有源矩阵液晶设备转让专利
申请号 : CN200780010247.X
文献号 : CN101405641B
文献日 : 2010-09-29
发明人 : C·J·布朗
申请人 : 夏普株式会社
摘要 :
一种有源矩阵液晶设备，包括被液晶材料层分隔开的有源矩阵基板(1)和对电极基板。温度传感电容器(11)包括在被液晶材料层分隔开的基板上的电极，其中液晶材料层又构成该电容器的电介质。还提供标称电容值相等的参考电容器(CREF)和校准电容器(CCAL)。这些电容器构成在采样/保持电路(12)内部的电荷转移电容值测量分支(25、26、30)的一部分。在校准循环期间，采样/保持电路(12)提供一个取决于校准电容器(CCAL)和参考电容器(CREF)的电容值之间差值的信号，并将其提供给模/数转换器(20-22、31、32)构成参考电压。在测量循环的随后部分期间，转换器利用参考电压转换采样/保持电路的输出，以改善对液晶电容器(11)测量的精确度，且因此改善对液晶材料温度测量的精确度。例如，可利用该温度测量以针对液晶性质的温度变化效应对AMLCD进行补偿。
权利要求 :
1.一种有源矩阵液晶设备，包括：有源矩阵第一基板；支撑有源矩阵的公共电极的第二基板；在所述第一基板和所述第二基板之间的液晶材料层；第一温度传感电容器，其包括分别在所述第一基板和所述第二基板上的第一电极和第二电极，所述第一电极和所述第二电极被构成第一温度传感电容器电介质的液晶层分开；第二参考电容器；与所述第二参考电容器电容值基本相同的第三校准电容器；差分采样/保持电路，用于在测量循环的校准循环期间提供取决于所述第二参考电容器和第三校准电容器的电容值之间差值的第一信号，且用于在测量循环的采样循环期间提供取决于所述第一温度传感电容器和第二参考电容器的电容值之间差值的第二信号；以及模/数转换器，被安排成在将所述第二信号转换为对所述第一温度传感电容器的电容值的测量期间将所述第一信号转换为在转换器中所使用的参考电压。
2.如权利要求1所述的设备，其特征在于，所述第二电极包括公共电极的一部分。
3.如权利要求1所述的设备，其特征在于，所述第一和第二信号分别包括第一和第二电压。
4.如权利要求1所述的设备，其特征在于，所述第一温度传感电容器、第二参考电容器和第三校准电容器的电容值分别是电压转换电路的第一、第二和第三电容值的一部分。
5.如权利要求4所述的设备，其特征在于，每个所述转换电路包括用于将所述第一温度传感电容器、第二参考电容器和第三校准电容器中的相应的一个连接到预定电压用于对其充电的第一电子开关、转移电容器、在相应的电容器和所述转移电容器之间用于在它们之间共享电荷的第二电子开关、用于将所述转移电容器连接到所述转换电路的输出端的第三电子开关、以及用于对所述转移电容器进行放电的第四电子开关。
6.如权利要求5所述的设备，其特征在于，所述第一到第四电子开关的每一个包括形成在所述第一基板上的晶体管。
7.如权利要求1所述的设备，其特征在于，所述模/数转换器包括积分转换器。
8.如权利要求7所述的设备，其特征在于，所述积分转换器包括积分放大器、被安排成在校准循环期间连接到积分放大器的反馈回路中用于将所述第一信号积分以形成参考电压且在校准循环之后从该反馈回路断开用于使所述参考电压可用的第四积分电容器，以及被安排成在校准循环之后连接到反馈回路中的第五积分电容器。
9.如权利要求7所述的设备，其特征在于，所述模/数转换器是双斜率转换器。
10.如权利要求9所述的设备，包括第六放电电容器、被安排成在测量循环的转换循环期间提供取决于所述第二参考电容器和第六放电电容器之间差值的第三信号的差分采样/保持电路。
11.如权利要求8所述的设备，其特征在于，所述模/数转换器是双斜率转换器。
12.如权利要求11所述的设备，包括第六放电电容器、被安排成在测量循环的转换循环期间提供取决于所述第二参考电容器和第六放电电容器之间差值的第三信号的差分采样/保持电路。
13.如权利要求12所述的设备，包括比较器，用于将积分放大器的输出与电压参考值相比较。
14.如权利要求8所述的设备，包括用于所述积分放大器的偏移补偿装置。
15.如权利要求14所述的设备，其特征在于，所述补偿装置包括第七电容器和电子开关装置，所述电子开关装置被安排成在测量循环的偏移补偿循环期间且在所述第七电容器被安排成存储输出电压的情况下将所述积分放大器配置成反相单位增益放大器，并且在偏移补偿循环之后，将所述第七电容器连接到积分放大器的输入端。
16.如权利要求1所述的设备，其特征在于，所述测量循环包括直流平衡循环，用于向所述第一温度传感电容器施加电压以基本平衡施加于形成其电介质的液晶之上的场的极性。
17.如权利要求1所述的设备，其特征在于，所述采样/保持电路和所述转换器形成在第一基板上。
18.如权利要求1所述的设备，包括用于响应于所述第一温度传感电容器的电容值的测量向矩阵单元提供温度补偿的驱动信号的装置。
说明书 :
技术领域
本发明涉及一种有源矩阵液晶设备(AMLCD)。
背景技术
由于由温度引起的液晶材料光学性质的改变，利用液晶(LC)的显示设备历史上由于对比度降低而遭受图像质量劣化。具体地，如附图的图1所示，液晶的电压—透射率曲线与它的温度有关。
针对图像质量劣化的一种公知的解决方案是提供一种温度控制的对比度补偿系统，包括用于测量显示器温度的装置和用于基于该测量改变加到显示器上的电压的装置。在EP0012479中披露了针对分段液晶显示器的这样的系统，而在US5,926,162中披露了针对AMLCD的这样的系统。
或者，可提供一种包括用于测量显示器温度的装置和用于将显示器温度保持在恒定温度的加热元件的温度控制系统。在JP7230079中披露了这样的一种系统。一般，由于加热元件引起电能消耗增大，与驱动电压补偿方法相比，基于加热元件方法的系统不合需要。
例如US5,029,982中所披露，用于测量温度的常规解决方案依赖于将分立温度检测元件附连到显示器上。该方法的缺点包括：非直接测量液晶温度(实际被测量的是玻璃的温度、或其上安装检测元件的基板的温度，而非LC)；到显示器的额外连接减少了可靠性；以及额外部件和制造步骤增加了成本。
如US6,414,740中所披露，为了降低制造成本，可将液晶温度传感器和温度检测元件一起制造并集成在显示器基板自身上。在该公开中，温度检测元件是其漏电流和温度相关的薄膜二极管或薄膜晶体管，通过与显示器基板分离的电路测量该漏电流。因此该器件仍有进行非直接温度测量和需要对显示器额外连接的缺点。另一个缺点是，通常集成到显示器基板上的元件的工艺差异限制了这样的系统的精确度。
US6,333,728披露了一种改进的装置，其中温度检测元件被形成为液晶电容器。用液晶电容器作为温度检测元件的优点是，当把所感测到的温度与显示器像素的光学性能相关联时它有一对一的转换函数。液晶电容器对输入斜坡电压的瞬态响应被用作对温度的测量。在第一个实施例中，使用微分器检测瞬态响应的最大变化率，随后使用峰值检测电路产生对应于最大率位置的电压。将该电压与参考值比较，并根据相对值打开/关闭加热元件。在第二个实施例中，使用开关装置在指定时间采样瞬态响应。在指定时间所采样的电压是液晶元件的电容的函数，且因此也是温度的函数。差分积分器将所采样的电压与参考值比较，且其输出被用于控制加热元件。
在上述两个实施例中，该系统提供了与所测得的依赖于温度的电压与参考电压之间的差值相对应的输出电压。尽管这适合用于对加热元件的开关控制，当在控制回路中时，不利地是，该系统没有提供较佳的驱动电压补偿系统中所需要绝对温度的测量。在实际显示系统中，不可能修改该系统以获得精确绝对温度测量，理由如下：
·用于测量液晶元件电容的瞬态响应方法需要有恒定斜率的斜坡输入电压。这在实际中需要大大增加显示器驱动电路的复杂程度，难以实现。
·在实际中，精确定义电容值包括液晶电容元件电容值是困难的。因此提供给该系统的参考电压和时序信号需要针对每个显示器单独校准。
针对图像质量劣化的一种公知的解决方案是提供一种温度控制的对比度补偿系统，包括用于测量显示器温度的装置和用于基于该测量改变加到显示器上的电压的装置。在EP0012479中披露了针对分段液晶显示器的这样的系统，而在US5,926,162中披露了针对AMLCD的这样的系统。
或者，可提供一种包括用于测量显示器温度的装置和用于将显示器温度保持在恒定温度的加热元件的温度控制系统。在JP7230079中披露了这样的一种系统。一般，由于加热元件引起电能消耗增大，与驱动电压补偿方法相比，基于加热元件方法的系统不合需要。
例如US5,029,982中所披露，用于测量温度的常规解决方案依赖于将分立温度检测元件附连到显示器上。该方法的缺点包括：非直接测量液晶温度(实际被测量的是玻璃的温度、或其上安装检测元件的基板的温度，而非LC)；到显示器的额外连接减少了可靠性；以及额外部件和制造步骤增加了成本。
如US6,414,740中所披露，为了降低制造成本，可将液晶温度传感器和温度检测元件一起制造并集成在显示器基板自身上。在该公开中，温度检测元件是其漏电流和温度相关的薄膜二极管或薄膜晶体管，通过与显示器基板分离的电路测量该漏电流。因此该器件仍有进行非直接温度测量和需要对显示器额外连接的缺点。另一个缺点是，通常集成到显示器基板上的元件的工艺差异限制了这样的系统的精确度。
