干扰位置的估计

摘要

本发明涉及一种用于估计时变干扰在光波导上的位置的方法和仪器。该方法包括以下步骤：向光波导发送感测信号，其中对感测信号施加了至少部分地依赖于其传输时间的调制；接收已被施加了干扰的返回的感测信号；以及根据先前对所述返回的感测信号施加的所述调制来估计所述干扰的位置。由于感测信号具有至少部分依赖于其传输时间的调制，因此可以推断出信号传播到干扰并返回的往返时间。根据该往返时间或与其相关的值，就可能直接地或间接地估计干扰的位置。

权利要求

1.一种利用干涉测量来估计时变干扰在光波导上的位置的方法，该方法包括以下步骤：向所述光波导发送感测信号，其中对所述感测信号施加了至少部分地依赖于其传输时间的调制；接收已被施加了所述干扰的返回的感测信号；以及根据先前对所述返回的感测信号施加的所述调制来估计所述干扰的位置。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述感测信号是通过分布式反向散射过程而返回。

3.根据权利要求1或权利要求2所述的方法，其中，所述调制具有以循环方式变化的分量。

4.根据权利要求1或权利要求2所述的方法，其中，所述施加的调制是相位调制。

5.根据权利要求4所述的方法，其中，以随着时间的增加而线性变化的频率对所述相位进行调制。

6.根据权利要求1或权利要求2所述的方法，其中，以如下频率对所述感测信号进行调制，其中该频率随时间从低水平增大到高水平并且一旦达到所述高水平就返回到所述低水平。

7.根据权利要求6所述的方法，其中，所述频率以锯齿形方式变化。

8.根据权利要求1或权利要求2所述的方法，其中，所述调制为幅度调制。

9.根据权利要求8所述的方法，其中，所述幅度调制为波状调制。

10.根据权利要求1或权利要求2所述的方法，其中，所述调制为脉冲状调制。

11.根据权利要求1或权利要求2所述的方法，其中，引入到所述波导中的所述感测信号形成为信号对，其中一对信号至少部分地彼此互为副本。

12.根据权利要求11所述的方法，其中，给定的一对信号的副本彼此时间偏移地被引入到主线中。

13.根据权利要求12所述的方法，其中，针对接收的从所述波导返回的信号，取消相对延迟。

14.根据权利要求12或13所述的方法，其中，使得在具有第一路径和第二路径的干涉仪装置处产生所述时间偏移，所述第一路径的通过时间比所述第二路径的通过时间长，使得一对信号的副本分别沿着彼此不同的路径传播。

15.根据权利要求1或权利要求2所述的方法，其中，所述波导作为单模波导而工作。

16.一种利用干涉测量来估计时变干扰在光波导上的位置的装置，该装置包括：用于向所述光波导发送感测信号的装置，其中对所述感测信号施加了至少部分地依赖于其传输时间的调制；用于接收已被施加了干扰的返回的感测信号的装置；以及使用先前对所述返回的感测信号施加的所述调制来估计所述干扰的位置的装置。

说明书

干扰位置的估计

技术领域

[0001] 本发明涉及一种对波导上干扰的位置进行估计的方法和装置，具体地说，其中该干扰为时变干扰。

背景技术

[0002] 已知利用被称为调频连续波(FMCW)的技术来估计物体的距离，其中向该物体发送调频信号。然而，当估计时变干扰的位置时，特别是估计时变干扰沿着波导的位置时，这种已知技术并不总是方便或灵敏的。

发明内容

[0003] 根据本发明的一个方面，提供了一种以干涉测量方式来估计光波导上的时变干扰的位置的方法，该方法包括以下步骤：向光波导发送感测信号，对所述感测信号施加至少部分地依赖于它们的传输时间的调制；接收已被施加了干扰的返回的感测信号；以及根据先前对返回的感测信号施加的调制来估计干扰的位置。

[0004] 由于感测信号具有至少部分地依赖于它们的传输时间的调制，所以可以推断出信号传播到干扰并从干扰返回的往返时间。由该往返时间或与该往返时间相关的值，能够直接地或间接地估计干扰的位置。

