当前时刻的变量iδComMin。然后，在iδCom＜iδComMin的情况下，转移到步骤S15，将当前时刻的变量代入到变量iδComMin之后，返回到步骤S11。另一方面，在iδCom≥iδComMin的情况下，直接返回到步骤S11。

[0104] 在步骤S11中，当判断为电机1的转子从基准时刻起旋转了一周，则转移到步骤S16。该时刻，变量iδComMix及iδComMin中分别被代入转子的一次旋转中的变量iδCom的最大值及最小值。在步骤S16中，将(iδComMax-iδComMin)代入到变量iδAmp_now中。接着，在步骤S17中判断不等式“iδ Amp_now＜iδAmp_old”是否成立，在该不等式成立的情况下，直接转移到步骤S19，而在不成立的情况下转移到步骤S18，在将该时刻的变量α乘以(-1)的值重新代入到变量α中之后，转移到步骤S19。

[0105] 在步骤S19中，将当前时刻的b1加上变量α的值设为新的b1。这里被更新的b1被传递给共振型滤波器30，作为计算δ轴电流修正值iδc时的相位调整量b1而使用。然后，在步骤S20中，将零代入到变量iδComMax中，而将变量iδComMin能够取得的值的最大值MAX代入到变量iδComMin中，并且，在将当前时刻的变量iδAmp_now的值代入到变量iδAmp_old之后，返回到步骤S12。从步骤S20返回到步骤S12的时刻，成为被下一次的步骤S11的分支处理参照的基准时刻。

[0106] 通过反复执行由步骤S11～S20构成的循环处理，可使(iδ*+iδc)的变动幅度保持为最小值(严格而言为极小值)、或最小值(严格而言为极小值)附近。

[0107] 利用图10说明了使(iδ*+iδc)的变动幅度最小化的处理步骤，当然也可以利用相*同的方法使(iδ+iδc)的一次成分的振幅最小化。该情况下，只要利用FFT(高速傅立叶变*
换)从加法器31的输出值提取出(iδ+iδc)的一次成分，按照该一次成分的振幅被保持为最小值或最小值附近的方式，逐次调整作为变量的b1即可。

[0108] 在特开2006-180605号公报的构成中，当想要降低消耗电力时，需要一边改变针对转矩变动成分修正用电流成分的限定值，一边逐次测定消耗电力，根据该测定结果事先决定最佳的限定值。然后，将该最佳的限定值预先存储为表数据，在实际工作时参照该表数据。这样的用于导出参数(限定值)的调整作业很繁杂。另一方面，根据电机控制装置3a，能够在不需要这样的调整作业的情况下自动进行消耗电力的最小化，同时还可得到振动及噪声的降低效果。

[0109] 另外，通过改变共振型滤波器30的传递函数中的ωr，利用共振型滤波器30实现振动抑制的频率，就当然进行变化。负载转矩变动还有包括多个频率成分的情况，但通常按照适应于该多个频率成分中振幅最大的频率成分的方式决定ωr。在应用了电机驱动装置的压缩机中，有进行一级压缩的压缩机和进行二级压缩的压缩机等，当在进行n级压缩的压缩机中应用了本发明的电机驱动系统时，基本上ωr被设定为电机1的运转频率即* *ωe(或ω)的n被。即，ωr＝n×ωe(或ωr＝n×ω)。其中，n取1或2等整数值，进行n级压缩的压缩机是指在电机1以机械角旋转一周的期间，进行n次循环的吸入、压缩、喷出等工序的压缩机。

[0110] 不过，即使压缩的级数相同，也依赖于压缩机的机械构造等，负载转矩变动最大的频率变化多样。因此，即使在进行一级压缩的压缩机中应用本发明的电机驱动系统的情况*下，也按照ωr＝2×ωe(或ωr＝2×ω)的方式设定ωr，或者按照ωr＝1.1×ωe(或*
ωr＝1.1×ω)的方式设定ωr。

[0111] 《第二实施例》

[0112] 接着，对本发明的第二实施例进行说明。图11是第二实施例的电机驱动系统的详细框图。图11的电机驱动系统具备：图1所示的电机1及逆变器2、作为图1的电机控制装置3发挥功能的电机控制装置3b、和相电流传感器11。电机控制装置3b包括以符号12～20及30～32进行参照的各部位而构成。也可以考虑在电机控制装置3b内包括相电流传感器11。电机控制装置3b内的各部位能够自由利用在电机控制装置3b内产生的各值。