US6,333,728披露了一种改进的装置，其中温度检测元件被形成为液晶电容器。用液晶电容器作为温度检测元件的优点是，当把所感测到的温度与显示器像素的光学性能相关联时它有一对一的转换函数。液晶电容器对输入斜坡电压的瞬态响应被用作对温度的测量。在第一个实施例中，使用微分器检测瞬态响应的最大变化率，随后使用峰值检测电路产生对应于最大率位置的电压。将该电压与参考值比较，并根据相对值打开/关闭加热元件。在第二个实施例中，使用开关装置在指定时间采样瞬态响应。在指定时间所采样的电压是液晶元件的电容的函数，且因此也是温度的函数。差分积分器将所采样的电压与参考值比较，且其输出被用于控制加热元件。
在上述两个实施例中，该系统提供了与所测得的依赖于温度的电压与参考电压之间的差值相对应的输出电压。尽管这适合用于对加热元件的开关控制，当在控制回路中时，不利地是，该系统没有提供较佳的驱动电压补偿系统中所需要绝对温度的测量。在实际显示系统中，不可能修改该系统以获得精确绝对温度测量，理由如下：
·用于测量液晶元件电容的瞬态响应方法需要有恒定斜率的斜坡输入电压。这在实际中需要大大增加显示器驱动电路的复杂程度，难以实现。
·在实际中，精确定义电容值包括液晶电容元件电容值是困难的。因此提供给该系统的参考电压和时序信号需要针对每个显示器单独校准。
发明内容
根据本发明，提供一种有源矩阵液晶设备，包括：有源矩阵第一基板；支撑有源矩阵的公共电极的第二基板；在第一和第二基板之间的液晶材料层；第一温度传感电容器，其包括分别在第一和第二基板上的第一和第二电极，这些电极被构成第一电容器介质的液晶层分隔开；第二参考电容器；与第二电容器电容值基本相同的第三校准电容器；差分采样/保持电路，用于在测量循环的校准循环期间提供取决于第二和第三电容器的电容值之间差值的第一信号，且用于在测量循环的采样循环期间提供取决于第一和第二电容器的电容值之间差值的第二信号；以及模/数转换器，被安排成在将第二信号转换为对第一电容器的电容值的测量期间将第一信号转换为在转换器中所使用的参考电压。
这样，可提供一种自动校准AMLCD错误的装置，例如由制造公差引入的错误。例如，这样的装置还为诸如来自设备内晶体管开关的电荷注入之类的非理想情况提供补偿。不需要另外的连接，也不需要外部校准步骤。因此利用设备的液晶层形成电介质，这样的装置能够提供对温度传感电容器的电容值的更精确测量，从而提供对该层的液晶材料的温度的更精确测量。
第二电极可包括公共电极的部分。
第一和第二信号可分别包括第一和第二电压。
第一、第二以及第三电容器可以分别是对电压转换电路的第一、第二以及第三电容值的部分。每个转换电路可包括用于将第一到第三电容器中相应的一个连接到预定电压用于对其充电的第一电子开关、转移电容器、在相应的电容器和转移电容器之间用于它们之间共享电荷的第二电子开关、用于将转移电容器连接到转换电路输出端的第三电子开关、以及用于对转移电容器进行放电的第四电子开关。第一到第四电子开关的每一个可包括形成在第一基板之上的晶体管。
转换器可包括积分转换器。该转换器可包括积分放大器、被安排成在校准循环期间连接到积分放大器的反馈回路中用于将第一信号积分以形成参考电压且在校准循环之后从该反馈循环断开用于使参考电压可用的第四积分电容器、以及被安排成在校准循环之后连接到反馈循环中的第五积分电容器。
该转换器可以是双斜率转换器。该设备可包括第六放电电容器、被安排成在测量循环的转换循环期间提供取决于第二和第六电容器之间差值的第三信号的采样/保持电路。该设备可包括比较器，用于将积分放大器的输出与电压参考值相比较。
该装置可包括用于积分放大器的偏移补偿装置。该补偿装置可包括第七电容器和电子开关装置，该电子开关装置被安排成在测量循环的偏移补偿循环期间且在第七电容器被安排成存储输出电压的情况下将积分放大器配置成反相单位增益放大器，并且在偏移补偿周期之后，将第七电容器连接到积分放大器的输入端。
测量循环可包括D.C.平衡循环，用于向第一电容器施加电压以基本平衡施加于形成其电介质的液晶之上的场的极性。
采样/保持电路和转换器可形成在第一基板上。
该装置可包括用于响应于第一电容器的电容值的测量向矩阵的单元提供温度补偿的驱动信号的装置。
例如在液晶显示器的情况下，所得到的测量值可被用来补偿温度的影响。其中这些显示器用在温度显著变化的环境中，可提供补偿来减少诸如对比度减小之类的显示质量的降低。能够将与测量电容值相关联的所有电路都形成在该设备内部，使得在该设备和其它部件之间不需要附加的连接。这种装置可在不修改例如设备驱动电路或像素矩阵的设计和操作的情况下结合在其中。因此，可获得对液晶材料温度相对精确的测量，并可使用该精确测量在显示性能上对温度变化提供高质量补偿。
附图简述
作为示例，将参考附图进一步说明本发明，其中：
图1是示出有源矩阵液晶设备(AMLCD)在几种不同温度下的转换特性的透射率占最大透射率的百分比与像素驱动电压的关系的曲线图。
图2是多个温度下AMLCD中的液晶传感电容器的电容值与其上所施加电压的(标准化的)关系的曲线图。
图3图解示出用于AMLCD的行反转寻址方案的相邻帧。
图4包括示出针对图3所示的行反转方案的公共或对电极的电压或电位的波形图。
图5图解示出构成本发明一实施例的一种AMLCD的布局。
图6是示出图5的AMLCD的温度传感装置的示意性框图。
图7是示出图6中所示装置中出现的波形的图。
图8是示出图6中所示装置的第一个实例的电路图。
图9是示出图8中所示实例的操作的波形图。
图10是示出图8中所示实例中的信号的时序的时序图。
图11和图12分别对应图9和图10，但示出操作的替换的模式。
图13是示出图6中所示装置的第二个实例的电路图。
图14是示出图13中所示实例的操作的时序图。
图15是示出图6中所示装置的第三个实例的电路图。
图16和图17是示出图15中所示实例的操作的波形图和时序图。
图18是示出图6中所示装置的第四个实例的电路图。
图19是示出图18中所示实例的操作的时序图。
图20是示出图6中所示装置的第五个实例的电路图。
图21是示出图6中所示装置的参考电压发生器的电路图。
图22是示出图6中所示装置的比较器的电路图。
图23是经修改的图22中所示比较器类型的比较器的电路图；以及
图24是示出图6的装置的偏移消除电路的电路图。
附图中相同的附图标记始终表示相同的部分。
实现本发明的最佳模式
如上文所述，有源矩阵液晶设备(AMLCD)的诸如显示器的显示性能之类的性能随该设备的液晶材料的温度而变化。图1示出像素驱动电压和像素透射率之间的转换函数是如何关于在工作过程中这种设备可能会遭受的温度范围而变化的。例如，这种设备可用在车辆中以提供显示器，而会遭受非常广的温度范围。为了减少温度变化对显示性能的影响，必须提供补偿。
如上文所述，可使用其电介质由设备的液晶材料形成的液晶电容器的电容值来提供对液晶材料实际温度的测量，且可在用于提供温度补偿的装置中使用该测量值。然而，这样的液晶电容器的电容值也取决于施加到液晶层上的电压，图2示出在一个温度范围下的该变化。
为了避免或极大减小这种设备的液晶材料的劣化，已知可周期性地反转施加到单个像素单元的驱动信号的极性，使得在工作期间之上基本上没有所施加电压净直流分量，因此也没有所施加场净直流分量。用于实现这个目的的已知技术被称为“行反转”且在图3中示出。该设备一次刷新一帧，且在每一帧中，像素用显示数据一次刷新一行。在帧的每个相邻对的第一帧中，提供正驱动信号给奇数行ROW1、...、ROWM，提供负驱动信号给偶数行。在相邻对的第二帧中，行驱动信号的极性反转，以便在该设备工作期间各行在一帧中接收正驱动信号，在下一帧中接收负驱动信号。
图4示出电压或电位VCOM，和它的反或补VCOMB，如在图3示出的行反转寻址方案类型中使用的一样。电位在最大正值VCOM和最小值0之间转换。将该电位提供给公共或“对”电极，该电极为所有像素所共用，并在面向设备的有源矩阵基板的基板上形成连续层，且液晶层在这些基板之间。将驱动信号提供给有源矩阵基板上的单个像素电极以选择所需透射率，且这些驱动信号在最高电压VH和最低电压VL之间变化以获得所需像素透射率。在行周期期间，当对电极电位为VCOM时，VH表示最大像素穿透率，而VL表示最小穿透率(或各自表示白和黑)。在行周期期间，当对电极电位为零时，VH表示最小穿透率而VL表示最大穿透率。中值驱动电压提供灰度级显示，而根据行反转方案产生和提供用于显示的图像数据。
图5图解示出构成本发明实施例的AMLCD的布局。具体地，图5示出有源矩阵显示器的第一基板1的布局，图中隐藏了支撑平面的第二对基板、基本覆盖对基板的整个区域并被安排成接收图4中所示的电压VCOM的公共电极。基板支撑其它层，例如对准层，并被分隔开以限定包含液晶材料的空腔。可在需要时提供极化器、滤色器、延时器、以及其它部件以形成诸如显示器之类的完整的设备。
显示器基板1包括在该基板绝大部分区域之上的像素矩阵区域2。显示器源驱动器3和显示器栅驱动器4沿着基板1的两个相邻边布置，并执行像素矩阵的有源矩阵寻址。显示器时序和控制装置5控制图像数据的刷新，该图像数据是在输入6处从“主机”接收的。这样的装置是公知的且不作进一步说明。
图5所示的设备还包括温度测量装置10。该装置包括第一液晶电容器11，其包括形成在基板1上的第一电极，与形成第二电容器电极的在对基板上的公共电极以及提供电容器电介质的液晶层协作。电容器11连接到采样和保持电路12，该电路反复预改变电容器11到固定、稳定、已知大小的电压值，并与像素矩阵寻址同步地测量电容器11的电容值。因此电容器11的电压依赖性可被解决，并可获得对电容值以及因此对温度的更精确测量。为方便起见，可在液晶电容器11上电压大小相同且可能是极性相同的情况下测量电容值，以便于避免图2所示的电压依赖效应。因此在电压依赖效应被极大地减小或消除的情况下，电容器11的电容值基本上仅仅是液晶温度的函数，且因此可提供实际液晶温度的测量。
