本发明涉及用于驱动无刷直流电动机的控制装置。使用delta型逆变器以及闭环电动机控制器，以提供用于驱动三相无刷直流电动机的控制装置。该delta逆变器具有常规桥式逆变器所需的一半固态开关装置和二极管，由此改善了可靠性，并能够使电动机控制装置具有减小的尺寸、成本和重量。闭环电动机控制器可以包括在电动机运行期间减小转矩波纹的转矩环。
1.一种驱动无刷直流电动机的控制装置，该电动机具有永磁转子和三个定子绕组，其中通过定时地施加相电压给每个定子绕组供电，以产生第一、第二和第三相电流，所述相电流的每一个在相应的一个定子绕组中流动，从而建立导致转子旋转的旋转磁场，该控制装置包括：逆变器，其具有第一、第二和第三直流电压源以及第一、第二和第三固态开关装置，由此通过施加第一、第二和第三门信号以将相应的第一、第二和第三固态开关装置切换为导电状态，选择性地将第一、第二和第三直流电压源耦合在不同的定子绕组对的两端，由此通过定时地给固态开关装置施加门信号，提供相电压以给每个定子绕组供电；以及闭环电动机控制器，其接收指示电动机的希望的运行条件的电动机命令信号和指示测量的电动机运行特性的多个电动机运行信号，闭环电动机控制器适于根据该电动机命令信号和电动机运行信号产生第一、第二和第三门信号，以控制用于电动机在希望的运行条件下运行的相电流。
2.根据权利要求1的控制装置，该逆变器还包括第一、第二和第三二极管，每个二极管和不同的一个固态开关装置反并联连接，以当通过门信号将固态开关装置切换到非导通状态时，使得来自电动机的定子绕组的相电流能够对逆变器的直流电压源充电。
3.根据权利要求1的控制装置，其中通过具有不同占空比的不同脉宽调制信号调制第一、第二和第三门信号的每一个的不同部分，其中根据电动机命令信号和不同的电动机运行信号确定每一个不同的占空比。
4.根据权利要求1的控制装置，其中闭环电动机控制器包括相电流波形发生器，该相电流波形发生器基于电动机命令信号和电动机运行信号产生第一、第二和第三参考相电流信号，该第一、第二和第三参考相电流信号的每一个都具有不同的准方波波形，所述不同的准方波波形分别对应于控制电动机达到希望的电动机运行条件的第一、第二和第三相电流的所希望的形式。
电动机运行信号包括由转子位置传感器提供的转子位置信号，该转子位置信号表示转子相对于定子绕组的机械旋转位置，闭环电动机控制器使用该转子位置信号计算表示电旋转周期中转子的电旋转位置的电动机电位置信号，每个电旋转周期被分成多个换向序列；
每个不同的准方波波形包括在由电动机电位置信号确定的每个电旋转周期中出现的正振幅方波形的脉冲和负振幅方波形的脉冲。
电动机运行信号还包括从耦合到电动机的定子绕组的多个电流传感器获得的第一、第二和第三测量的相电流信号，该第一、第二和第三测量的相电流信号分别表示在定子绕组中流动的第一、第二和第三相电流；以及闭环电动机控制器还包括第一、第二和第三电流比较器，用于确定第一、第二和第三相电流误差信号，该第一、第二和第三相电流误差信号的每一个被计算为第一、第二和第三参考相电流信号与第一、第二和第三测量的相电流信号的相应信号之间的差。
7.根据权利要求6的控制装置，其中闭环电动机控制器还包括用于接收第一、第二和第三相电流误差信号并产生第一、第二和第三脉宽调制信号的电流滞环控制器，其中该第一、第二和第三脉宽调制信号的每一个具有由第一、第二和第三相电流误差信号中的其中一个相应的信号确定的脉宽。
8.根据权利要求7的控制装置，其中闭环电动机控制器还包括换向逻辑电路，用于产生定时施加给逆变器的固态开关装置的第一、第二和第三门信号，每个门信号被定时为根据电动机电位置信号在分别定义的连续换向序列中出现，并且在每个分别定义的连续换向序列中通过第一、第二和第三脉宽调制信号的其中一个调制每个门信号，其中使用至少两个不同的脉宽调制信号调制每个门信号。
电动机命令信号包括指示所希望的电动机运行速度的命令的电动机速度信号；以及闭环电动机控制器还包括微分器，用于对转子位置信号进行操作以产生指示转子的实际机械旋转速度的电动机运行速度信号，和速度比较器，用于将电动机速度误差信号计算为命令的电动机速度信号和电动机运行速度信号之间的差。
10.根据权利要求9的控制装置，其中由相电流波形发生器产生的参考相电流信号具有根据电动机速度误差信号调节的振幅。
11.根据权利要求9的控制装置，其中闭环电动机控制器还包括：
速度控制器，用于对电动机速度误差信号进行操作，以产生指示需要由电动机产生的电磁转矩的转矩参考信号，以便将电动机速度误差信号降低到零值用于电动机在希望的电动机运行速度下运行；
转矩估计器，用于产生指示由电动机产生的实际电磁转矩的估计的电动机转矩信号，该估计的电动机转矩信号是根据电动机运行信号确定的；以及转矩比较器，用于将电动机转矩误差信号计算为转矩参考信号和估计的电动机转矩信号之间的差，其中由相电流波形发生器产生的参考相电流信号具有根据电动机转矩误差信号确定的振幅，由此减小了电动机转矩波纹。