[0113] 在图3的电机控制装置3a中，共振型滤波器30的输入信号成为速度偏差*(ω-ωe)，但在图11的电机控制装置3b中，共振型滤波器30的输入信号不是速度偏差* *
(ω-ωe)，而是来自速度控制部17的δ轴电流指令值iδ。因此，本实施例中，共振型滤*
波器30从iδ 提取出因负载转矩变动而引起的周期性变动成分，将提取出的变动成分作为iδc输出给加法器31。除了与共振型滤波器30的输入信号相关的该不同点之外，电机控制装置3a与3b相同。

[0114] 在速度偏差(ω*-ωe)因负载转矩变动而变动的情况下，δ轴电流指令值iδ*也*与速度偏差(ω-ωe)同步同样地变动。因此，即使如电机控制装置3b那样构成，也可得到与第一实施例同样的效果。

[0115] 《第三实施例》

[0116] 接着，对本发明的第三实施例进行说明。图12是第三实施例的电机驱动系统的详细框图。图12的电机驱动系统具备：图1所示的电机1及逆变器2、作为图1的电机控制装置3发挥功能的电机控制装置3c和相电流传感器11。电机控制装置3c包括以符号12～20、31及32进行参照的各部位、和共振型滤波器30c而构成。还可以考虑在电机控制装置
30c内含有相电流传感器11。电机控制装置3c内的各部位能够自由地利用在电机控制装置3c内产生的各值。

[0117] 在图3的电机控制装置3a中，共振型滤波器30根据速度偏差(ω*-ωe)计算出δ轴电流修正值iδc，但在图12的电机控制装置3c中，共振型滤波器30c根据轴误差Δθ计算出δ轴电流修正值iδc。除了与该共振型滤波器相关的不同点之外，电机控制装置3a与3c同样。以下，省略两者间同样部分的说明，对共振型滤波器30c及共振型滤波器30c的输入输出进行说明。

[0118] 共振型滤波器30c接收由位置速度推定器20推定出的轴误差Δθ作为输入信号，从该轴误差Δθ提取出因负载转矩变动而引起的周期性变动成分。然后，将该提取出的变动成分作为δ轴电流修正值iδc进行输出。共振型滤波器30c的传递函数HB(s)可由下述公式(5)表示。

[0119] HB(s)＝(bos+b1)/(s2+2ζωrs+ωr2)…(5)

[0120] 其中，bo是增益系数，b1是相位调整量，ζ是衰减系数，ωr是固有角频率，这些与第一实施例中叙述的情况同样。另外，s是拉普拉斯运算符。共振型滤波器30c以与增益系数bo对应的程度，放大(强调)输出输入信号的ωr的频率成分，理想情况下，仅提取输出输入信号的ωr的频率成分。

[0121] 由于轴误差Δθ与周期性负载转矩变动同步变动，所以，在通过将传递函数HB(s)与轴误差Δθ相乘而得到的iδc中，可强调表示轴误差Δθ的周期性变动成分。该强调的程度，即共振型滤波器30c的增益由增益系数bo决定。而且，与第一实施例中的共振型滤波器30同样，共振型滤波器30c在90°～180°的范围内使输入信号中的固有角频率ωr的成分的相位超前，该相位超前量由b1决定。

[0122] 在电机控制装置3c中，加法器31计算出来自速度控制部17的δ轴电流指令值* *iδ 与来自共振型滤波器30c的δ轴电流修正值iδc之和(iδ+iδc)，将其输出给减法器* *
13。相位控制部32与第一实施例同样，根据加法器31的输出值(iδ+iδc)，按照(iδ+iδc)*
的变动幅度或(iδ+iδc)的一次成分的振幅最小化的方式，调整共振型滤波器30c中所使用的相位调整量b1，由此，来调整δ轴电流修正值iδc的相位。从而，可获得与第一实施例同样的效果。

[0123] 另外，在图12的电机控制装置3c中，将共振型滤波器30c的输入设为轴误差Δθ，但共振型滤波器30c的输入只要是与轴误差Δθ的变动(固有角频率ωr下的轴误差Δθ的变动)同步变动的值即可。其原因在于，与轴误差Δθ的变动同步变动的值和轴误差Δθ同样，包括与周期性负载转矩变动同步的周期性变动成分。