将电路12的输出提供给模/数转换器(ADC)13，模/数转换器13将所测得的信号转换为相应的数字值。控制信号发生器14产生控制信号用于控制装置10的操作。将ADC13的输出提供给传感器接口15，传感器接口15将控制信号从主机和装置5提供给装置10。将液晶温度的测量值用以补偿图1中所示的温度变化。例如，可将所测得的温度提供给主机，主机产生合适的图像数据以便于补偿液晶材料温度与该设备标准工作温度的差异。
如图6所示，仅电容器11的在显示器基板1上的电极可接入，且该电极连接到采样和保持电路12的输入端。电容器11的电容值由CLC表示，且随液晶材料温度而变化。将电路12的输出VS/H提供给ADC13，ADC13是双斜率ADC的形式。因此，该ADC包括积分器20，积分器20的输出VOUT被提供给比较器21。将比较器21的输出提供给计数器22，该计数器22形成ADC13的数字输出信号。双斜率ADC的基本操作和结构是公知的，因此下文将具体说明与图5中所示的AMLCD中的该设备的使用相关的那些方面的结构和性能。
图7示出了垂直和水平同步信号VSYNC和HSYNC，以及积分器20的输出和比较器21的输出。在形成装置10的“采样”帧的AMLCD第一帧刷新操作期间，采样和保持电路12产生与液晶电容器11的电容值CLC成比例的电压VS/H。在2N行刷新期间，其中N是计数器22的比特数量，积分器20将其输出电压增大kVS/H，其中k是积分器常数，使得在所选择的2N行之后，即该帧中最后2N被刷新的行，积分器的输出电压VOUT等于2N.kVS/H。实际上以及如下文具体所述，积分器20实际上将表示电容器11的电容值CLC与参考电容器的电容值CREF之间差值的差值信号积分，其中参考电容器的电容值与温度无关，并被安排成小于或等于电容值CLC的最小值。因此积分器20在其输入端接收正信号且在其输出端产生上升斜率。
在第二“转换”帧期间，采样和保持电路12产生与参考电容器的电容值和放电电容器的电容值之间差值成比例的电压，其中放电电容器的电容值与温度无关，且被安排成比参考电容器小的已知值。因此对积分器20的输入信号是负的，且积分器在其输出端产生下降斜率。
比较器21将积分器20的输出电压VOUT与参考电压VREF相比较并为每个行刷新周期产生输出脉冲，其中在行刷新周期期间输出电压比参考电压大。参考电压VREF可为已知固定的电位或可在如下文所述的附加校准帧期间产生。对来自比较器21的每个输出脉冲，将计数器22加一，使得在转换帧的结尾，计数器22的输出与液晶电容器11和参考电容器之间的电容值差值成比例。
装置10全部形成在显示器基板1上，使得所需的外部连接最少。例如，装置10可由以多晶硅薄膜晶体管电路的形式集成在显示器基板上的晶体管和其它部件构成。
在图8中具体示出了该装置的第一个实例。传感器接口15包括时序发生器，该时序发生器提供多个相位时钟信号Φ1，...，ΦDCB，其部分或全部被采样和保持电路12以及ADC13使用。时钟信号将各个行刷新周期划分成多个相位以进行测量。
第一液晶电容器11被示为在液晶电容器分支25内电路12的一部分。分支25包括电子开关(例如由薄膜晶体管形成)，并对电压转换电路构成第一电容器。第一电子开关S1A仅在时钟相位信号Φ1A期间闭合，以将电容器11的可用平板充电至提供给公共电极的电位VCOM的补VCOMB的电压。第二电子开关S2A仅在时钟相位信号Φ2A期间闭合，以将电容值为CO的转移电容器与液晶电容器11连接以进行电荷转移，使得转移电容器上的电压与前一相位在液晶电容器11中保持的电荷成比例，且因此与液晶电容器的电容值CLC成比例。在时钟相位信号Φ1A期间，第四电子开关S4A闭合，以便对转移电容器进行放电以为电荷转移作好准备。在时钟相位信号Φ3A期间，第三电子开关S3A闭合，以便将转移电容器连接到积分器20的非反相或“正”输入端。
参考电容器分支26连接到积分器20的“负”或反相输入端，且包括电容值为CREF的第二参考电容器、电容值为CO的转移电容器、由时钟相位信号Φ1控制的第一和第四电子开关S1和S4、以及分别由时钟相位信号Φ2和Φ3控制的第二和第三电子开关S2和S3。分支26构成对电压转换电路的第二电容器。电路12还包括放电电容器分支27，其包括电容值为CDIS的第六放电电容器、电容值为CO的转移电容器、由时钟相位信号Φ1B控制的开关S1B和S4B、以及分别由时钟相位信号Φ2B和Φ3B控制的开关S2B和S3B。放电电容器分支27的输出端也连接到积分器20的非反相输入端。积分器20的输入端在时钟相位信号Φ1期间通过开关S5和S6接地。
积分器20被示为有电容值为CF的积分电容器28和29的差分积分器。积分器的输出端设置有复位开关S7，用于在每个工作周期的开始复位积分器。
每个完整的转换工作周期发生在AMLCD的两个相邻帧刷新期间中。通过图9和图10的波形曲线图示出的两个完整的转换周期示出在一个转换周期的第一帧和部分第二帧期间的时钟相位时序。
可使用来自显示器栅驱动器4的信号来选择其中采样保持电路是有效的行。例如，可使用显示器栅驱动器的第(M-2N)个行扫描信号来初始化如图9中所示出的积分器20的上升和下降斜率，其中M是AMLCD的行数，而N是计数器22的输出比特数。或者，可在外部提供信号，尽管很少需要这样，因为这样不得不增加到AMLCD的连接数。
在每个转换周期的第一个“采样”帧期间，液晶电容器分支25和参考电容器分支是有效的。时钟相位信号Φ1-Φ3和Φ1A-Φ3A包括用于采样和保持电路12的切换的两组或不交迭的时钟相位信号，且在如图9中所示的最后2N显示行期间轮流被激活。图10中示出单个时钟相位信号的时序。
当时钟相位信号Φ1和Φ1A同时为有效的时，开关S1、S1A、S4、S4A、S5以及S6闭合而其它开关打开。将电压VCOMB转移到液晶电容器11和参考电容器CREF的第一电极，以便两个电容器上的电压等于VCOM-VCOMB。这些电压在图4中示出。转移电容器CO和积分器输出端子在该相位期间被复位成地电位。
在对应于时钟相位信号Φ2和Φ2A的下一相位期间，开关S2和S2A闭合而其它开关打开，以便分支25和26中的液晶电容器和参考电容器与相应的转移电容器之间发生电荷共享。在该相位期间，转移电容器连接到液晶电容器和参考电容器的端子的电位升至CLC·VCOMB/(CLC+CO)和CREF·VCOMB/(CREF+CO)。采样和保持电路12的输出电压是这些电压之间的差值，因为CREF小于或等于最小期望液晶电容值CLC，所以该输出电压为正值。该输出电压大约与液晶电容器的电容值CLC和参考电容器的电容值CREF之间的差值成比例。
在时钟相位信号Φ3和Φ3A期间，开关S3和S3A闭合，而电路12的其它开关打开。将电路12的输出电压施加到积分器20的差分输入端之间，而这会导致积分器的输出VOUT增大，增大部分为采样保持电路输出电压和(CO/CF)的乘积，其中CF是积分或反馈电容器28的电容器值。这个过程对采样帧的2N行周期重复，在采样帧的末尾积分器20的输出电压等于2N(CO/CF)VIN，其中VIN是提供给积分器20的输入电压。
在接着的“转换”帧期间，参考电容器分支26和放电电容器分支27是有效的。如图9和图10中所示，在转换帧的最后2N行周期期间，时钟相位信号Φ1-Φ3和Φ1B-Φ3B控制采样和保持电路12的切换。因此，在转换帧的每个有效行周期期间，从积分器20的输出电压VOUT中减去一个负电压，该负电压基本上与参考电容器和放电电容器的电容值CREF和CDIS之间的差值成比例。
在转换帧的每一个有效行周期期间，通过采样脉冲SAM激活比较器21，其中采样脉冲SAM的时序在图10中示出。当被该脉冲激活时，比较器21将积分器20的输出VOUT与参考电压VREF相比较，且当积分器输出电压高于参考电压时为每个采样周期提供输出脉冲。参考电压VREF可为任意合适电压，例如接地电位或如下文所述推导出的电位。在转换帧的末尾，计数器22保持着一个与液晶电容器11的电容值成比例的例如以二进制编码的值，且因此表示了液晶材料温度的测量值。通过复位脉冲RST闭合开关S7的方法复位积分器20，使得该装置无论何时被请求都能为重复整个转换循环作好准备。
因此该装置提供液晶材料实际温度的精确测量，且如上所述，这可用于温度补偿装置，来例如改变像素驱动电压以减少图像外观和质量对温度的依赖。温度传感装置与AMLCD时序同步工作，以便对液晶电容值的测量发生在显示器公共电极处于已知的固定电位之时。因此，基本减少或消除了电压依赖影响。此外，由于将公共电极电位的补或反用来对液晶电容器充电，所以保持了液晶电容器11上的DC(直流)平衡，以便基本上避免构成电容器电介质的液晶材料的劣化。
图8中所示的例子的测量精确程度可能的降低由这样的事实引起，即电压VCOMB处于接地电位期间的行周期被用在转换循环中。因此，在图3中所示的第一帧的偶数行周期期间，采样和保持电路12的输出电压名义上为零伏。然而，由于诸如来自采样和保持电路12的电子开关的电荷注入之类的寄生效应引起的差错，输出电压会足够显著地偏离零伏而影响电容值测量的精确度，乃至温度测量的精确度。
为了避免这个可能的缺点，图8中所示的实例可被安排成仅在电压VCOMB如图4中所示处于高电平的行周期期间执行采样。