转矩估计器基于转子位置信号产生第一、第二和第三梯形波形，其中该第一、第二和第三梯形波形表示当将相应的第一、第二和第三相电流控制为近似于分别对应于第一、第二和第三参考相电流信号的准方波波形时在定子绕组中产生的反电动势电压；以及通过将第一、第二和第三乘积加起来，转矩估计器产生估计的电动机转矩信号，其中通过将第一梯形波形乘以第一测量的相电流信号计算第一乘积，通过将第二梯形波形乘以第二测量的相电流信号计算第二乘积，以及通过将第三梯形波形乘以第三测量的相电流信号计算第三乘积。
电动机命令信号是指示希望的电动机运行转矩的命令的电动机转矩信号；以及闭环电动机控制器还包括转矩估计器，用于产生指示电动机产生的实际电磁转矩的估计的电动机转矩信号，该估计的电动机转矩信号是基于电动机运行信号确定的；
和转矩比较器，用于将电动机转矩误差信号计算为命令的电动机转矩信号和估计的电动机转矩信号之间的差，其中由相电流波形发生器产生的参考相电流信号具有根据该电动机转矩误差信号确定的振幅，由此减小了电动机转矩波纹。
电动机运行信号还包括由耦合到电动机的定子绕组的多个电流传感器提供的第一、第二和第三测量的相电流信号，该第一、第二和第三测量的相电流信号分别表示在定子绕组中流动的第一、第二和第三相电流；
转矩估计器基于转子位置信号产生第一、第二和第三梯形波形，其中第一、第二和第三梯形波形表示当将相应的第一、第二和第三相电流控制为近似于分别对应于第一、第二和第三参考相电流信号的准方波波形时在定子绕组中产生的反电动势电压；以及通过将第一、第二和第三乘积加起来，转矩估计器产生估计的电动机转矩信号，其中通过将第一梯形波形乘以第一测量的相电流信号计算第一乘积，通过将第二梯形波形乘以第二测量的相电流信号计算第二乘积，以及通过将第三梯形波形乘以第三测量的相电流信号计算第三乘积。
15.根据权利要求1的控制装置，其中第一、第二和第三直流电压源具有基本相等的开路端电压，其范围是从20到60伏。
16.驱动无刷直流电动机的控制装置，该电动机具有永磁转子和三个定子绕组，其中通过定时地施加相电压给每个定子绕组供电，以产生第一、第二和第三相电流，该第一、第二和第三相电流的每一个在相应的一个定子绕组中流动，由此建立导致转子旋转的旋转磁场，该控制装置包括：逆变器，其具有第一、第二和第三逆变器端子，所述逆变器端子的每一个都耦合到电动机的不同的其中一个相绕组上，该逆变器具有第一、第二和第三固态开关装置以及第一、第二和第三直流电压源，其中第一固态开关装置和第一直流电压源串联连接在第一和第二逆变器端子之间，以当通过第一门信号将第一固态开关装置切换到导电状态时，沿朝着第一逆变器端子的方向传导电流，第二固态开关装置和第二直流电压源串联连接在第一和第三逆变器端子之间，以当通过第二门信号将第二固态开关装置切换到导电状态时，沿朝着第三逆变器端子的方向传导电流，以及第三固态开关装置和第三直流电压源串联连接在第二和第三逆变器端子之间，以当通过第三门信号将第三固态开关装置切换到导电状态时，沿朝着第二逆变器端子的方向传导电流；其中通过施加第一、第二和第三直流电压源并通过定时地给第一、第二和第三固态开关装置施加第一、第二和第三门信号，来提供相电压，以便给电动机的每个定子绕组供电；以及闭环电动机控制器，接收指示电动机的希望的运行条件的电动机命令信号和指示测量的电动机运行特性的多个电动机运行信号，闭环电动机控制器适于根据该电动机命令信号和电动机运行信号产生第一、第二和第三门信号，以控制在定子绕组中产生的用于电动机在希望的运行条件下运行的相电流。
17.一种控制无刷直流电动机的方法，该电动机具有永磁转子和三个定子绕组，其中通过施加相电压给定子绕组供电以产生在定子绕组中流动的相电流，由此建立导致转子旋转的旋转磁场，该方法的步骤包括：接收指示电动机的希望的运行条件的电动机命令信号和指示测量的电动机运行特性的多个电动机运行信号；
基于该电动机命令信号和电动机运行信号产生第一、第二和第三门信号；
向相应的第一、第二和第三固态开关装置施加第一、第二和第三门信号，以选择性地切换第一、第二和第三固态开关装置为导通状态，其中第一、第二和第三直流电压源的每一个与相应的第一、第二和第三固态开关装置以及相应的不同的定子绕组对串联连接，借此通过定时施加第一、第二和第三门信号给不同的定子绕组对供电，以控制在定子绕组中产生的用于电动机在希望的运行条件下运行的相电流。
18.根据权利要求17的方法，还包括用不同的脉宽调制信号调制第一、第二和第三门信号的每一个的不同部分的步骤，每一个脉宽调制信号具有基于电动机命令信号和不同的电动机运行信号确定的不同的占空比。
19.根据权利要求18的方法，其中该电动机运行信号包括电动机电位置信号，和指示在每个定子绕组中流动的相电流的第一、第二和第三测量的相电流信号。
基于电动机运行信号和电动机命令信号产生第一、第二和第三参考相电流信号；
比较该第一、第二和第三参考相电流信号与相应的第一、第二和第三测量的相电流信号，以获得相应的第一、第二和第三相电流误差信号；以及基于不同的第一、第二和第三相电流误差信号确定不同脉宽调制信号的不同占空比。
用于驱动无刷直流电动机的控制装置
技术领域
[0001] 本发明涉及无刷直流电动机的控制，更特别地涉及一种使用delta逆变器驱动三相无刷直流电动机以给电动机的定子绕组供电的控制装置。