[0124] 例如，可以将与轴误差Δθ成比例(或近似成比例)的信号作为共振型滤波器30c的输入信号。

[0125] 例如，也可以将利用轴误差Δθ推定的转矩的变动成分ΔTm，作为共振型滤波器30c的输入信号。其原因在于，转矩的变动成分ΔTm如在文献“能登原保夫(のとはらゃすぉ)、其他四位著、“Reduction ControlMethod of Periodic Torque Disturbance for Compressor”，平成16年電気学会産業応用部門大会(平成16年电学会产业应用部门大会)，2004年9月14日，1-57(I-337～I-340)”中记载那样，例如是由下述公式(6)近似算出的值，可以认为与轴误差Δθ成比例。在公式(6)中，P表示电机1的极数，J表示惯性。

[0126]

[0127] 转矩的变动成分ΔTm相当于从电机1的发生转矩中减去了负载转矩后的值，电机1的发生转矩无法追踪负载转矩的周期性变动而成为转矩变动发生(即，ΔTm不成为零)的原因。转矩的变动成分ΔTm产生速度变动，最终由轴误差Δθ的变动表示。

[0128] 《第四实施例》

[0129] 在第-～第三实施例的电机驱动系统中，实施了使d轴与γ轴之间的轴误差Δθ收敛为零的矢量控制，也就是，使γ跟踪d轴的矢量控制，但也可以实施使γ轴跟踪与d轴不同的轴的矢量控制。将第一～第三实施例的该变形例设作第四实施例。例如，可以定义在文献“比田、其他两名著，“Position Sensorless Vector control for Permanent MagnetSynchronous Motors Based on Maximum Torque Control Frame”。平成18年電気学会産業応用部門大会講演論文集(平成18年电学会产业应用部门大会演讲论文集)，電気学会産業応用部門(电学会产业应用部门)，平成18年8月，p.385-388(I-385～I-388)”中记载的dm轴，实施使γ轴跟踪dm轴的矢量控制。

[0130] dm轴是从qm轴开始以电气角延迟了90度的轴。qm轴是朝向与实现最大转矩控制时应该向电机1供给的电流矢量的朝向一致的旋转轴。应该向电机1供给的电流矢量是指由矢量表现应该向电机1供给的电流。另外，将相位比朝向与实现最大转矩控制时应该向电机1供给的电流矢量的朝向一致的旋转轴更超前的旋转轴设为qm轴。

[0131] 在实施使γ跟踪dm轴的矢量控制的情况下，例如只要如下所述进行处理即可。图* *3等中的位置速度推定器20利用iγ、iδ及vγ、vδ 中的全部或一部分，推定dm轴与γ轴之间的轴误差Δθm，利用比例积分控制，按照轴误差Δθm收敛为零的方式推定转子位置θe及电机速度ωe。

[0132] 《第五实施例》

[0133] 第一～第四实施例的电机驱动系统，进行了没有利用用于检测转子位置的位置传感器的无位置传感器矢量控制。但是，第一～第四实施例中记载的技术在设置了位置传感器的情况下也是有益的。将设置了位置传感器的电机驱动系统设为本发明的第五实施例。第一～第四实施例中记载的事项，只要不矛盾，都可以在第五实施例中应用。

[0134] 为了具体说明，一边参照图3，一边对在第一实施例涉及的图3的电机驱动系统设置了位置传感器时的构成(未图示)进行说明。第五实施例的电机驱动系统除了θe及ωe是根据位置传感器的输出信号检测出的及因此不需要推定器20之外，与图3的电机驱动系统同样。

[0135] 位置传感器例如由霍耳元件或解析器构成，输出对电机1的转子的永久磁铁1a的磁极位置进行确定用的信号(即用于确定转子位置θ的信号)。根据该位置传感器的输出信号，可以检测出从U相的电枢绕组固定轴观察的d轴的相位。检测到的相位(转子位置)被作为θe处理。该转子位置θe理想情况下与图2的θ完全一致，被赋予给坐标变换器12及18。而且，可以通过利用速度计算用微分器(未图示)对该θe进行微分来得到ωe，该ωc被赋予给减法器19及电流控制部15。

[0136] 即使如第五实施例那样构成电机驱动系统，也当然能够得到与第一实施例同样的效果。

[0137] 《第六实施例》

[0138] 作为应用了第一～第五实施例所示的各电机驱动系统的设备，图13表示了压缩机300。图13是压缩机300的外观图。第一～第五实施例的任意一个电机驱动系统被设置于压缩机300。压缩机300将电机1的旋转力作为驱动源，进行制冷气体(未图示)的压缩。