图11的波形图示出这种工作模式，且在图12的时序图中示出经修改的时钟相位时序。因此，当液晶电容器、参考电容器和放电电容器被充电至信号VCOMB的较高电位之时，每隔一个行周期执行各个的采样和转换操作。因为需要2N行周期为有效的，用于产生N-比特ADC13的上升和下降斜率，所以采样和转换周期占据采样和转换帧的最后2N+1行周期。
为了保持液晶电容器11的DC(直流)平衡，连接它的第一电极以在每个转换循环的第二或转换帧的有效行周期期间接收信号VCOMB。
图8中示出的例子需要产生附加的信号VCOMB并将其提供给AMLCD。不过，如图13中所示例子中所示，在AMLCD中的数字驱动电路集成到显示器基板上的情况下，这可以避免。更具体地，降电压VH和VL作为参考电压提供给构成AMLCD一部分的数模转换器，且这些电压关于公共端子的电压VCOM对称，以便通过适当的调制方案保持每个像素中液晶材料的DC(直流)平衡。因此，如图13中所示，在时钟相位信号Φ1、Φ1A和Φ1B期间可将高电压VH用于对分支25-27中的液晶电容器、参考电容器和放电电容器进行充电。为了给液晶电容器11提供DC平衡，提供附加的开关SDCB，并通过如图14中所示的时钟相位信号ΦDCB对该开关进行控制。在参考电容器和放电电容器不是液晶类型而是采用常规电介质的情况下，它们不需要这样的DC平衡。
图15中所示的实例与图13中所示的实例的不同之处在于，积分器20的正或非反相输入端与诸如地电位之类的已知参考电压连接，而求和电容器C1连接到积分器20的负或反相输入端与液晶电容器分支25和放电电容器分支27的输出端之间。而且，开关S5和S6由第二时钟相位信号Φ2控制，另外两个开关S8和S9由另一个时钟相位信号Φ4控制。开关S9连接到积分器20的反相输入端与电容器C1的第一终端之间，而开关S8连接到电容器C1的第二端子与接地之间。
在每个行周期期间，该实例的操作一直到时钟相位信号Φ3和Φ3A或Φ3B是有效的时间点与上文所述相同，在该时间点采样和保持电路12的输出电压被传送到求和电容器C1，该电容器先前在时钟相位信号Φ2期间被开关S5和S6完全放电。
有求和电容器C1的该实例的优点是可以减小装置10的总尺寸。在图8和13中所示的实例中，电容值CLC、CDIS以及CREF与转移电容值CO之比和转移电容值与反馈电容值CF之比必须是例如CLC＝CO＝kCF，其中1/k决定了积分器20产生的上升斜率的梯度。希望使CLC相对大以便于减少过程不匹配差错，而且对于高输出比特分辨率，必须使k大于单位值以避免积分器20的饱和。例如，k的典型值为5。因此，所需的电容值与伴随的有源电路相比相对较大，以致需要相对大的区域来集成装置10。
装置10需要被集成在显示器基板的边缘区域，且希望最小化所需区域面积以减小AMLCD的边缘尺寸。使用求和电容器C1可不需要在非反相积分器输入端的反馈电容器29，也可去掉电容器28电容值CF对转移电容器电容值CO的依赖性。求和电容器的电容值不直接与例如液晶电容值CLC相关，且在不增大过程不匹配差错效应的情况下可使其充分小于CO。反馈电容器28的电容值仍与求和电容器的电容值相关，所以其尺寸也可减小。此外，用这样的装置更容易为积分器20提供偏移去除或补偿。
图16和图17是示出图15中所示实例的操作的波形曲线图和时序图。图16与图11相似，但示出电路12的输出信号VS/H代替转换时序信号。图17因为示出时钟相位信号Φ4而与图14不同。
图18示出装置10的另一个实例，它与图15中所示实例不同之处在于提供了校准电容器分支30，且包括第三校准电容器CCAL、另一个转移电容器CO、以及分别由时钟相位信号Φ1C-Φ3C控制的第一到第四电子开关S1C-S4C。分支30构成对电压转换电路的第三电容值。因此第一到第三电容器CLC(11)、CREF以及CCAL分别是对电压转换电路25、26以及30的第一到第三电容值的一部分。分支30的输出端与液晶电容器和放电电容器一样地连接到求和电容器C1的相同终端。此外，积分器包括设置有反馈网络32的运算放大器31，该反馈网络32取代反馈电容器28并将参考电压VREF提供给比较器21。
电容器CLC(11)、CDIS、CCAL以及CREF被示为构成采样和保持电路12的一部分。然而，这主要是为了说明的方便，而这些电容器的每一个可构成该电路的一部分，或可与电路12分离或在电路12外部。
如图19中的时序图所示，每个转换周期包括：初始帧周期，在该周期期间进行校准；以及最终帧周期，在该周期期间进行DC平衡，且采样和转换帧布置在初始帧和最终帧之间。在校准帧期间，校准电容器分支30和参考电容器分支26是有效的，且反馈网络32被安排成在运算放大器31的反相输入端和输出端之间提供电容值CF。电容器充电、电荷转移、差值形成以及积分操作和上文所描述一样，使得在有效的行周期期间，采样和保持电路12提供第一信号，该信号取决于参考电容器和校准电容器的电容值CREF和CCAL之间的差值。校准电容器和参考电容器有标称相等的电容值，使得在没有该实例的实际实现引入的任意差错的情况下，积分器20的输出电压将为零。积分器20对第一信号积分以提供输出电压VOUT。
然而，这样的实际实现会引入差错。例如，这样的差错由起因于基于晶体管的开关的有限寄生电容值的电荷注入效应引起，所以积分器20在校准帧期间的实际输出电压提供可用作比较器21的参考电压的电压，以减小或消除这样的差错。
在采样帧期间，采样和保持电路12提供取决于液晶电容器和参考电容器的电容值CLC和CREF之间差值的第二信号。在转换帧期间，采样和保持电路12提供取决于放电电容器和参考电容器的电容值CDIS和CREF之间差值的第三信号。
在采样和转换帧周期期间，存储参考电压的电容器(构成参考电压发生器一部分但未在图18中示出)与运算放大器31断开，用于提供参考电压给比较器21。电容值同为CF的另一个反馈电容器(未在图18中示出)通过反馈网络32连接在运算放大器31的反相输入端和输出端之间，并执行上文所述的采样和转换操作。提供给比较器21的补偿电压参考值至少部分补偿上述差错，以便于提供对液晶电容器更精确的测量从而提供对液晶材料温度的更精确的测量。
为了提供DC平衡以平衡施加到构成第一电容器11的电介质的液晶上的电场极性，以便于减少或避免液晶层的劣化，需要如图19中所示的第四“平衡”帧。理想地，极性应当被完全平衡，但实际上这无法完全精确实现。例如，除其它因素，极性平衡程度取决于和信号上升沿和下降沿的电平和时序。例如，因为部件中公差不可避免，这些因素不可能绝对精确和准确。如果该平衡程度在设备工作寿命期间能足以避免液晶材料的退化，这就足够了。在第一校准帧中，时钟相位信号Φ1A(B)使开关S1A(B)闭合，以在每个有效的行周期将液晶电容器11连接到更低驱动电压VL。在这些行周期期间，公共电极处于高电压。
在第二采样帧期间，液晶电容器连接到高驱动电压VH，而在有效的行周期期间公共电极处于低电压。在转换帧期间液晶电容器处于低驱动电压，而在有效的行期间公共电极处于高电压。相应地，为了在平衡帧的有效的行期间提供DC平衡，将液晶电容器充电至高驱动电压，而公共电极处于低电压。
图20中示出的例子与图18中示出的不同之处在于校准和放电电容器CCAI和CDIS被具体化为被偏置而工作在温度无关区域的液晶电容器。具体地，这样的时序使得在相对低电压下“测量”校准和放电电容器。在电容值基本与温度无关的电压范围中选择该低电压，例如图2中所示低于大约1.5伏的电压。
该实例的基本操作与图18的基本操作相同，但除了必须相对于校准和放电电容器提供DC平衡。这通过提供分别由时钟相位信号Φ1A(B)-Φ1C(B)控制的开关S1A(B)-S1C(B)来实现，该开关用于将电容器连接到低驱动电压VL。图19的波形图可应用于图20的实例。不过，附加时钟相位信号是这样的：
·液晶电容器11在校准和转换帧期间连接到低驱动电压VL，在采样和平衡帧期间连接到高电压VH。
·校准电容器在校准和转换帧期间连接到高电压VH，在采样和平衡帧期间连接到低电压VL。
·放电电容器在校准和转换帧期间连接到高电压VH，在采样和平衡帧期间连接到低电压VL。
该实例的一个优点是，因为相似的构造改善了电容器的匹配，所以增加了测量的精确度。具体地，液晶电容器、放电电容器以及校准电容器都是液晶电容器，与前面的实例相比可更加精密地匹配，在前面实例中液晶电容器与常规电介质放电和校准电容器的结构不同。虽然参考电容值CREF应当与液晶电容值CLC接近，但参考电容器不应是液晶电容器，因为通过校准帧的方法可消除任何不匹配。
图21示出连接在运算放大器31的反相输入端和输出端并将参考电压VREF提供给比较器21的反馈网络32的实例。反馈网络32包括电子开关SFB，1-SFB，7以及第四和第五积分电容器CFB，1和CFB，2。这种装置允许在校准帧期间产生校准电压，接着在第三转换帧期间将该校准电压存储为比较器21的参考电压。在每个转换循环的每帧期间，反馈网络32在运算放大器31的反相输入端和输出端提供电容值CF。
在校准帧期间，开关SFB，1和SFB，2闭合，使电容器CFB，1连接在运算放大器31的反相输入端和输出端之间。开关SFB，7和S7暂时闭合以便于将电容器CFB，1的端子复位到接地电位。然后如上文所述校准帧继续，使得在校准帧末尾，电容器CFB，1上存储的电压等于积分器输出差错电压。
在接下来的三帧期间，开关SFB，1和SFB，2打开而开关SFB，3-SFB，6闭合。开关SFB，7和S7暂时闭合以将电容器CFB，2的端子复位到接地电位。因此在校准帧期间将积分器输出电压被提供给比较器21作为参考电压VREF在转换帧期间使用。在每个转换循环的采样、转换和平衡帧期间电容器CFB，2担当积分电容器。