背景技术
[0002] 近年来，无刷直流电动机(BDCM)已经成为很多工作和讨论的主题。在适当的时间连续给这些电动机的定子绕组供电，以产生旋转磁场，该旋转磁场反过来引起电动机的永磁转子旋转。
[0003] 用于BDCM的控制装置常规地使用全波桥逆变器，该逆变器具有六个固态开关装置和六个二极管，以适当地切换单个直流电源，提供BDCM的定子绕组的三相激励(例如，参见1985年10月1日颁布给Murty并转让给与本申请相同的受让人的美国专利号4544868)。
[0004] 当使用BDCM作为电力或者混合车辆中的推动装置时，由于大的功率需求，电动机和逆变器的容量必须很大。在这些应用中，逆变器可能代表电动机推动系统的成本、质量和封装尺寸的重要部分。而且，使用这种逆变器的控制装置的可靠性反过来与逆变器中的需要的固态开关装置和二极管的数量相关。
[0005] 因此，如果可以在用于驱动BDCM的控制装置的功率逆变器制造中采用较少的固态开关装置和二极管将是有利的。
发明内容
[0006] 本申请人已经发现，通过利用delta型逆变器的控制装置可以有效地驱动三相BDCM，该delta型逆变器仅仅采用常规全波桥式逆变器所需的固态开关装置和二极管的一半。
[0007] 根据一个实施例，所述delta逆变器耦合到具有永磁转子和三个定子绕组的BDCM。该delta逆变器包括由三个基本相等并分隔开的电池组部分构成的三个直流电压源，和三个相关的固态开关装置。通过定时地施加门信号(gate signal)以将固态开关装置切换到导通状态，选择地将直流电压源施加给不同的电动机定子绕组对。这样就在每个相应的定子绕组中产生了相电流，该相电流建立了使永磁转子旋转的旋转磁场。
[0008] 结合闭环电动机控制器使用delta逆变器，以为BDCM提供控制装置。该闭环电动机控制器接收表示BDCM的希望的运行条件的电动机命令信号和表示测量的电动机运行的多个电动机运行信号。该闭环电动机控制器适于根据电动机命令信号和电动机运行信号产生适当的门信号，以控制在定子绕组中产生的相电流，使得BDCM以希望的运行条件运行。
[0009] 根据一个实施例，该delta逆变器可以包括三个二极管，其中每个二极管都反并联连接在不同的固态开关装置两端，以使得当没有施加门信号将固态开关装置切换到导通状态时，来自电动机的相电流能够对直流电压源充电。
[0010] 根据另一个实施例，通过用不同的脉宽调制信号调制每个门信号的不同部分，可以实现对BDCM的适当控制，其中不同的脉宽调制信号具有基于电动机命令信号和不同的电动机运行信号确定的不同占空比(duty cycle)。
[0011] 根据另外一个实施例，该闭环控制器包括用来产生参考相电流信号的相电流波形发生器，该参考相电流信号用于控制相电流接近于准方波波形，对于永磁转子的每个电旋转周期，该准方波波形包括正和负振幅方形(square shaped)脉冲。
[0012] 根据又一个实施例，该闭环电动机控制器包括滞环控制器(hysteresis controller)，用于产生具有基于参考相电流信号和耦合到电动机定子绕组的电流传感器提供的测量的相电流信号之间的差确定的占空比的不同脉宽调制信号。
[0013] 根据又一个实施例，该闭环电动机控制器包括利用转矩估计器的转矩环，该转矩估计器基于测量的相电流信号和表示通过永磁转子的旋转在电动机定子绕组中产生的反电动势电压的梯形波形估计由BDCM产生的转矩。
[0014] 因此，本发明使得能够利用仅仅具有常规逆变器所需的一半固态开关装置和二极管的delta逆变器有效地控制无刷直流电动机，由此显著地减小了电动机控制装置的尺寸、成本和重量，同时增加了可靠性。
附图说明
[0015] 现在将参考附图在下述的具体描述中描述本发明，其中在整个附图中相同的附图标记表示相同或者类似的元件，其中
[0016] 图1是采用全波桥逆变器的常规BDCM控制装置的示意图；
[0017] 图2示出了在理想运行条件下三相BDCM的定子绕组中的相电流和相应反电动势相电压的理想化波形的图形表示；
[0018] 图3是根据本发明原理运行的利用delta型逆变器的BDCM控制装置的示意图；
[0019] 图4示出了在用于驱动BDCM的delta逆变器中用于切换固态开关装置的门信号和在BDCM的定子绕组两端产生的相电压的图形表示；以及
[0020] 图5示出了在根据本发明的原理运行的BDCM控制装置中使用的示范性闭环电动机控制器的功能框图。
具体实施方式
[0021] 现在参考图1，附图标记10通常表示用于驱动BDCM 12的常规控制装置。该控制装置包括全波桥逆变器14和闭环电动机控制器16。
[0022] BDCM 12被示出为具有永磁转子18和在电动机端子A、B和C之间以Y形配置连接的三个定子绕组20a、20b和20c的三相电动机。尽管对于所有的应用不是必需的，但是还示出BDCM 12装配有转子位置传感器22，该转子位置传感器22提供表示转子18相对于定子绕组20a-20c的机械旋转角位置的输出转子位置信号θm。位置传感器22可以是霍尔效应传感器，或者本领域中已知的任何其他类型的位置编码器。本领域技术人员将认识到，存在确定转子18的角位置的其它技术，而不用转子位置传感器22(例如，参见颁布给Huggett等人的美国专利号5949204)。