[0139] 例如，压缩机300是涡旋压缩机。在压缩机300是涡旋压缩机的情况下，在压缩机300内设置有一对相同形状的涡旋体(未图示)，一方的涡旋体被固定。而且，通过基于电机
1的旋转力使另一方的涡旋体进行圆运动，使压缩室内的体积变化、对压缩室内的空气(制冷气体等)进行压缩。在压缩气体的工序前后，进行气体的吸入和喷出。该情况下，由电机
1的旋转力直接驱动的负载是上述的涡旋体，但也可以将涡旋压缩机自身作为电机1的负载。

[0140] 当然，压缩机300也可以是涡旋压缩机以外的压缩机，可以是往复式压缩机或旋转压缩机等。在压缩机300是往复式压缩机的情况下，压缩机300具备活塞和形成压缩室的缸体，通过使活塞基于电机1的旋转力在缸体内往复运动，使缸体内的容积变化，从而对缸体内的气体(制冷气体等)进行压缩。该情况下，被电机1的旋转力直接驱动的负载是上述的活塞，但也可以将往复式压缩机自身作为电机1的负载。

[0141] 《第七实施例》

[0142] 一边交织说明实验结果、理论式的导出及模拟结果，一边研究上述的消耗电力的举动。为了方便起见，将与该研究相关的说明设为第七实施例的说明。

[0143] (实验结果)

[0144] 参照图14及图15，并且再次参照图7。图14及图15表示针对图3的电机驱动系统进行的实验的结果。

[0145] 在图14中，曲线401是以增益为零(即bo＝0)时的消耗电力为基准的、表示消耗电力的增减量的增益依存性的实验结果。其中，当进行求取折线401的实验时，增益以外*的条件(b1与ω 等)被固定为恒定值。随着使增益从零增加，消耗电力逐渐减少，使得消耗电力暂时取得最小值。然后，如果进一步增加增益，则消耗电力从该最小值逐渐增加。

[0146] 另一方面，如参照图7已说明那样，随着使共振型滤波器30的相位超前量从90°向180°增加，消耗电力基本上减少。

[0147] 另外，当不存在共振型滤波器30时，电机速度(ωe)因负载转矩变动而大幅变动。通过设置共振型滤波器30，可以实现电机速度的变动量的降低，将从不存在共振型滤波器
30c时的电机速度的变动量观察到的、电机速度的变动量的降低率称为速度变动降低率。在将不存在共振型滤波器30时的电机速度的变动量设为100时，速度变动降低率为30[％]时的电机速度的变动量为70。由于因电机速度的变动产生压缩机等的振动，所以，速度变动降低率越大，振动抑制效果越高。

[0148] 图15的折线402是图3的电机控制系统中的、表示速度变动降低率的相位超前量*依存性的实验结果。其中，当进行求取折线401的实验时，相位超前量以外的条件(bo与ω等)被固定为恒定值。当相位超前量为90°时，速度变动降低率最大，随着相位超前量从
90°朝向180°增大，速度变动降低率逐渐减少。

[0149] (与电力相关的理论式导出)

[0150] 借助理论式的导出来考察消耗电力与共振型滤波器30的增益及相位超前量的关系。

[0151] 如果将电机驱动系统的消耗电力设为Pw，则消耗电力Pw可由下述公式(7a)表示，通常由于id＝0或iq＞＞id，所以，如果考虑上述情况而忽视id，则消耗电力Pw可由公式(7b)表示。这里，vd及vq分别是电机电压Va的d轴成分及q轴成分，id及iq分别是电机电流Ia的d轴成分及q轴成分。

[0152] PW＝idvd+iqvq …(7a)

[0153] PW＝iqvq …(7b)

[0154] 而且，永久磁铁同步电机的电压方程式可由公式(8a)表示，由公式8(a)可得到公式(8b)。并且，如果假设id≈0且想象稳定状态，则由于可以忽视微分项，所以，公式(8c)成立。其中，Φa表示电机1的永久磁铁的电枢交联磁通。另外，p是微分运算符。

[0155]

[0156] vq＝ωLdid+(Ra+pLq)iq+ωΦa …(8b)

[0157] vq＝Raiq+ωΦa …(8c)

[0158] 然后，将公式(8c)代入到公式(7b)中，则得到公式(9)。

[0159] PW＝Raiq2+ωΦaiq …(9)