图22示出包括偏移校正电路的比较器21的一个实例，例如在R.Gregorian“Introduction to CMOS Op Amps and Comparators”，John Wiley and Sons，1999中披露的类型。由积分器20的反馈网络提供的参考电压还用于为消除偏移提供参考电压。
比较器21包括级联运算放大器40和41以及42、接收采样脉冲SAM的动态锁存器43、偏移存储电容器CCP，1-CCP，6、由时钟相位信号Φ2控制的电子开关SCP.1和SCP，2、以及由时钟相位信号Φ1控制的电子开关SCP，3-SCP.10。
放大器40、41以及42的偏移量可能会随它们各自的输入电压而不同。例如，如果在特定电压去除偏移，那么在其它工作电压会存在残差偏移差错。为了改善精确度，必须在与工作期间盛行的相同条件下消除这样的偏移。在这个实例中，在参考电压去除偏移量，以便于改善转换精确度。
在偏移去除的第一相位期间，开关SCP，3-SCP，10闭合，以便测量各个阶段的偏移并将其存储在电容器CCP，1-CCP.6上。在由参考电压VREF指定的工作点处测量放大器偏移电压。
在偏移去除的第二相位期间，开关SCP，3-SCP，10打开而开关SCP，1和SCP，2闭合，以便第一放大器40的输入端连接到比较器的输入端。这样比较器如往常一样工作，而且因为各个偏移电压仍被存储在电容器CCP，1-CCP，6上，所以可基本消除或极大减小产生自放大器偏移电压的差错。
只需在每个转换帧的开始执行比较器偏移去除循环。或者，为了减小由来自偏移存储电容器CCP，1-CCP，6的漏电引起的差错，可在转换帧的每个行周期的开始执行偏移去除循环。
图23中所示的装置与图22中所示的不同之处在于单位增益缓冲器45对积分器20中的参考电压发生器进行缓冲以免受比较器21的加载效应。因此，存储在电容器CFB，1上的积分器输出差错电压基本上不受比较器偏移去除循环和测量操作的干扰。可为单位增益缓冲器45提供类似的偏移去除装置，在G.Cairns等人“Multi-Format Digital Display with Content Driven Display Format”，Society for Information Display Technical Digest，2001第102-105页中公开了一种合适的装置。
图24示出形成积分器20一部分的偏移消除装置50。提供这样的装置以补偿运算放大器31内晶体管特性的差异，该差异可能另外引起放大器呈现出输入偏移差错电压，这会导致转换差错和放大器饱和。该装置包括第七偏移存储电容器COS和电子开关装置，该电子开关装置包括由时钟相位信号Φ1控制的电子开关SOS，1-SOS，4和由时钟相位信号Φ2控制的电子开关SOS，5和SOS，6。当结合如上文所述与反馈网络32使用时，开关SOS，1可通过开关SFB，7具体化。
偏移消除装置的操作出现在两个相位中。在第一个相位，采样放大器偏移。具体地，开关SOS，1-SOS，4闭合，以便运算放大器31以反相单位增益配置连接，且在电容器COS上存储放大器偏移。具体地，放大器31的输出端通过开关SOS，1连接到放大器31的反相输入端，以便放大器31电压增益为—1，以提供反相单位增益配置。放大器31的非反相输入端通过开关SOS，3接地，以便输入偏移差错电压呈现在放大器31的反相和非反相输入端之间。在放大器31的输出端，输入偏移差错电压反相呈现，因此通过开关SOS，2和SOS，4呈现在电容器COS上。在第二相位，开关SOS，5和SOS，6闭合，以便所采样的偏移电压反相并被加到放大器31的非反相输入端。在积分器20随后的操作期间，保留下面的偏移采样、偏移校正。
在转换循环期间，例如在存在校准帧时在校准帧之前，该放大器偏移电压可被采样一次。那么偏移电压保持存储在电容器COS上直到随后的偏移采样相位。或者，可在转换循环每一帧的开始采样偏移电压。再或者，可在积分器20在工作期间的每个有效行周期的开始采样偏移电压。如果来自电容器COS的电荷泄露随着时间积累会导致在所存储的偏移电压中产生差错，那么这种更频繁的偏移采样和校正是较佳的。
对液晶材料的温度测量用于影响AMLCD的操作的改变。例如，可调节施加到AMLCD像素上的驱动电压，以补偿显示器由温度引起的液晶材料性质的改变。用于调节显示器驱动电压的装置可包括查找表以及一个或多个用于控制在显示器驱动电路中使用的参考电压的数/模转换器(DAC)。可通过实验预先确定存储在查询表中的数值，以允许为所测得的温度产生合适的驱动电压。
例如，可将针对温度范围的一组液晶电压透射率曲线存储在查找表中，且可基于所测得的液晶材料温度选择适当或最接近的曲线。或者，可存储有限点的集合与插入的中间值，以便于对任一液晶温度产生合适的曲线。如US5,926,162所公开，另一种可能是根据所测得温度改变公共电极的电压。
AMLCD中的液晶材料的温度不是一个快速变化的变量。相应地，相对不频繁地进行温度测量就足够，以减少功耗。测量的频率可预先确定，或可为变量，也可由用户或主机外部设置。或者，用户或主机可提供一个信号，请求进行温度测量循环。响应于这样一个请求，如上文所述在公共电极处于合适极性的情况下，该装置在帧周期的开始使测量循环开始。在测量循环的末尾，存储计数器22的输出并使该输出可用于提供AMLCD温度补偿或用于任意其它想要的目的。
为更好理解本发明的本质和优点，应当参考随后的结合附图的具体说明。
这样说明了本发明，显然相同的方法可以许多方式变化。这些变形不应当被认为是对本发明精神和范围的背离，而且对本领域普通技术人员明显的是，所有这些修改旨在被包括在以下权利要求的范围内。
这样，可提供一种自动校准AMLCD错误的装置，例如由制造公差引入的错误。例如，这样的装置还为诸如来自设备内晶体管开关的电荷注入之类的非理想情况提供补偿。不需要另外的连接，也不需要外部校准步骤。因此利用设备的液晶层形成电介质，这样的装置能够提供对温度传感电容器的电容值的更精确测量，从而提供对该层的液晶材料的温度的更精确测量。
第二电极可包括公共电极的部分。
第一和第二信号可分别包括第一和第二电压。
第一、第二以及第三电容器可以分别是对电压转换电路的第一、第二以及第三电容值的部分。每个转换电路可包括用于将第一到第三电容器中相应的一个连接到预定电压用于对其充电的第一电子开关、转移电容器、在相应的电容器和转移电容器之间用于它们之间共享电荷的第二电子开关、用于将转移电容器连接到转换电路输出端的第三电子开关、以及用于对转移电容器进行放电的第四电子开关。第一到第四电子开关的每一个可包括形成在第一基板之上的晶体管。
转换器可包括积分转换器。该转换器可包括积分放大器、被安排成在校准循环期间连接到积分放大器的反馈回路中用于将第一信号积分以形成参考电压且在校准循环之后从该反馈循环断开用于使参考电压可用的第四积分电容器、以及被安排成在校准循环之后连接到反馈循环中的第五积分电容器。
该转换器可以是双斜率转换器。该设备可包括第六放电电容器、被安排成在测量循环的转换循环期间提供取决于第二和第六电容器之间差值的第三信号的采样/保持电路。该设备可包括比较器，用于将积分放大器的输出与电压参考值相比较。
该装置可包括用于积分放大器的偏移补偿装置。该补偿装置可包括第七电容器和电子开关装置，该电子开关装置被安排成在测量循环的偏移补偿循环期间且在第七电容器被安排成存储输出电压的情况下将积分放大器配置成反相单位增益放大器，并且在偏移补偿周期之后，将第七电容器连接到积分放大器的输入端。
测量循环可包括D.C.平衡循环，用于向第一电容器施加电压以基本平衡施加于形成其电介质的液晶之上的场的极性。
采样/保持电路和转换器可形成在第一基板上。
该装置可包括用于响应于第一电容器的电容值的测量向矩阵的单元提供温度补偿的驱动信号的装置。
例如在液晶显示器的情况下，所得到的测量值可被用来补偿温度的影响。其中这些显示器用在温度显著变化的环境中，可提供补偿来减少诸如对比度减小之类的显示质量的降低。能够将与测量电容值相关联的所有电路都形成在该设备内部，使得在该设备和其它部件之间不需要附加的连接。这种装置可在不修改例如设备驱动电路或像素矩阵的设计和操作的情况下结合在其中。因此，可获得对液晶材料温度相对精确的测量，并可使用该精确测量在显示性能上对温度变化提供高质量补偿。
附图简述
作为示例，将参考附图进一步说明本发明，其中：
图1是示出有源矩阵液晶设备(AMLCD)在几种不同温度下的转换特性的透射率占最大透射率的百分比与像素驱动电压的关系的曲线图。
图2是多个温度下AMLCD中的液晶传感电容器的电容值与其上所施加电压的(标准化的)关系的曲线图。
图3图解示出用于AMLCD的行反转寻址方案的相邻帧。
图4包括示出针对图3所示的行反转方案的公共或对电极的电压或电位的波形图。
图5图解示出构成本发明一实施例的一种AMLCD的布局。
图6是示出图5的AMLCD的温度传感装置的示意性框图。
图7是示出图6中所示装置中出现的波形的图。
图8是示出图6中所示装置的第一个实例的电路图。
图9是示出图8中所示实例的操作的波形图。
图10是示出图8中所示实例中的信号的时序的时序图。
图11和图12分别对应图9和图10，但示出操作的替换的模式。
图13是示出图6中所示装置的第二个实例的电路图。
图14是示出图13中所示实例的操作的时序图。
图15是示出图6中所示装置的第三个实例的电路图。
图16和图17是示出图15中所示实例的操作的波形图和时序图。
图18是示出图6中所示装置的第四个实例的电路图。