[0005] 优选的是，施加的调制将是相位调制。这将使得所发送信号的强度基本上是恒定的。然而，代替的或附加的是，可以对感测信号的幅度进行调制。如果幅度被调制，并且如果作为调制的结果来自光源的信号被中断，则与未中断时间段相比，可以使该中断很短暂，由此使得能够保持高灵敏度。

[0006] 调制的频率可以随时间而改变，优选地以循环的方式改变。另选地或者附加地，优选地通过相位调制可以将二进制码或其他信息调制到感测信号上。然后利用自相关技术可以获得传输时间的指示。

[0007] 感测信号将优选地被形成为来自光源信号的信号副本。光源信号优选地具有与它们相关联的相干时间，从而在相干时间的时标(time scale)上出现光源信号(通常随机的)的相位变化。信号副本不需要彼此完全一样。虽然由光源信号的不相干而产生的随机相位变化对于一对信号副本中的每一个来说优选地是共同的，但施加到这些信号副本上的调制对于一对副本来说可以(但不需要)是共同的。在信号被发送到波导之前或者被发送到要进行感测的波导的一部分之前，相位调制器可以用于对这些信号施加相位调制。

[0008] 优选的是，信号副本将以彼此相对时间延迟的方式沿着传送线路被发送，从而形成在前(leading)副本和在后(trailing)副本。返回的在前副本随后可以相对于先前的在后副本而延迟，从而这两个副本可以基本上彼此同步地结合在一起。

[0009] 在优选实施方式中，这是通过利用诸如非平衡马赫-曾德尔(Mach Zehnder)干涉仪的干涉仪级而实现的。在该优选实施方式中，来自光源的输出被馈送到干涉仪，其中在该干涉仪中信号被复制，一个副本被引导到干涉仪的一条路径，与每条路径相关联的通过(transit)时间是不同的，因而从干涉仪级发送信号副本的时间之间产生相对延迟或差分延迟。由于在发出方向施加的相对延迟将与在返回方向施加的相对沿迟相同，在每种情况下这是由两条路径的通过时间之差而确定的，因此随后可以按照特别方便的方式利用相同的干涉仪级来重新调整(re-align)返回的信号副本，

[0010] 优选的是，将至少部分地根据光源的平均相干时间来选择差分延迟。优选的是，差3
分延迟比相干时间长得多。优选的是，差分延迟与相干时间的比大于或等于10，更优选的
5
是，差分延迟与相干时间的比大于或等于10，甚至更优选的是，差分延迟与相干时间的比
7
大于或等于10。

[0011] 优选的是，复制输出信号并发送这些信号的步骤将在第一位置执行，在距离第一位置至少1km或甚至至少10km的位置，仍可检测到干扰。

附图说明

[0012] 将在所附权利要求中提供本发明的进一步的方面。下面将参照以下附图仅仅借助于实施例来进一步详细描述本发明，在附图中：

[0013] 图1示出了根据本发明的光学感测系统；

[0014] 图2为迹线，该迹线例示了频率随着施加到感测系统中发送的信号上的调制的时间的变化；

[0015] 图3(a)示出了发送信号的频率-时间变化和从近处、中间和远处返回的信号的迹线；

[0016] 图3(b)示出了指示出发送信号和从图3(a)的近处、中间和远处返回的信号之间的频率差的信号；

[0017] 图4(a)示出了发送信号和返回信号的频率-时间变化；

[0018] 图4(b)示出了指示出图4(a)的发送信号和返回信号之间的频率差的信号。

具体实施方式

[0019] 图1示出了感测系统，其中传感器站12连接到光纤16以便感测光纤16上的干扰。传感器站12包括将感测信号发送到光纤上的光源18，以及在光源18和光纤16之间的干涉仪级10。干涉仪级10，这里为马赫曾德尔(Mach Zehnder)干涉仪，具有第一路径和第二路径，这两条路径分别通过第一耦合级28和第二耦合级30在各自端部耦合。光源18耦合到第一耦合级的输入，从而为了使光沿出射方向(即，向着光纤16)传播，第一耦合级28用作定向功率(强度)分路器以将光从光源引导到路径中的每一条。每条路径的功率以预定方式来分担：尽管可以使用不同的比率，但这里以50∶50来分担功率。对于由光源18提供的每个信号，该信号在第一耦合级28被复制，从而生成第一副本和第二副本，一个副本沿着第一路径传播，而另一个副本沿着第二路径26传播。