[0160] 公式(9)中，右边第一项表示基于电机电阻的损失电力，右边第二项表示与转矩2
发生相关的电力。基于与iq 成比例的右边第一项的存在，如果iq中含有的高次谐波成分增加，则损失增大，消耗电力增加。在如第一实施例那样使γδ轴跟踪dq轴的情况下，由* *
于iq跟踪(iδ+iδc)，所以，如果减少(iδ+iδc)的高次谐波成分(尤其是其中支配性的一次成分)，则可以得到消耗电力的降低效果。

[0161] (基于模拟的研究)

[0162] 将图3与图11的电机控制系统模式化，进行了用于调查消耗电力与共振型滤波器30的增益及相位超前量的关系的模拟。

[0163] 现在，由公式(10a)的fi表示iδ*的波形，由公式(10b)的fr表示iδc的波形。这里，A1及A2分别是波形fi及fr的振幅，CONST是常数，Q是满足π/2≤Q≤π的波形fr的相位。另外，t表示时间。

[0164] fi＝A1sin(ωt)+CONST …(10a)

[0165] fr＝A2sin(ωt+Q) …(10b)

[0166] 由公式(9)表示的Pw及公式(10b)表示的fr作为振幅A2的函数被处理，分别表示为Pw(A2)及fr(A2)，通过遵照公式(11)的模拟，求出了针对各种振幅A2的Pw(A2)的函数值。图16的曲线411表示了表示该模拟结果的A2与Pw(A2)的关系。其中，在该模拟中，Ra＝0.1[Ω]、ω＝2×π×30[rad/s]、CONST＝6.5[A]、Φa＝0.107[Wb]、Q＝2×π×100/360[rad/s]且A1＝7[A]，在0≤A2≤8[A]的范围内使A2变化。

[0167] PW(A2)＝Ra(fi+fr(A2))2+ωΦa(fi+fr(A2)) …(11)

[0168] 另外，由公式(9)表示的Pw及公式(10b)表示的fr作为相位Q的函数被处理，分别表示为Pw(Q)及fr(Q)，通过遵照公式(12)的模拟，求出了针对各种相位Q的Pw(Q)的函数值。图17的曲线412表示了表示该模拟结果的Q与Pw(Q)的关系。其中，在该模拟中，Ra＝0.1[Ω]、ω＝2×π×30[rad/s]、CONST＝6.5[A]、Φa＝0.107[Wb]、A1＝7[A]且A2＝4[A]，在2×π×90/360≤Q≤2×π×180/360[rad]的范围内使Q变化。

[0169] PW(Q)＝Ra(fi+fr(Q))2+ωΦa(fi+fr(Q)) …(12)

[0170] 关于消耗电力的、图14及图7所对应的实验结果与图16及图17所对应的模拟结果，倾向一致，可以认为在模拟下想定的模式及消耗电力降低原理是正确的。这从与电力相*关的上述公式(9)也可以理解，其原因在于，可认为iq应该跟踪的(iδ+iδc)的高次谐波成分因振幅A2或相位Q的变化而变化，伴随于此，消耗电力也变化。

[0171] 鉴于此，追加进行了用于调查(iδ*+iδc)的高次谐波成分如何变化的模拟。

[0172] 将由公式(10b)表示的fr用作振幅A2的函数，表示为fr(A2)，通过遵照公式(13)的模拟，求出了针对各种振幅A2的合成波形F(A2)的函数值。在该模拟中，Q＝2×π×100/360[rad]，在0≤A2≤8[A]的范围内使A2变化。

[0173] F(A2)＝fi+fr(A2) …(13)

[0174] 图18表示了与公式(13)对应的模拟结果。图18中，横轴表示时间，纵轴表示各时刻的合成波形F(A2)的值。图18中，曲线450、451、452、453、454、455、456、457及458分别表示了A2＝0、1、2、3、4、5、6、7及8[A]时的合成波形F(A2)。如果通过使增益增加来增加振幅A2，则合成波形F(A2)的振幅暂时减小。结果，可预想消耗电力也减小。如果进而增加增益，则合成波形F(A2)的振幅的变化方向向增加方向转移。结果，可预想到消耗电力也增加。

[0175] 而且，将由公式(10b)表示的fr用作相位Q的函数，表示为fr(Q)，通过遵照公式(14)的模拟，求出了针对各种相位Q的合成波形F(Q)的函数值。在该模拟中，A2＝4[A]，在2×π×90/360≤Q≤2×π×180/360[rad]的范围内使Q变化。