图19是示出图18中所示实例的操作的时序图。
图20是示出图6中所示装置的第五个实例的电路图。
图21是示出图6中所示装置的参考电压发生器的电路图。
图22是示出图6中所示装置的比较器的电路图。
图23是经修改的图22中所示比较器类型的比较器的电路图；以及
图24是示出图6的装置的偏移消除电路的电路图。
附图中相同的附图标记始终表示相同的部分。
实现本发明的最佳模式
如上文所述，有源矩阵液晶设备(AMLCD)的诸如显示器的显示性能之类的性能随该设备的液晶材料的温度而变化。图1示出像素驱动电压和像素透射率之间的转换函数是如何关于在工作过程中这种设备可能会遭受的温度范围而变化的。例如，这种设备可用在车辆中以提供显示器，而会遭受非常广的温度范围。为了减少温度变化对显示性能的影响，必须提供补偿。
如上文所述，可使用其电介质由设备的液晶材料形成的液晶电容器的电容值来提供对液晶材料实际温度的测量，且可在用于提供温度补偿的装置中使用该测量值。然而，这样的液晶电容器的电容值也取决于施加到液晶层上的电压，图2示出在一个温度范围下的该变化。
为了避免或极大减小这种设备的液晶材料的劣化，已知可周期性地反转施加到单个像素单元的驱动信号的极性，使得在工作期间之上基本上没有所施加电压净直流分量，因此也没有所施加场净直流分量。用于实现这个目的的已知技术被称为“行反转”且在图3中示出。该设备一次刷新一帧，且在每一帧中，像素用显示数据一次刷新一行。在帧的每个相邻对的第一帧中，提供正驱动信号给奇数行ROW1、...、ROWM，提供负驱动信号给偶数行。在相邻对的第二帧中，行驱动信号的极性反转，以便在该设备工作期间各行在一帧中接收正驱动信号，在下一帧中接收负驱动信号。
图4示出电压或电位VCOM，和它的反或补VCOMB，如在图3示出的行反转寻址方案类型中使用的一样。电位在最大正值VCOM和最小值0之间转换。将该电位提供给公共或“对”电极，该电极为所有像素所共用，并在面向设备的有源矩阵基板的基板上形成连续层，且液晶层在这些基板之间。将驱动信号提供给有源矩阵基板上的单个像素电极以选择所需透射率，且这些驱动信号在最高电压VH和最低电压VL之间变化以获得所需像素透射率。在行周期期间，当对电极电位为VCOM时，VH表示最大像素穿透率，而VL表示最小穿透率(或各自表示白和黑)。在行周期期间，当对电极电位为零时，VH表示最小穿透率而VL表示最大穿透率。中值驱动电压提供灰度级显示，而根据行反转方案产生和提供用于显示的图像数据。
图5图解示出构成本发明实施例的AMLCD的布局。具体地，图5示出有源矩阵显示器的第一基板1的布局，图中隐藏了支撑平面的第二对基板、基本覆盖对基板的整个区域并被安排成接收图4中所示的电压VCOM的公共电极。基板支撑其它层，例如对准层，并被分隔开以限定包含液晶材料的空腔。可在需要时提供极化器、滤色器、延时器、以及其它部件以形成诸如显示器之类的完整的设备。
显示器基板1包括在该基板绝大部分区域之上的像素矩阵区域2。显示器源驱动器3和显示器栅驱动器4沿着基板1的两个相邻边布置，并执行像素矩阵的有源矩阵寻址。显示器时序和控制装置5控制图像数据的刷新，该图像数据是在输入6处从“主机”接收的。这样的装置是公知的且不作进一步说明。
图5所示的设备还包括温度测量装置10。该装置包括第一液晶电容器11，其包括形成在基板1上的第一电极，与形成第二电容器电极的在对基板上的公共电极以及提供电容器电介质的液晶层协作。电容器11连接到采样和保持电路12，该电路反复预改变电容器11到固定、稳定、已知大小的电压值，并与像素矩阵寻址同步地测量电容器11的电容值。因此电容器11的电压依赖性可被解决，并可获得对电容值以及因此对温度的更精确测量。为方便起见，可在液晶电容器11上电压大小相同且可能是极性相同的情况下测量电容值，以便于避免图2所示的电压依赖效应。因此在电压依赖效应被极大地减小或消除的情况下，电容器11的电容值基本上仅仅是液晶温度的函数，且因此可提供实际液晶温度的测量。
将电路12的输出提供给模/数转换器(ADC)13，模/数转换器13将所测得的信号转换为相应的数字值。控制信号发生器14产生控制信号用于控制装置10的操作。将ADC13的输出提供给传感器接口15，传感器接口15将控制信号从主机和装置5提供给装置10。将液晶温度的测量值用以补偿图1中所示的温度变化。例如，可将所测得的温度提供给主机，主机产生合适的图像数据以便于补偿液晶材料温度与该设备标准工作温度的差异。
如图6所示，仅电容器11的在显示器基板1上的电极可接入，且该电极连接到采样和保持电路12的输入端。电容器11的电容值由CLC表示，且随液晶材料温度而变化。将电路12的输出VS/H提供给ADC13，ADC13是双斜率ADC的形式。因此，该ADC包括积分器20，积分器20的输出VOUT被提供给比较器21。将比较器21的输出提供给计数器22，该计数器22形成ADC13的数字输出信号。双斜率ADC的基本操作和结构是公知的，因此下文将具体说明与图5中所示的AMLCD中的该设备的使用相关的那些方面的结构和性能。
图7示出了垂直和水平同步信号VSYNC和HSYNC，以及积分器20的输出和比较器21的输出。在形成装置10的“采样”帧的AMLCD第一帧刷新操作期间，采样和保持电路12产生与液晶电容器11的电容值CLC成比例的电压VS/H。在2N行刷新期间，其中N是计数器22的比特数量，积分器20将其输出电压增大kVS/H，其中k是积分器常数，使得在所选择的2N行之后，即该帧中最后2N被刷新的行，积分器的输出电压VOUT等于2N.kVS/H。实际上以及如下文具体所述，积分器20实际上将表示电容器11的电容值CLC与参考电容器的电容值CREF之间差值的差值信号积分，其中参考电容器的电容值与温度无关，并被安排成小于或等于电容值CLC的最小值。因此积分器20在其输入端接收正信号且在其输出端产生上升斜率。
在第二“转换”帧期间，采样和保持电路12产生与参考电容器的电容值和放电电容器的电容值之间差值成比例的电压，其中放电电容器的电容值与温度无关，且被安排成比参考电容器小的已知值。因此对积分器20的输入信号是负的，且积分器在其输出端产生下降斜率。
比较器21将积分器20的输出电压VOUT与参考电压VREF相比较并为每个行刷新周期产生输出脉冲，其中在行刷新周期期间输出电压比参考电压大。参考电压VREF可为已知固定的电位或可在如下文所述的附加校准帧期间产生。对来自比较器21的每个输出脉冲，将计数器22加一，使得在转换帧的结尾，计数器22的输出与液晶电容器11和参考电容器之间的电容值差值成比例。
装置10全部形成在显示器基板1上，使得所需的外部连接最少。例如，装置10可由以多晶硅薄膜晶体管电路的形式集成在显示器基板上的晶体管和其它部件构成。
在图8中具体示出了该装置的第一个实例。传感器接口15包括时序发生器，该时序发生器提供多个相位时钟信号Φ1，...，ΦDCB，其部分或全部被采样和保持电路12以及ADC13使用。时钟信号将各个行刷新周期划分成多个相位以进行测量。
第一液晶电容器11被示为在液晶电容器分支25内电路12的一部分。分支25包括电子开关(例如由薄膜晶体管形成)，并对电压转换电路构成第一电容器。第一电子开关S1A仅在时钟相位信号Φ1A期间闭合，以将电容器11的可用平板充电至提供给公共电极的电位VCOM的补VCOMB的电压。第二电子开关S2A仅在时钟相位信号Φ2A期间闭合，以将电容值为CO的转移电容器与液晶电容器11连接以进行电荷转移，使得转移电容器上的电压与前一相位在液晶电容器11中保持的电荷成比例，且因此与液晶电容器的电容值CLC成比例。在时钟相位信号Φ1A期间，第四电子开关S4A闭合，以便对转移电容器进行放电以为电荷转移作好准备。在时钟相位信号Φ3A期间，第三电子开关S3A闭合，以便将转移电容器连接到积分器20的非反相或“正”输入端。
参考电容器分支26连接到积分器20的“负”或反相输入端，且包括电容值为CREF的第二参考电容器、电容值为CO的转移电容器、由时钟相位信号Φ1控制的第一和第四电子开关S1和S4、以及分别由时钟相位信号Φ2和Φ3控制的第二和第三电子开关S2和S3。分支26构成对电压转换电路的第二电容器。电路12还包括放电电容器分支27，其包括电容值为CDIS的第六放电电容器、电容值为CO的转移电容器、由时钟相位信号Φ1B控制的开关S1B和S4B、以及分别由时钟相位信号Φ2B和Φ3B控制的开关S2B和S3B。放电电容器分支27的输出端也连接到积分器20的非反相输入端。积分器20的输入端在时钟相位信号Φ1期间通过开关S5和S6接地。
积分器20被示为有电容值为CF的积分电容器28和29的差分积分器。积分器的输出端设置有复位开关S7，用于在每个工作周期的开始复位积分器。
每个完整的转换工作周期发生在AMLCD的两个相邻帧刷新期间中。通过图9和图10的波形曲线图示出的两个完整的转换周期示出在一个转换周期的第一帧和部分第二帧期间的时钟相位时序。
可使用来自显示器栅驱动器4的信号来选择其中采样保持电路是有效的行。例如，可使用显示器栅驱动器的第(M-2N)个行扫描信号来初始化如图9中所示出的积分器20的上升和下降斜率，其中M是AMLCD的行数，而N是计数器22的输出比特数。或者，可在外部提供信号，尽管很少需要这样，因为这样不得不增加到AMLCD的连接数。
在每个转换周期的第一个“采样”帧期间，液晶电容器分支25和参考电容器分支是有效的。时钟相位信号Φ1-Φ3和Φ1A-Φ3A包括用于采样和保持电路12的切换的两组或不交迭的时钟相位信号，且在如图9中所示的最后2N显示行期间轮流被激活。图10中示出单个时钟相位信号的时序。