[0020] 第一路径具有延迟级34，用于增加光沿其传播的通过时间，从而光沿着第一路径在第一耦合级28和第二耦合级30之间传播的通过时间比沿着第二路径26的通过时间要大一个延迟时间D。第二耦合级30将来自第一路径和第二路径的光合并，并将合并后的光向着光纤16进行引导(channel)。因此，对于由光源产生的信号，干涉仪级10用于将这些信号副本中的一个信号副本相对于另一个信号副本延迟一个延迟时间D，这些信号副本在彼此不同的时间被发送到光纤网络16。

[0021] 在第二耦合级30的输出设置有相位调制器50，用于对发送到光纤16的感测信号的相位进行调制。相位调制器50可以是压电调制器，或者是具有折射率依赖于电场的波导区的调制器。

[0022] 该实施例中的光源是连续波光源，因此这些信号将彼此无缝地继续，连续信号之间的差别是概念上的。然而，光源可以有一些间断，只要光源在一个相当比例的时间内发光即可。即，如果连续波光源有间断，则该间断将是这样的：符号间隔比(mark space ratio)要高，优选的是大于5或大于10。虽然低符号间隔比也是可以的，但是符号间隔比越低，感测系统的灵敏度将越低。

[0023] 由于发送的感测信号沿着光纤传播，这些信号通过分布式反向散射过程(这里为瑞利(Rayleigh)反向散射)逐步地返回到传感器站12。光纤的时变干扰将导致能够在干涉仪级10处检测到的(除了由相位调制器50施加的相位改变之外的)相位改变，这将在下面进一步解释。

[0024] 对于沿着返回方向(即向着传感器站)传播的信号，第二耦合级30用作功率分路器，将信号强度的一部分引导到第一路径和第二路径中的每一个。第一耦合级28随后用于将来自第一路径和第二路径的返回信号合并，由此产生能够检测出沿着光纤的干扰的干涉信号。

[0025] 由于沿着光纤从不同位置返回的感测信号将在不同的时间到达传感器站12，因此可以基于感测信号到达干扰并从干扰返回的往返时间来确定干扰的位置。在图1的实施方式中，这利用信号处理级52来实现，信号处理级52的输入经由光探测器(这里为模拟PIN-FET接收器49)连接到干涉仪的第一耦合级，以便在电域(electrical domain)中接收干涉信号。信号处理级52包括扫描发生器56，该扫描发生器56用于对相位调制器50进行控制从而以时变方式对感测信号的相位进行调制。具体地说，扫描发生器56被配置为将调制器信号馈送到相位调制器50，该信号用于控制相位调制器50对感测信号进行调制的频率。在该实施例中，该调制器信号为锯齿形信号，使得调制频率以循环方式线性增大并随后突然下降。

[0026] 信号处理级52包括频谱分析器级54，频谱分析器级54用于对干涉仪信号进行滤波以还原由相位调制器50施加到感测信号上的调制，由此产生表示调制频率的频率信号。

[0027] 信号处理单元58耦合到频谱分析器级54和扫描发生器级56。信号处理单元58一方面从扫描发生器级56接收调制信号的副本，该副本表示相位调制器52对发出的感测信号进行调制的(时间相关的)频率。另一方面，信号处理单元58从频谱分析器级54接收频率信号，该频率信号表示返回的感测信号的调制频率。信号处理单元58包括用于对调制信号和频率信号进行混频的混频器级60，由此提供代表了调制信号和频率信号各自频率之差的差信号。因此，如果调制信号代表调制频率f1(t)，频率信号代表调制频率f2(t)，则差信号为频率(或量值)是f1(t)-f2(t)的信号。