[0023] BDCM 12被示出为具有流过各个定子绕组20a、20b和20c的相电流Ia、Ib和Ic。将定子绕组20a-20c的每一个两端的相对中线电压(phaseto neutral voltage)分别表示为Van、Vbn、Vcn，在定子绕组20a-20c的每一个中产生的反电动势电压分别表示为由理想电压源产生的电压Ea、Eb和Ec，其中每一个理想电压源分别示为与定子绕组20a-20c串联连接。如所公知的，这些反电动势电压Ea、Eb和Ec是永磁转子18的旋转在各个定子绕组20a-20c中感应的电压。
[0024] 图2示出了流到定子绕组20a-20c中以实现对BDCM12的有效控制的实际相电流Ia、Ib和Ic的理想或者希望的波形，其分别表示为*Ia、*Ib和*Ic。在本领域中，当绘制成θe的函数时，这些波形通常被称作准方波波形(quasi-square waveform)，其表示转子18相对于定子绕组20a-20c的电角位置(electrical angular position)。对于转子18的每个完整的电旋转循环(也就是θe的360°变化)，这些准方波波形的每一个都包括正负振幅方形脉冲，其中每个方形脉冲存在时间为大约120°的电旋转(脉冲宽度)。在每一个波形中，连续的正负脉冲由存在大约60°电旋转的波形的零振幅部分分隔开。准方波波形的每一个表示不同的相电流，并相对于其它准方波波形偏移了大约120°的电旋转，由此为BDCM 12提供了三相电流激励。将理解的是，由下述已知方程给出机械和电旋转位置之间的角度关系：
[0025] θm＝(2/P)θe(1)
[0026] 其中P是表示BCDM 12的物理极的数量的整数。
[0027] 图2还示出了当用理想化的相电流*Ia、*Ib和*Ic驱动BDCM 12时，在定子绕组20a-20c的每一个中由标记为Ea、Eb和Ec的各个电压源产生的反电动势相电压(back EMF phase voltage)*Ea、*Eb和*Ec的理想波形。在本领域中，当绘制为θe的函数时，这些理想化的反电动势相电压通常被称为理想梯形反电动势波形。理想化的梯形反电动势相电压*Ea、*Eb和*Ec的每一个都可以表达成：
[0028] *Ea＝Ke·ωm·fa(θe)(2)
[0029] *Eb＝Ke·ωm·fb(θe)(3)
[0030] 以及
[0031] *Ec＝Ke·ωm·fc(θe)(4)
[0032] 其中Ke是BDCM 12的反电动势常数，ωm表示实际电动机的运行速度，即转子18的机械角旋转速度，其等于θm的时间变率，或者：
[0033] ωm＝(d/dt)θm(5)
[0034] 在上述方程(2)、(3)和(4)中的函数fa(θe)、fb(θe)和fc(θe)是如图2所示的作为θe的函数变化的标准化的理想梯形波形，其中分别具有定义的最大和最小振幅+1和-1。
[0035] 将理解的是，上面描述的理想相电流*Ia、*Ib和*Ic的准方波波形和理想反电动势相电压*Ea、*Eb和*Ec的梯形波形是依赖于BDCM 12的电角位置θe的预定函数。因此，当转子18旋转通过每个电旋转周期时，基于转子18的电角位置θe可以很容易地通过计算或者从查找表中产生这些波形。
[0036] 在运行中，实际相电流Ia、Ib和Ic流过定子绕组20a-20c，以建立旋转磁场，该旋转磁场相对于永磁转子18产生使其旋转的转矩。这些相电流的振幅决定了所产生的转矩的量，并可以用于控制电动机旋转速度。增大驱动BDCM 12的实际相电流的振幅导致更大的转矩和更大的电动机运行速度ωm。
[0037] 本领域技术人员还将认识到，通常关于永磁转子18的电角位置θe调整实际相电流Ia、Ib和Ic的定时(timing)，使得由定子绕组20a-20c产生的磁场的旋转轴引导转子18的磁场轴。对于驱动BDCM 12的相电流的固定振幅，可以使用该导程角(lead angle)的调整增加转子18引出的转矩。如本领域所知道的，该导程角可以是预定的固定值，或者是基于BDCM 12的运行条件(例如电动机运行速度ωm)确定的可变值。在下述中，将假定已经将上述的导程角调整为适用于BDCM 12的控制，而没有进一步讨论电动机运行的这个方面。
[0038] 再次参考图1，逆变器14被示出为具有以桥配置的方式连接的六个固态开关装置24、26、28、30和34。为了说明的目的，将该固态开关装置表示为功率晶体管；但是还可以利用MOSFET或者IGBT(绝缘栅型双极晶体管)实现它们。串联连接的固态开关装置对并联地附接到电池48上，该电池48具有端电压VB。二极管36、38、40、42、44和46各自都连接在固态开关装置24-34的不同发射极-集电极结的两端，以当这些装置关断时以与固态开关装置24-34的方向相反的方向传导电流。通过连接串联连接的功率晶体管24-34不同对之间的每个绕组，将BDCM 12的定子绕组20a-20c耦合到逆变器14。