[0176] F(Q)＝fi+fr(Q) …(14)

[0177] 图19表示了与公式(14)对应的模拟结果。图19中，横轴表示时间，纵轴表示各时刻的合成波形F(Q)的值。图18中，曲线460、461、462、463、464、465、466、467、468及469分别表示了Q＝90、100、110、120、130、140、150、160、170及180[degrees]时的合成波形F(Q)。如果使相位Q超前，则合成波形F(Q)的振幅暂时减小。结果，可预想消耗电力也减小。

[0178] 由图18及图19所对应的模拟结果也可以认为，在模拟下想定的模式及消耗电力降低原理是正确的。

[0179] 并且，通过模拟求出了将增益和相位超前量都捕捉为变量时的、消耗电力的增益及相位超前量依存性。图20中的三维曲面470表示了该模拟结果。在三维曲面470中，区域471对应于共振型滤波器大致不发挥功能的状态。在充分提高了共振型滤波器的增益的状态下，如果将相位超前量设为90°，则消耗电力最大(对应于区域472)，如果将相位超前量设为180°，则消耗电力最小(对应于区域473)。

[0180] 另外，在将电机驱动系统简易模式化的特定的模拟条件下，可以得到当相位超前*量为180°时(iδ+iδc)的变动量最小，消耗电力被最小化的结果。但是，在实际的设备中，* *
用于使(iδ+iδc)的变动幅度或(iδ+iδc)的一次成分的振幅最小化的相位超前量总是不限定于180°，其相位超前量依存于电机速度、组入电机驱动系统的设备的机械构造等各种原因而变化。不过，根据第一～第五实施例的各电机驱动系统，除了这些各种各样的原因之外，还可按照对消耗电力降低作出贡献的方式，自动地调节相位超前量。

[0181] 《第八实施例》

[0182] 由图7及图15可知，共振型滤波器的相位超前量的增加虽然基本上贡献于消耗电力降低，但对于组入了电机驱动系统的设备(压缩机等)的振动抑制而言不优选。即，每当决定相位超前量时，消耗电力降低与振动抑制都存在相互折衷的关系。另一方面，针对消耗电力的要求与针对振动抑制的请求因用户而不同，既存在优先降低消耗电力的用户，也存在优先抑制振动的用户。

[0183] 考虑到这一点，下述的应用例也是有益的。将该应用例作为第八实施例进行说明。参照图3，考虑将本应用例应用到第一实施例的电机驱动系统中的情况。

[0184] 首先，在电机控制装置3a内、电机驱动系统内或组装有该电机驱动系统的设备中设置模式设定部(未图示)。用户通过对该模式设定部的操作，可以从多个运转模式中选择组装了电机驱动系统的设备的运转模式。多个运转模式中包括消耗电力优先模式和振动抑制优先模式。将用于确定所选择的运转模式是什么模式的信息称为模式选择信息。模式选择信息被传递给电机控制装置3a。

[0185] 在选择了消耗电力优先模式的情况下，表示该模式的模式选择信息被传递给电机控制装置3a。该情况下，相位控制部32通过执行第一实施例叙述的针对相位超前量的调* *整，来使(iδ+iδc)的变动幅度或(iδ+iδc)的一次成分的振幅最小化，从而实现消耗电力的最小化。

[0186] 在选择了振动抑制优先模式的情况下，表示该模式的模式选择信息被传递给电机* *控制装置3a。该情况下，相位控制部32在(iδ+iδc)的变动幅度或(iδ+iδc)的一次成分的振幅增大的方向上，调整共振型滤波器30的相位超前量。极端的情况下，例如按照在相* *
位超前量的可调整范围内(iδ+iδc)变动幅度或(iδ+iδc)的一次成分的振幅最大的方式，利用登山法等调整相位超前量。针对相位超前量的调整，实际上通过针对相位调整量b1的调整来执行。由于用于降低消耗电力的相位超前量的变化方向、与用于实现振动抑制的相* *
位超前量的变化方向基本相反，所以，如果在(iδ+iδc)的变动幅度或(iδ+iδc)的一次成分的振幅增大的方向上调整共振型滤波器30的相位超前量，则可获得大的振动抑制效果。