当时钟相位信号Φ1和Φ1A同时为有效的时，开关S1、S1A、S4、S4A、S5以及S6闭合而其它开关打开。将电压VCOMB转移到液晶电容器11和参考电容器CREF的第一电极，以便两个电容器上的电压等于VCOM-VCOMB。这些电压在图4中示出。转移电容器CO和积分器输出端子在该相位期间被复位成地电位。
在对应于时钟相位信号Φ2和Φ2A的下一相位期间，开关S2和S2A闭合而其它开关打开，以便分支25和26中的液晶电容器和参考电容器与相应的转移电容器之间发生电荷共享。在该相位期间，转移电容器连接到液晶电容器和参考电容器的端子的电位升至CLC·VCOMB/(CLC+CO)和CREF·VCOMB/(CREF+CO)。采样和保持电路12的输出电压是这些电压之间的差值，因为CREF小于或等于最小期望液晶电容值CLC，所以该输出电压为正值。该输出电压大约与液晶电容器的电容值CLC和参考电容器的电容值CREF之间的差值成比例。
在时钟相位信号Φ3和Φ3A期间，开关S3和S3A闭合，而电路12的其它开关打开。将电路12的输出电压施加到积分器20的差分输入端之间，而这会导致积分器的输出VOUT增大，增大部分为采样保持电路输出电压和(CO/CF)的乘积，其中CF是积分或反馈电容器28的电容器值。这个过程对采样帧的2N行周期重复，在采样帧的末尾积分器20的输出电压等于2N(CO/CF)VIN，其中VIN是提供给积分器20的输入电压。
在接着的“转换”帧期间，参考电容器分支26和放电电容器分支27是有效的。如图9和图10中所示，在转换帧的最后2N行周期期间，时钟相位信号Φ1-Φ3和Φ1B-Φ3B控制采样和保持电路12的切换。因此，在转换帧的每个有效行周期期间，从积分器20的输出电压VOUT中减去一个负电压，该负电压基本上与参考电容器和放电电容器的电容值CREF和CDIS之间的差值成比例。
在转换帧的每一个有效行周期期间，通过采样脉冲SAM激活比较器21，其中采样脉冲SAM的时序在图10中示出。当被该脉冲激活时，比较器21将积分器20的输出VOUT与参考电压VREF相比较，且当积分器输出电压高于参考电压时为每个采样周期提供输出脉冲。参考电压VREF可为任意合适电压，例如接地电位或如下文所述推导出的电位。在转换帧的末尾，计数器22保持着一个与液晶电容器11的电容值成比例的例如以二进制编码的值，且因此表示了液晶材料温度的测量值。通过复位脉冲RST闭合开关S7的方法复位积分器20，使得该装置无论何时被请求都能为重复整个转换循环作好准备。
因此该装置提供液晶材料实际温度的精确测量，且如上所述，这可用于温度补偿装置，来例如改变像素驱动电压以减少图像外观和质量对温度的依赖。温度传感装置与AMLCD时序同步工作，以便对液晶电容值的测量发生在显示器公共电极处于已知的固定电位之时。因此，基本减少或消除了电压依赖影响。此外，由于将公共电极电位的补或反用来对液晶电容器充电，所以保持了液晶电容器11上的DC(直流)平衡，以便基本上避免构成电容器电介质的液晶材料的劣化。
图8中所示的例子的测量精确程度可能的降低由这样的事实引起，即电压VCOMB处于接地电位期间的行周期被用在转换循环中。因此，在图3中所示的第一帧的偶数行周期期间，采样和保持电路12的输出电压名义上为零伏。然而，由于诸如来自采样和保持电路12的电子开关的电荷注入之类的寄生效应引起的差错，输出电压会足够显著地偏离零伏而影响电容值测量的精确度，乃至温度测量的精确度。
为了避免这个可能的缺点，图8中所示的实例可被安排成仅在电压VCOMB如图4中所示处于高电平的行周期期间执行采样。
图11的波形图示出这种工作模式，且在图12的时序图中示出经修改的时钟相位时序。因此，当液晶电容器、参考电容器和放电电容器被充电至信号VCOMB的较高电位之时，每隔一个行周期执行各个的采样和转换操作。因为需要2N行周期为有效的，用于产生N-比特ADC13的上升和下降斜率，所以采样和转换周期占据采样和转换帧的最后2N+1行周期。
为了保持液晶电容器11的DC(直流)平衡，连接它的第一电极以在每个转换循环的第二或转换帧的有效行周期期间接收信号VCOMB。
图8中示出的例子需要产生附加的信号VCOMB并将其提供给AMLCD。不过，如图13中所示例子中所示，在AMLCD中的数字驱动电路集成到显示器基板上的情况下，这可以避免。更具体地，降电压VH和VL作为参考电压提供给构成AMLCD一部分的数模转换器，且这些电压关于公共端子的电压VCOM对称，以便通过适当的调制方案保持每个像素中液晶材料的DC(直流)平衡。因此，如图13中所示，在时钟相位信号Φ1、Φ1A和Φ1B期间可将高电压VH用于对分支25-27中的液晶电容器、参考电容器和放电电容器进行充电。为了给液晶电容器11提供DC平衡，提供附加的开关SDCB，并通过如图14中所示的时钟相位信号ΦDCB对该开关进行控制。在参考电容器和放电电容器不是液晶类型而是采用常规电介质的情况下，它们不需要这样的DC平衡。
图15中所示的实例与图13中所示的实例的不同之处在于，积分器20的正或非反相输入端与诸如地电位之类的已知参考电压连接，而求和电容器C1连接到积分器20的负或反相输入端与液晶电容器分支25和放电电容器分支27的输出端之间。而且，开关S5和S6由第二时钟相位信号Φ2控制，另外两个开关S8和S9由另一个时钟相位信号Φ4控制。开关S9连接到积分器20的反相输入端与电容器C1的第一终端之间，而开关S8连接到电容器C1的第二端子与接地之间。
在每个行周期期间，该实例的操作一直到时钟相位信号Φ3和Φ3A或Φ3B是有效的时间点与上文所述相同，在该时间点采样和保持电路12的输出电压被传送到求和电容器C1，该电容器先前在时钟相位信号Φ2期间被开关S5和S6完全放电。
有求和电容器C1的该实例的优点是可以减小装置10的总尺寸。在图8和13中所示的实例中，电容值CLC、CDIS以及CREF与转移电容值CO之比和转移电容值与反馈电容值CF之比必须是例如CLC＝CO＝kCF，其中1/k决定了积分器20产生的上升斜率的梯度。希望使CLC相对大以便于减少过程不匹配差错，而且对于高输出比特分辨率，必须使k大于单位值以避免积分器20的饱和。例如，k的典型值为5。因此，所需的电容值与伴随的有源电路相比相对较大，以致需要相对大的区域来集成装置10。
装置10需要被集成在显示器基板的边缘区域，且希望最小化所需区域面积以减小AMLCD的边缘尺寸。使用求和电容器C1可不需要在非反相积分器输入端的反馈电容器29，也可去掉电容器28电容值CF对转移电容器电容值CO的依赖性。求和电容器的电容值不直接与例如液晶电容值CLC相关，且在不增大过程不匹配差错效应的情况下可使其充分小于CO。反馈电容器28的电容值仍与求和电容器的电容值相关，所以其尺寸也可减小。此外，用这样的装置更容易为积分器20提供偏移去除或补偿。
图16和图17是示出图15中所示实例的操作的波形曲线图和时序图。图16与图11相似，但示出电路12的输出信号VS/H代替转换时序信号。图17因为示出时钟相位信号Φ4而与图14不同。
图18示出装置10的另一个实例，它与图15中所示实例不同之处在于提供了校准电容器分支30，且包括第三校准电容器CCAL、另一个转移电容器CO、以及分别由时钟相位信号Φ1C-Φ3C控制的第一到第四电子开关S1C-S4C。分支30构成对电压转换电路的第三电容值。因此第一到第三电容器CLC(11)、CREF以及CCAL分别是对电压转换电路25、26以及30的第一到第三电容值的一部分。分支30的输出端与液晶电容器和放电电容器一样地连接到求和电容器C1的相同终端。此外，积分器包括设置有反馈网络32的运算放大器31，该反馈网络32取代反馈电容器28并将参考电压VREF提供给比较器21。
电容器CLC(11)、CDIS、CCAL以及CREF被示为构成采样和保持电路12的一部分。然而，这主要是为了说明的方便，而这些电容器的每一个可构成该电路的一部分，或可与电路12分离或在电路12外部。
如图19中的时序图所示，每个转换周期包括：初始帧周期，在该周期期间进行校准；以及最终帧周期，在该周期期间进行DC平衡，且采样和转换帧布置在初始帧和最终帧之间。在校准帧期间，校准电容器分支30和参考电容器分支26是有效的，且反馈网络32被安排成在运算放大器31的反相输入端和输出端之间提供电容值CF。电容器充电、电荷转移、差值形成以及积分操作和上文所描述一样，使得在有效的行周期期间，采样和保持电路12提供第一信号，该信号取决于参考电容器和校准电容器的电容值CREF和CCAL之间的差值。校准电容器和参考电容器有标称相等的电容值，使得在没有该实例的实际实现引入的任意差错的情况下，积分器20的输出电压将为零。积分器20对第一信号积分以提供输出电压VOUT。
然而，这样的实际实现会引入差错。例如，这样的差错由起因于基于晶体管的开关的有限寄生电容值的电荷注入效应引起，所以积分器20在校准帧期间的实际输出电压提供可用作比较器21的参考电压的电压，以减小或消除这样的差错。
在采样帧期间，采样和保持电路12提供取决于液晶电容器和参考电容器的电容值CLC和CREF之间差值的第二信号。在转换帧期间，采样和保持电路12提供取决于放电电容器和参考电容器的电容值CDIS和CREF之间差值的第三信号。