[0039] 使用已知的技术，通过从BDCM 12接收电动机运行信号49以及电动机命令信号50以产生用于切换固态开关装置24-34的门信号52(单独地记为Ga-Gf)，使得BDCM 12按照电动机命令信号50运行，闭环电动机控制器16以闭环方式运行。通常，闭环电动机控制器16被实施为具有适当模数转换器和其它电路的编程的微处理器，或者编程的数字信号处理器(DSP)，但是还可以使用其它已知的分立模拟/数字电路。可以容易地将控制BDCM 12的已知控制策略、算法和过程编程到微处理器或者DSP中，其可以简化电动机控制器16的实施中所需的分立电路的数量。然后编程的微处理器或者DSP执行控制BDCM 12的方法或者过程中的步骤。
[0040] 电动机命令信号50可以采用表示希望的或者命令的BDCM 12的运行的命令的电动机速度或者电动机转矩信号的形式。通过测量BDCM 12的运行特性获得电动机运行信号49，例如由位置传感器22提供的电动机旋转位置θm、表示实际相电流Ia、Ib和Ic的一些或者全部振幅的信号、由电池48提供给BDCM 12的总电流、电动机端子A、B和C之间的相间电压，和/或在闭环电动机控制器16中对实施已知的控制策略有用的其它测量的信号。
[0041] 通过将门信号Ga-Gf施加给相关的固态开关装置24-34的基极端而选择性地激活固态开关装置24-34，来运行控制装置10驱动BDCM 12。在图1中，门信号Ga-Gf被示出稍微高于并且在每个相应的固态开关装置24-34的左边。选择性地激活固态开关装置24-34，以在Y形连接的定子绕组20a-20c的不同对的两端顺序地施加或者连接电池48的端电压VB。通过选择每个门信号Ga-Gf的适当形式和定时，可以控制驱动BDCM12的实际相电流Ia、Ib和Ic，以采取图2所示的理想化的(也就是，近似)准方波波形的形式。
[0042] 在图2中，将转子电角位置θe的每个完整的电旋转周期分割成六个换向序列(commutation sequence)I-VI，其中每一个表示功率晶体管24-34的不同切换序列。例如，一个可能的控制策略包括当转子18旋转通过序列I(θe＝330°到θe＝30°)时通过门信号Gc和Gf接通功率晶体管28和34。结果，将电池48的端电压VB施加在连接到定子绕组对20c和20b的电动机端子C和B两端，这使得相电流Ic从电池48的正端流到定子绕组20c，通过定子绕组20b，并返回电池48的负端。将理解的是，在这种情况中，对于理想化的运行，要求Ia＝0且Ib＝-Ic，其中Ic＞0，因为对于定子绕组20a-20c的Y形连接配置Ia+Ib+Ic＝0。同样对于图2所示的序列II、III、IV、V和VI，将下述各个固态开关装置对选通以传导电流：(24和34)、(24和30)、(32和30)(32和26)以及(28和26)，这迫使BDCM12的实际相电流Ia、Ib和Ic具有图2的理想化的准方波波形。
[0043] 常规地，在控制BDCM 12按照电动机命令信号12运行的过程中，有必要对门信号Ga-Gf进行脉宽调制(PWM)。使用已知的技术，闭环电动机控制器16通常比较电动机命令信号50和基于一个或者多个电动机运行信号49的信号，以产生电流控制信号，其确定所施加的调制门信号Gc-Gf的脉宽调制信号的占空比。占空比越大，施加给定子绕组20a-20c的平均电压越大，结果，驱动BDCM 12的实际相电流Ia、Ib和Ic的振幅越大。
[0044] 本领域技术人员将意识到，由于对于每个切换序列I-VI，顺序地给不同的定子绕组20a-20c对的两端施加电池48的相同的端电压VB，所以对于全波桥逆变器14来说，简化了如上所述的门信号的脉宽调制。结果，可以基于单个控制信号对所有的门信号Ga-Gf进行脉宽调制。通常实现这种调制的一种方法是比较电动机命令信号50和表示BDCM 12的对应的实际测量的运行的信号，以产生误差信号。所产生的误差信号和表示实现命令的电动机运行所需要提供给BDCM 12的总电流的参考电流值有关。根据产生的参考电流值和由电池48提供的驱动BDCM 12的实际测量的总电流之间的差确定用于确定施加给门信号Ga-Gf的脉宽调制信号的占空比的控制信号(例如参见转让给本发明的相同受让人的美国专利号4544868中的描述)。
[0045] 本领域技术人员还将理解的是，当不使用门信号Ga-Gf接通固态开关装置24-34时，逆变器14还提供了通过BDCM 12对电池48进行再生或充电。例如在序列I中，如果固态开关装置28和34没有被接通(也就是不在导电状态)，则由于永磁转子18相对于定子绕组20b和20c的旋转产生的反电动势电压Eb和Ec，二极管42和44将电流传导回以对电池48充电，对于其它二极管和相关的定子绕组同样如此。
[0046] 如之前表明的，当在电力或者混合车辆中使用BDCM提供推动力时，由于大功率需求电动机和逆变器的容量必须很大。在这些应用中，逆变器可能代表电动机推动系统的成本、质量和封装尺寸的一大部分。还已知，使用这种逆变器的控制装置的可靠性与逆变器所需的固态开关装置以及二极管的数量反有关。结果，如果在制造用于驱动BDCM的控制装置中的功率逆变器中采用较少的固态开关装置和二极管将是有利的。