[0187] 也可以取而代之，预先借助实验等求出消耗电力为最小的相位调整量b1(b1A)，将其设定到电机控制装置3a内，在选择了消耗电力优先模式的情况下，按照在共振型滤波器30中使用该被预先设定的相位调整量b1(＝b1A)的方式，由相位控制部32控制共振型滤波器30。同样，借助实验等求出组装了电机驱动系统的设备的振幅为最小的相位调整量b1(＝b1B≠b1A)，将其设定到电机控制装置3a内，在选择了振动抑制优先模式的情况下，按照在共振型滤波器30中使用该被预先设定的相位调整量b1(＝b1B)的方式，由相位控制部32控制共振型滤波器30。这样，在预先求出了用于使消耗电力最小化的相位调整量b1(＝b1A)及用于使振动最小化的相位调整量b1(＝b1B)的情况下，相位控制部32不需要每当控制共* *
振型滤波器30时都使用(iδ+iδc)。即，该情况下，相位控制部32不根据(iδ+iδc)，而根据模式选择信息来控制共振型滤波器30，由此来控制iδc的相位。

[0188] 以上着眼于多个运转模式中包含的消耗电力优先模式和振动抑制优先模式，但也可以在多个运转模式中包含除此之外的运转模式。例如，可以设置消耗电力优先模式与振动抑制优先模式的中间模式。选择该中间模式时的消耗电力，成为选择消耗电力优先模式时的消耗电力与选择振动抑制优先模式时的消耗电力之间的电力，选择中间模式时的振动的大小，成为选择消耗电力优先模式时的振动的大小、与选择振动抑制优先模式时的振动的大小之间的振动。

[0189] 为了具体说明，考虑了在第一实施例的图3的电机驱动系统中使用第八实施例的应用例的情况，第八实施例能够应用到第一～第五实施例的各电机驱动系统。在将第八实施例应用到第二实施例的情况下，只要将第八实施例的上述说明中的符号3a替换为3b即可，在将第八实施例应用到第三实施例的情况下，只要将第八实施例的上述说明中的符号3a及30替换为3c及30c即可。

[0190] 《变形等》

[0191] 某一实施例中已说明的事项只要不矛盾，都可以应用到其他的实施例中。在应用之际，适合对同一名称的部位不采用不同符号(3a、3b及3c的不同等)来解释。作为上述实施方式的变形例或注释事项，以下记述了注释1～注释5。各注释中记载的内容只要不矛盾，都能够任意地组合。

[0192] [注释1]

[0193] 在上述实施方式中，说明了iδc的相位的调整方法，但也可以与该相位调整同时，进行对共振型滤波器(30或30c)的增益的调整。

[0194] [注释2]

[0195] 包括上述各种指令值(iγ*、iδ*、vγ*及vδ*等)、或状态量(iγ、iδ等)的、应该导出的所有值的导出方法是任意的。即，例如可以通过电机控制装置(3a、3b或3c)内的运算导出，也可以从预先设定的表数据中导出。

[0196] [注释3]

[0197] 在上述实施方式中，利用相电流传感器11直接检测出U相电流iu及V相电流iv，但也可以根据逆变器2的电源侧的直流电流，检测出它们。

[0198] [注释4]

[0199] 电机控制装置(3a、3b或3c)的功能的一部分或全部，例如可利用通用微机等中组装的软件(程序)来实现。在利用软件实现电机控制装置的情况下，表示电机控制装置各部的构成的框图，表示功能框图。当然，也可以不利用软件(程序)，而仅通过硬件、或软件与硬件的组合来形成电机控制装置。

[0200] [注释5]

[0201] 例如，可如下所述进行考虑。在上述实施方式中，图3等所示的位置速度推定器20作为通过推定来导出电机速度ωe的电机速度导出机构而发挥功能。而在第五实施例中，上述的速度计算用微分器(未图示)作为电机速度导出机构发挥功能，也可以考虑使该速度计算用微分器与位置传感器共同作用，来检测出电机速度ωe(其中，也可以考虑在电机速度导出机构中含有位置传感器的情况)。

[0202] 由于δ轴电流指令值iδ*是与电机1的转矩相关的、对电流成分的指令值，所以，也可以将其称为转矩电流指令值。与之对应，可以将δ轴电流修正值iδc称为转矩电流修正值。而且，图3等中的相位控制部32作为通过控制共振型滤波器(30或30c)来调整转矩电流修正值的相位的调整机构而发挥功能。并且，图3等中的加法器31作为转矩电流修正机构发挥功能。