在采样和转换帧周期期间，存储参考电压的电容器(构成参考电压发生器一部分但未在图18中示出)与运算放大器31断开，用于提供参考电压给比较器21。电容值同为CF的另一个反馈电容器(未在图18中示出)通过反馈网络32连接在运算放大器31的反相输入端和输出端之间，并执行上文所述的采样和转换操作。提供给比较器21的补偿电压参考值至少部分补偿上述差错，以便于提供对液晶电容器更精确的测量从而提供对液晶材料温度的更精确的测量。
为了提供DC平衡以平衡施加到构成第一电容器11的电介质的液晶上的电场极性，以便于减少或避免液晶层的劣化，需要如图19中所示的第四“平衡”帧。理想地，极性应当被完全平衡，但实际上这无法完全精确实现。例如，除其它因素，极性平衡程度取决于和信号上升沿和下降沿的电平和时序。例如，因为部件中公差不可避免，这些因素不可能绝对精确和准确。如果该平衡程度在设备工作寿命期间能足以避免液晶材料的退化，这就足够了。在第一校准帧中，时钟相位信号Φ1A(B)使开关S1A(B)闭合，以在每个有效的行周期将液晶电容器11连接到更低驱动电压VL。在这些行周期期间，公共电极处于高电压。
在第二采样帧期间，液晶电容器连接到高驱动电压VH，而在有效的行周期期间公共电极处于低电压。在转换帧期间液晶电容器处于低驱动电压，而在有效的行期间公共电极处于高电压。相应地，为了在平衡帧的有效的行期间提供DC平衡，将液晶电容器充电至高驱动电压，而公共电极处于低电压。
图20中示出的例子与图18中示出的不同之处在于校准和放电电容器CCAI和CDIS被具体化为被偏置而工作在温度无关区域的液晶电容器。具体地，这样的时序使得在相对低电压下“测量”校准和放电电容器。在电容值基本与温度无关的电压范围中选择该低电压，例如图2中所示低于大约1.5伏的电压。
该实例的基本操作与图18的基本操作相同，但除了必须相对于校准和放电电容器提供DC平衡。这通过提供分别由时钟相位信号Φ1A(B)-Φ1C(B)控制的开关S1A(B)-S1C(B)来实现，该开关用于将电容器连接到低驱动电压VL。图19的波形图可应用于图20的实例。不过，附加时钟相位信号是这样的：
·液晶电容器11在校准和转换帧期间连接到低驱动电压VL，在采样和平衡帧期间连接到高电压VH。
·校准电容器在校准和转换帧期间连接到高电压VH，在采样和平衡帧期间连接到低电压VL。
·放电电容器在校准和转换帧期间连接到高电压VH，在采样和平衡帧期间连接到低电压VL。
该实例的一个优点是，因为相似的构造改善了电容器的匹配，所以增加了测量的精确度。具体地，液晶电容器、放电电容器以及校准电容器都是液晶电容器，与前面的实例相比可更加精密地匹配，在前面实例中液晶电容器与常规电介质放电和校准电容器的结构不同。虽然参考电容值CREF应当与液晶电容值CLC接近，但参考电容器不应是液晶电容器，因为通过校准帧的方法可消除任何不匹配。
图21示出连接在运算放大器31的反相输入端和输出端并将参考电压VREF提供给比较器21的反馈网络32的实例。反馈网络32包括电子开关SFB，1-SFB，7以及第四和第五积分电容器CFB，1和CFB，2。这种装置允许在校准帧期间产生校准电压，接着在第三转换帧期间将该校准电压存储为比较器21的参考电压。在每个转换循环的每帧期间，反馈网络32在运算放大器31的反相输入端和输出端提供电容值CF。
在校准帧期间，开关SFB，1和SFB，2闭合，使电容器CFB，1连接在运算放大器31的反相输入端和输出端之间。开关SFB，7和S7暂时闭合以便于将电容器CFB，1的端子复位到接地电位。然后如上文所述校准帧继续，使得在校准帧末尾，电容器CFB，1上存储的电压等于积分器输出差错电压。
在接下来的三帧期间，开关SFB，1和SFB，2打开而开关SFB，3-SFB，6闭合。开关SFB，7和S7暂时闭合以将电容器CFB，2的端子复位到接地电位。因此在校准帧期间将积分器输出电压被提供给比较器21作为参考电压VREF在转换帧期间使用。在每个转换循环的采样、转换和平衡帧期间电容器CFB，2担当积分电容器。
图22示出包括偏移校正电路的比较器21的一个实例，例如在R.Gregorian“Introduction to CMOS Op Amps and Comparators”，John Wiley and Sons，1999中披露的类型。由积分器20的反馈网络提供的参考电压还用于为消除偏移提供参考电压。
比较器21包括级联运算放大器40和41以及42、接收采样脉冲SAM的动态锁存器43、偏移存储电容器CCP，1-CCP，6、由时钟相位信号Φ2控制的电子开关SCP.1和SCP，2、以及由时钟相位信号Φ1控制的电子开关SCP，3-SCP.10。
放大器40、41以及42的偏移量可能会随它们各自的输入电压而不同。例如，如果在特定电压去除偏移，那么在其它工作电压会存在残差偏移差错。为了改善精确度，必须在与工作期间盛行的相同条件下消除这样的偏移。在这个实例中，在参考电压去除偏移量，以便于改善转换精确度。
在偏移去除的第一相位期间，开关SCP，3-SCP，10闭合，以便测量各个阶段的偏移并将其存储在电容器CCP，1-CCP.6上。在由参考电压VREF指定的工作点处测量放大器偏移电压。
在偏移去除的第二相位期间，开关SCP，3-SCP，10打开而开关SCP，1和SCP，2闭合，以便第一放大器40的输入端连接到比较器的输入端。这样比较器如往常一样工作，而且因为各个偏移电压仍被存储在电容器CCP，1-CCP，6上，所以可基本消除或极大减小产生自放大器偏移电压的差错。
只需在每个转换帧的开始执行比较器偏移去除循环。或者，为了减小由来自偏移存储电容器CCP，1-CCP，6的漏电引起的差错，可在转换帧的每个行周期的开始执行偏移去除循环。
图23中所示的装置与图22中所示的不同之处在于单位增益缓冲器45对积分器20中的参考电压发生器进行缓冲以免受比较器21的加载效应。因此，存储在电容器CFB，1上的积分器输出差错电压基本上不受比较器偏移去除循环和测量操作的干扰。可为单位增益缓冲器45提供类似的偏移去除装置，在G.Cairns等人“Multi-Format Digital Display with Content Driven Display Format”，Society for Information Display Technical Digest，2001第102-105页中公开了一种合适的装置。
图24示出形成积分器20一部分的偏移消除装置50。提供这样的装置以补偿运算放大器31内晶体管特性的差异，该差异可能另外引起放大器呈现出输入偏移差错电压，这会导致转换差错和放大器饱和。该装置包括第七偏移存储电容器COS和电子开关装置，该电子开关装置包括由时钟相位信号Φ1控制的电子开关SOS，1-SOS，4和由时钟相位信号Φ2控制的电子开关SOS，5和SOS，6。当结合如上文所述与反馈网络32使用时，开关SOS，1可通过开关SFB，7具体化。
偏移消除装置的操作出现在两个相位中。在第一个相位，采样放大器偏移。具体地，开关SOS，1-SOS，4闭合，以便运算放大器31以反相单位增益配置连接，且在电容器COS上存储放大器偏移。具体地，放大器31的输出端通过开关SOS，1连接到放大器31的反相输入端，以便放大器31电压增益为—1，以提供反相单位增益配置。放大器31的非反相输入端通过开关SOS，3接地，以便输入偏移差错电压呈现在放大器31的反相和非反相输入端之间。在放大器31的输出端，输入偏移差错电压反相呈现，因此通过开关SOS，2和SOS，4呈现在电容器COS上。在第二相位，开关SOS，5和SOS，6闭合，以便所采样的偏移电压反相并被加到放大器31的非反相输入端。在积分器20随后的操作期间，保留下面的偏移采样、偏移校正。
在转换循环期间，例如在存在校准帧时在校准帧之前，该放大器偏移电压可被采样一次。那么偏移电压保持存储在电容器COS上直到随后的偏移采样相位。或者，可在转换循环每一帧的开始采样偏移电压。再或者，可在积分器20在工作期间的每个有效行周期的开始采样偏移电压。如果来自电容器COS的电荷泄露随着时间积累会导致在所存储的偏移电压中产生差错，那么这种更频繁的偏移采样和校正是较佳的。
对液晶材料的温度测量用于影响AMLCD的操作的改变。例如，可调节施加到AMLCD像素上的驱动电压，以补偿显示器由温度引起的液晶材料性质的改变。用于调节显示器驱动电压的装置可包括查找表以及一个或多个用于控制在显示器驱动电路中使用的参考电压的数/模转换器(DAC)。可通过实验预先确定存储在查询表中的数值，以允许为所测得的温度产生合适的驱动电压。
例如，可将针对温度范围的一组液晶电压透射率曲线存储在查找表中，且可基于所测得的液晶材料温度选择适当或最接近的曲线。或者，可存储有限点的集合与插入的中间值，以便于对任一液晶温度产生合适的曲线。如US5,926,162所公开，另一种可能是根据所测得温度改变公共电极的电压。
AMLCD中的液晶材料的温度不是一个快速变化的变量。相应地，相对不频繁地进行温度测量就足够，以减少功耗。测量的频率可预先确定，或可为变量，也可由用户或主机外部设置。或者，用户或主机可提供一个信号，请求进行温度测量循环。响应于这样一个请求，如上文所述在公共电极处于合适极性的情况下，该装置在帧周期的开始使测量循环开始。在测量循环的末尾，存储计数器22的输出并使该输出可用于提供AMLCD温度补偿或用于任意其它想要的目的。
为更好理解本发明的本质和优点，应当参考随后的结合附图的具体说明。
这样说明了本发明，显然相同的方法可以许多方式变化。这些变形不应当被认为是对本发明精神和范围的背离，而且对本领域普通技术人员明显的是，所有这些修改旨在被包括在以下权利要求的范围内。