[0047] 本申请人已经发现，通过和delta型逆变器一起使用闭环电动机控制器可以实现BDCM 12的有效控制，该delta型逆变器仅仅采用了传统全波桥式逆变器中所需的一半固态开关装置和二极管。因此，可以明显地减小BDCM控制装置的尺寸、成本和重量，同时增加可靠性。
[0048] 过去将delta型逆变器认为是为感应式电动机提供三相正弦激励的装置；例如参见颁布给Eastham的英国专利号1543581和P.D.Evans、R.C.Dodson和J.F.Eastham的题为“Delta Inverter”的文章，Proc.IEE，vol.127，Pt.B，Nov，1980，pp.333-340。然而，本申请人并不知道其中使用delta型逆变器以闭环方式激励并控制BDCM的运行的任何公开的申请。
[0049] 现在参考图3，附图标记100通常表示根据本发明原理的用于驱动BDCM 12的控制装置。控制装置100包括delta逆变器102和闭环电动机控制器104，该闭环电动机控制器104可以利用类似于之前关于常规闭环电动机控制器16描述的硬件来实施。
[0050] 闭环电动机控制器104接收电动机运行信号49和电动机命令信号50，正如常规闭环电动机控制器16一样；然而，只需要三个门信号S1-S3运行delta逆变器102，而不是运行全波桥逆变器14时所需要的六个门信号Ga-Gf。
[0051] 逆变器102具有第一逆变器端子106、第二逆变器端子108和第三逆变器端子110，每一个逆变器端子都分别耦合到BDCM 12的不同电动机端子A-C。逆变器102包括三个固态开关装置112-116，和三个直流电压源118-122，所述直流电压源的每一个具有端电压Vc，所述固态开关装置在该实施例中被示为IBGT。固态开关装置112和直流电压源118串联连接在逆变器端子106和110之间，使得当通过门信号S1将固态开关装置112切换为导通或者导电状态时电流I1沿朝着逆变器端子106的方向传导。同样，固态开关装置114和直流电压源120串联连接在逆变器端子106和108之间，使得当通过门信号S2将固态开关装置114切换为导通或者导电状态时电流I2沿朝着逆变器端子108的方向传导，以及固态开关装置116和直流电压源122串联连接在逆变器端子108和110之间，使得当通过门信号S3将固态开关装置116切换为导通或者导电状态时电流I3沿朝着逆变器端子110的方向传导。
[0052] 尽管不需要驱动BDCM 12，但是delta逆变器102优选地包括二极管124-128，所述二极管的每一个反并联连接在IBGT 112-116中的单独的一个IBGT的发射极和集电极端子上，如图3所示。当BDCM 12以自由旋转(free wheeling)的方式运行，其永磁转子18旋转并且固态开关装置112-116被切换到关断或者不导电状态时，这些二极管用于提供导电路径，该导电路径使得由定子绕组20a-20c中的反电动势电压产生的实际相电流Ia、Ib和Ic能够回流并对直流电压源118-122充电。
[0053] 广义上来说，通过从BDCM 12接收电动机运行信号49以及电动机命令信号50以产生分别标记为S1-S3的门信号130，用于切换固态开关装置112-116以根据电动机命令信号50运行BDCM 12，闭环电动机控制器104以闭环方式运行。这通过选择门信号S1-S3的形式和定时使得将驱动BDCM 12的实际三相电流Ia、Ib和Ic的每一个被控制为近似于*Ia、*Ib和*Ic的理想化准方波波形来实现，其中根据电动机命令信号50和至少其中一个电动机运行信号49确定这些理想化的准方波波形的振幅。
[0054] 本申请人已经发现，通过选择门信号S1-S3具有图4所示的形式和定时，可以选择性地激活固态开关装置112-116的每一个，以在定子绕组20a-20c的不同对上施加不同直流电压源118-122的端电压Vc，这样产生的驱动BDCM 12的实际相电流Ia、Ib和Ic将具有图2所示的理想化的(即，近似的)准方波波形的形式。
[0055] 例如，在换向序列I中(也就是θe从330°变化到30°)，门信号S3的包络的振幅正得足以激活固态开关装置16到导通或者导电状态，而门信号S1和S2的包络的振幅不足以激活它们各自的固态开关装置112和114，那么固态开关装置112和114处于它们的关断或者不导电状态。在这种情况中，在电动机端子C和B两端施加直流电压源122的端电压VC，其使得相电流Ic从直流电压源122的正端流到定子绕组20c中，经过定子绕组20b并回到直流电压源122的负端。因此，在换向序列I中，Ia＝0且Ib＝-Ic，Ic＞0，由此在换向序列I中导致或者控制实际相电流具有图2的理想化的准方波波形的形状。