[0028] 由于调制频率为线性斜坡，差信号将与往返时间成比例，因此差信号与沿着光纤路径的干扰的距离成比例。信号处理单元58被配置为基于差信号和频率的倾斜度来计算干扰的距离。

[0029] 更详细地，这通过如下过程实现：设置监控级62以监控来自干涉仪级10的干涉信号，并且如果干涉信号突变就产生干扰或根据预定准则来产生干扰。距离计算级64耦合到监控级62和混频器级60。响应于从监控级62接收干扰信号，计算级64被配置为基于以下因素来计算干扰的距离：(i)来自混频器级60的差信号；(ii)频率的倾斜度，即最大频率和最小频率之差(Δf)除以倾斜时间(Δt)；和(iii)速度到位置的转换因子。上述各种级和单元可以在连接到一个或更多个存储器的一个或更多个适当的编程的处理器中实现。

[0030] 尽管图1中所示的相位调制器50连接到扫描发生器56的输出，但相位调制器可以另选地位于第一耦合级28和第二耦合级30之间的多个路径中的任一路径中。经过实验已经发现，相位调制器的图1中所示的位置提供了最强的信号，但是将相位调制器置于干涉仪路径中的任一条中是有利的，因为这将减少或避免2/D处的节拍形式的频率，其中D是通过干涉仪级10的差分延迟。

[0031] 由光源产生的辐射可以是非偏振的，或者另选地，在光源和干涉仪之间设置去偏振单元43，该去偏振单元43用于在光射入干涉仪之前对该光进行去偏振(该去偏振单元例如可以是光纤Lyot去偏振器)。偏振控制器或去偏振器49可以设置在干涉仪的多个路径中的一条路径中(这里为第一路径)，所以来自在第一耦合器28处沿返回方向合并的第一路径的光的偏振至少与来自另一路径的光的偏振部分地对准。去偏振器还具有以下优点，它有效地混杂(scramble)了返回的反向散射信号中的任何偏振结构，使得更易于检测遗漏的缺陷。

[0032] 典型地，光源以1微米和2微米之间(优选为大约1.3或1.55微米)的波长工作，以有效地利用标准通信光纤，这种光纤被配置为支持该波长下的单模传输。典型地，光纤具有直径为大约9微米或10微米的单芯(single core)。光源通常为具有小于10皮秒(优选为小于1皮秒)的相干时间的宽带光源，优选的是干涉仪的延迟时间D比相干时间大得多。典型地，干涉仪具有至少5km的路经差，优选的是具有至少10km的路经差，或者甚至具有至少20km的路经差：除了比相干时间长之外，长的延迟将会使感测系统对于低频干扰更加灵敏。

[0033] 为了理解如何能够基于干涉仪信号来检测干扰，考虑干涉仪级10的工作是有帮助的，该干涉仪级10为光源产生的每个信号有效地以相对于彼此的延迟D而发送到光纤的时移(time-displaced)信号副本。该复制是第一耦合级作用的结果，该第一耦合级将来自光源的光分到干涉仪的两条路径。考虑沿着光纤从特定点返回的发出信号副本的返回分量，对于光源产生的每个信号，存在四个所得到的信号：无延迟信号S0，其在正向和反向两个方向沿着干涉仪的第二路径26传播；第一延迟信号S1，其在正向(不是反向)被延迟了延迟时间D；第二延迟信号S2，其在反向(不是正向)被延迟了延迟时间D；以及两倍延迟信号S3，其被延迟了延迟时间2D，信号S3在正向和反向的每个方向上都被延迟。

[0034] 仅在一个方向被延迟的第一延迟信号S1和第二延迟信号S2同时返回到第一耦合级28。当光纤16中不存在任何干扰时，这些信号彼此互为副本(即具有同样的相位或相位变化)，并且这些信号将在第一耦合级28干涉或者相长地合并。然而，如果一对信号S1，S2中的一个相对于该对信号中的另一个发生改变(如同很可能以不能使得P＞＞D的周期P而发生的动态干扰)，则信号S1，S2将不再相长地干涉。这将导致来自第一耦合级的干涉信号发生变化。具体地说，信号S1，S2的相对相位的变化将导致第一耦合级的输出处的干涉信号的幅度变化。