[0056] 在换向序列II中(也就是，θe从30°变化到90°)，门信号S1和S3的包络的振幅正得足以激活它们相应的固态开关装置112和116到导通或者导电状态，而门信号S2的包络的振幅不足以激活其相应的固态开关装置114，那么固态开关装置114处于其关断或者不导电状态。在这种情况中，基本上在电动机端子A和B两端施加串联的直流电压源118的端电压VC和直流电压源122的端电压VC，这使得相电流Ia从直流电压源118的正端流到定子绕组20a中，经过定子绕组20b并回到直流电压源122的负端。因此，由于定子绕组20a-20c的电阻抗的相似性，Ib＝-Ia且Ic＝0，Ia＞0，由此在该换向序列II中导致或者控制实际相电流具有图2的理想化的准方波波形的形状。
[0057] 本领域技术人员将认识到，上述给定子绕组20a和20b施加直流电压源118和112等价于考虑将直流电压源118的端电压VC施加在Y形连接的定子绕组对20a和20b上，以及将直流电压源122的端电压VC施加在Y形连接的定子绕组对20b和20c上，其中直流电压源118和122每一个在定子绕组20c中引起相等但是反向的电流，使得Ic＝0并且Vcn＝0。
[0058] 同样对于图4中的其它换向序列III、IV、V和VI的每一个，所示的门信号S1-S3的包络将下述各个固态开关装置切换到导通或者导电状态：(对于序列III，112)；(对于序列IV，112和114)；(对于序列V，114)；以及(对于序列VI，114和116)。将理解的是，delta逆变器102的这种切换导致在不同换向序列中将直流电压源118-122中的一个或者两个施加到定子绕组20a-20c的不同对，因此可以控制实际相电流Ia、Ib和Ic采取理想化的或者接近于理想化的图2的准方波波形。
[0059] 图4还示出了，当如上所述在换向序列I-VI中门信号S1-S3激活固态开关装置112-116时，激励定子绕组20a-20c的相电压Van、Vbn和Vcn(相对中线电压)的对应波形。
由于这些相电压Van、Vbn和Vcn对于不同的换向序列I-VI以逐步的方式变化，所以本申请人已经发现，通过适当地脉宽调制每个门信号S1-S3，可以控制这些相电压的平均电压，以避免实际相电流以及所得到的由BDCM 12产生的转矩中类似的不希望的逐步变化。
[0060] 在门信号S1-S3的包络下的不同阴影区域200、210和220表示当控制实际相电流Ia、Ib和Ic的振幅时施加给这些门信号的不同脉宽调制，使得BDCM 12按照电动机命令信号50运行。本申请人已经发现，为了适当地控制BDCM 12实现命令的运行状况，使用具有不同占空比的脉宽调制信号调制每个门信号S1-S3的不同部分，其中基于电动机命令信号和不同的电动机运行信号确定不同的占空比。现在将参考图5描述如上所述的实施闭环电动机控制器用于调制门信号S1-S3的不同部分的示范性方法。
[0061] 图5提供了之前图3所示的控制装置100的更详细的示图，其包括以功能框图形式示出的并用附图标记300表示的闭环电动机控制器104示范性实施方式。在下述中，将理解的是，在谈到闭环电动机控制器300时，将参考在图3所示的控制装置100中采用的闭环电动机控制器104的示范性功能框图表示。
[0062] 然后参考图5，delta逆变器102被示为通过导电线301a-301c耦合到BDCM 12，该导电线分别将电动机端子A-C连接到逆变器端子106-110，由此为相电流Ia、Ib和Ic提供了导电路径以从delta逆变器102流出并驱动BDCM 12。
[0063] 标记为302a-302c的电流传感器分别耦合到导电线301a-301c，用于测量传送给BDCM 12的实际相电流Ia、Ib和Ic的振幅。在电动机控制领域电流传感器302a-302c是公知的，并分别提供测量的相电流信号Iam、Ibm和Icm作为线303a-303c上的输出。这些测量的相电流信号Iam、Ibm和Icm表示传送给BDCM 12的实际相电流Ia、Ib和Ic的振幅。将理解的是，仅通过使用所示的三个电流传感器302a-302c中的两个以仅测量这些相电流中的两个然后根据已知的关系Iam+Ibm+Icm＝0确定第三个就能获得测量的相电流信号Iam、Ibm和Icm。
[0064] 在该实施例中，BDCM 12包含转子位置传感器22(未示出)，其提供表示转子18相对于电动机定子绕组20a-20c的机械旋转角位置的输出电动机位置信号θm(参见图1和相关的描述)。因此，来自BDCM 12的输出电动机位置信号θm和由电流传感器302a-302c提供的测量的相电流信号Iam、Ibm和Icm然后包括在结合图3的讨论中所称的电动机运行信号49。
[0065] 在该实施例中，命令的电动机速度信号ωmc表示BDCM 12的希望的或者命令的机械旋转速度，其对应于之前在关于图3的论述中所提到的电动机命令信号50。
[0066] 在下述中，闭环电动机控制器300基于命令的电动机速度信号ωmc、电动机位置信号θm和被传送以驱动BDCM 12的测量的相电流信号Iam、Ibm和Icm产生用于切换delta逆变器102的适当的门信号S1-S3。闭环电动机控制器300从BDCM 12接收电动机旋转位置信号θm，该电动机旋转位置信号被输入到微分器318。微分器318运行以获得θm信号的时间导数，从而产生输出电动机运行速度信号(或者ωm信号)，其表示BDCM 12的转子18的测量的机械旋转速度(参见上面的方程5)。还将θm信号输入到变换器316，变换器316使用BDCM 12的已知数量的物理极P计算并输出表示转子18的电旋转角位置的电动机电位置信号θe(参见方程1)。该θe信号提供闭环电动机控制器300的基本定时，并且被引导作为转矩估计器310、相电流波形发生器340和换向逻辑308的输入。