[0035] 通过光纤传播的光的相位改变通常受到物理干扰的影响。这是因为(例如由位移、声波或超声波或其他振动引起的)物理干扰可能导致光纤或其他光学线路的传输特性的变化。具体地说，例如由震动引起的物理干扰可能导致时变的应变，该时变的应变将通过折射率的改变、偏振、或者物理长度的改变，或者通过它们的组合而改变光纤的载光介质(通常为光纤的硅玻璃芯)的应变区域的光程长度。

[0036] 图2示出了由扫描发生器56产生的调制信号的频率作为时间的函数的曲线图。这里，Δf(斜坡的起点和终点之间的频率差的范围)被设置为10MHz(在5MHz和15MHz之间扫描)，Δt(斜坡的持续时间)被设置为10ms。由此，以及10us/km的速度(单向)到位置的转换因子，得到以下的位置到频率的映射：d(km)＝F(kHz)/10，其中，d为干扰的距离，F为扫描发生器的调制信号和频率信号之间的瞬时频率差；即，其中F由f1(t)-f2(t)给出。通常，利用维数[d(m)，F(Hz)，t(s)]将位置按比例表示为频率：F≈d.c.Δf/Δt，并且c为-8
速度转换因子，c＝10 [(s)/(m)]。

[0037] 由于调制信号的循环特性，沿着图2的迹线但是在一个循环的相同阶段的不同的点可以产生相同的差信号(并且因此而表示相同的位置)，然而，事实上，不同的点对应于光纤16上的不同位置。这在图3a和3b中更详细地考虑。图3a示出了混频器输入信号，即，调制器信号和干涉仪信号，该干涉仪信号是由参考啁啾(chirp)以及分别来自于近处、中间和远处三个目标的反射而引起的。从所得到的混频器输出信号(即，图3b中所示的差信号)可以看出，对于近处和远处目标存在测距模糊(range ambiguity)，这是因为近处和远处目标都产生相同的输出频率。该问题可以通过将感测系统的最大范围限制为Δt/2而避免。这也将所关心的混频器输出频率范围限制到Δf/2。

[0038] 对于每个测距位置，混频器输出信号(即，差信号)的另一个重要特征是它的组合的时/频域结构。图4示出了在利用最大测距(小于Δt/2)设计的系统中的长测距处目标的这种开/关结构的一个例子。来自在频域中产生调制边带的每个测距单元的期望频率谐波的该开/关“键控”也会导致测距模糊/分辨率降低。应当注意的是，当相应测距的期望频率处的谐波消失时，就接收器而言，该谐波本身表现为带外频率。从以上考虑显而易见的是，应当忽略图3b中所示的带外信号。

[0039] 鉴于以上考虑，可以根据以下指示设计频率斜坡(即，啁啾)的特性：设置最大测距为L(m)-则，Δt＞2.L.c；设置测距分辨率为ΔL(m)；则测距单元的数量N＝L/ΔL；设置传感器信号带宽Bs；则每个测距单元带宽＞2.Bs；以及，因此Δf＞4.Bs.(L/ΔL)。这里，Δt和Δf都是比所期望的更大的2的因子以避免如上参照图3所述的测距模糊。

[0040] 实施例设计：令L＝25km；ΔL＝25m；以及Bs＝5kHz。则Δt＞0.5ms，Δf＞20MHz，以及N＝1000个测距长条(bin)。在这种情况下，啁啾可以开始于例如5Mhz并以
0.5ms的扫频重复速率扫描到25MHz。(尽管图2示出了线性啁啾，但在数字系统中可能更易于合成阶梯波形。)

[0041] 光学接收器带宽需要从直流延伸到～10MHz(即，啁啾带宽的一半)，然而，应当注意的是，来自更大测距的信号将处于更高频率并且将比来自近旁的信号弱得多！因此，某种形式的低频去加重(de-amphasis)可能是有利的。理想的是，为了最小化远-近问题(即，利用来自邻近测距单元的高功率使接收器饱和(saturating))，光学前端应当基于高通滤波器电路。电感反馈跨阻抗前置放大器可能具有期望的特性。

[0042] 该技术的分辨率取决于到目标的距离。这是因为由最大测距处的目标引起的节拍形式的频率具有最短的持续时间(参见图4b)。该最差情况下的分辨率由Δf～2/Δt给出，在该示例中大约为4kHz。测距单元间距～2.Bs.＝10kHz，因此误差大约为0.4×25m或10m。然而，该4kHz的偏移可能会使得相邻单元中的强感测器信号引起足够的突破从而将位置精度减少了+/-25m。这个问题可以通过延长啁啾持续时间和频率范围来减少。因此，在延长扫描持续时间和范围与不折衷传感器带宽的同时给出良好的测距分辨率所需的滤波程度的之间存在对设计方案的权衡。公知的非线性脉冲压缩啁啾技术也可以用于帮助减少由滤除旁瓣引起的测距模糊。

[0043] 传感器系统的输出将包括从直流到Δf/2的非平稳(non-stationary)宽频谱信号，其中每个频率分辨率间隔相当于沿着光纤的唯一测距，并且每个频率间隔中的调制边带承载了未处理的传感器信息。接收器处理器因此需要合成一组N个匹配滤波器，这些匹配滤波器中的每一个馈送了包络检测器和FIFO以从每个测距单元来分辨时间历史。随后，后面的传感器处理子系统必须恢复与每个位置相对应的传感器信号。最后，分析算法必须检测是否存在干扰并产生所需的输出响应。其他功能可能包括频谱成形(举例来说，低频去加重)、信号求平均以及校准。

[0044] 对感测信号进行调制的一个原因是提高感测系统的灵敏度。在当前的系统中，光源提供连续信号，而在其他方法中，光源可以在一小段时间(典型地1％或更少)内脉冲跳动。基本上，当前的方法可以得到超过20dB的信号处理增益。

[0045] 在另一个实施方式中，利用二进制序列对来自干涉仪10的感测信号进行相位调制。为此，图1中的扫描发生器56由二进制序列生成器代替。调制的二进制序列被从来自干涉仪的干涉信号中取出(干涉信号从反向散射感测信号产生)并且传递到代替了图1中的信号处理单元58的自相关器或互相关器。基于该自相关，相对于感测信号的返回时间而确立了它们的发送时间，并且估计出在感测信号中测得的干扰的位置。

[0046] 在又一个实施方式中，图1中的相位调制器50被幅度调制器代替，从而以固定频率按照循环方式(优选地按照正弦曲线方式)对输出的感测信号的幅度进行调制。幅度调制按照与上述频率调制的实现方式类似的方式呈现在与对幅度调制器进行驱动的信号可比较的干涉信号中。在幅度调制的情况下，干涉信号将以与发出的感测信号相同的频率被调制，但是将被相移与到达干扰并返回的往返时间相对应的一个量。因此，通过估计相移，可以确定干扰的位置。同样地，按照与调频技术类似的方式，当相差是360°时将存在模糊。为了应对这一模糊，可以采用双音(dual tone)技术，其中，以两个不同的频率(即，一个高频和一个低频)对发出的感测信号进行调制。高频可以用于获得好的空间分辨率，而低频可以用于解决可能存在的由高频信号产生的测距模糊问题。

[0047] 根据以上描述将会理解，调频技术适用于光域(optical domain)，特别是适用于使用其光学带宽比调频带宽更大的非相干光源的光域。沿着具有如下路径的波导来引导光，该路径使得光在反向沿着与用于在正向来引导光的相同的波导部分返回。

[0048] 总之，可以看到，以上实施方式提供了一种对时变干扰在波导上的位置进行估计的灵敏方法。由于是利用对发送到波导的感测信号的调制来估计干扰的位置，因此减少了通过具有长间隔的短脉冲来形成感测信号的需要。可以代替的是，可以由连续波光源来发送感测信号，从而提高了返回(反向散射)光的平均强度。结果，提高了该方法的灵敏度。