[0067] 相电流波形发生器340使用θe信号，以基于图2所示的准方波波形的已知形状产生理想化的相电流*Ia、*Ib和*Ic的值。相电流波形发生器340还接收电流控制信号I*。如在下面将要具体描述的，该电流控制信号I*表示根据命令的电动机速度信号ωmc运行BDCM 12所要求的准方波波形的理想化的相电流*Ia、*Ib和*Ic的振幅。
[0068] 使用上述输入信号，相电流波形发生器340输出三个参考相电流信号Iar、Ibr和Icr，其中每一个如下计算：
[0069] Iar＝I*·*Ia(6)
[0070] Ibr＝I*·*Ib(7)
[0071] 以及Icr＝I*·*Ic(8)
[0072] 其中假设*Ia、*Ia和*Ia的理想化的准方波波形的每一个都分别具有+1和-1的最大和最小标准化振幅。
[0073] 将上面计算的参考相电流信号Iar、Ibr和Icr分别引导到电流比较器320a-320c的正输入，并且将测量的相电流信号Iam、Ibm和Icm分别引导到电流比较器320a-320c的负输入。因此，电流比较器320a-320c计算施加给它们的输入的对应参考相电流信号和测量的相电流信号之间的差，并分别输出计算的差作为相电流误差信号，记为ΔIa、ΔIb和ΔIc。
[0074] 将相电流误差信号ΔIa、ΔIb和ΔIc的每一个作为输入提供给电流滞环控制器306，电流滞环控制器306单独地在这些信号的每一个上运行，以产生对应的脉宽调制的输出信号，每一个分别表示为脉宽调制信号Sa、Sb和Sc。在电动机控制领域中电流滞环控制器是已知的，并用于建立关于希望的运行波形(在这种情况中，参考相电流信号Iar、Ibr和Icr的每一个)的预定滞环带(hysteresis band)。这种滞环带通常由上下限定义，所述上下限例如分别表示为UL和LL。在运行中，滞环控制器306单独地比较电流误差信号ΔIa、ΔIb和ΔIc的每一个与上下限UL和LL，以确定分别产生的输出脉宽调制信号Sa、Sb和Sc的每一个的占空比。例如，如果相电流误差信号ΔIa＝Iar-Iam＜-UL，那么测量的相电流Iam超出希望的或者参考相电流Iar的部分已经大于上限UL，因此相关的脉宽调制信号Sa被关断(或者设置为逻辑0状态)，其中它保持着该状态直到ΔIa＝Iar-Iam＞LL，这表示测量的相电流Iam低于参考相电流Iar的部分已经大于下限LL，因此相关的脉宽调制信号Sa再次被导通(或者设置为逻辑1状态)。同样，在基于其它脉宽调制信号Sb和Sc的相电流误差信号ΔIb和ΔIc确定它们各自的占空比时，由滞环控制器306执行相同的过程。将理解的是，基于不同的电动机运行信号，确定脉宽调制信号Sa、Sb和Sc的每一个的占空比，在这种情况中，所述不同的电动机运行信号是不同的测量的相电流信号Iam、Ibm和Icm。
[0075] 脉宽调制信号Sa、Sb和Sc用作换向逻辑308的输入，换向逻辑308还接收电动机电位置信号θe，如之前所描述的。换向逻辑308对这些输入信号进行操作，以产生门信号S1、S2和S3，施加这些门信号以切换固态开关装置112-116，如之前参考图3和4论述的。
[0076] 将理解的是，换向逻辑308首先使用电动机电位置信号θe产生具有图4所示的门信号S1、S2和S3的所定义的包络的信号。然后可以通过在适当的电动机换向序列I-VI中，使用一个或者多个脉宽调制信号Sa、Sb和Sc之间的简单逻辑操作实现对表示门信号S1、S2和S3的包络信号的脉宽调制。
[0077] 本申请人已经发现，与利用全波桥逆变器的BDCM控制装置不同，不可能使用公共的脉宽调制信号对用于本发明的控制装置的门信号S1、S2和S3都进行调制。优选地，每个门信号S1、S2和S3具有如下所述的利用不同脉宽调制信号Sa、Sb和Sc中的至少两个进行选择性调制的部分(由换向序列定义)。
[0078] 在换向序列II和III中(参见图2和图5)，可以认识到，将产生参考相电流信号Iar、Ibr和Icr，以使其具有*Ia、*Ib和*Ic的理想化的准方波波形的形状。因此，Iar将具有等于电流控制信号I*的值的正振幅，如之前描述的。然而，在换向序列IV中，Iar将具有零值，而Ibr和Icr的振幅为Ibr＝-Icr＝I*。测量的相电流信号Iam也将类似地具有小的振幅，因为在序列IV中其对应的相电流Ia被控制为接近零值。结果，用于确定脉宽调制信号Sa的占空比的相电流误差信号ΔIa＝Iar-Iam被计算为两个基本为零的振幅值之间的差，这可能在该换向序列IV中产生脉宽调制信号Sa时引起误差。结果，本申请人已经发现，在换向序列II和III中可以通过脉宽调制信号Sa有效地调制门信号S1，但是在序列IV中应当使用脉宽调制信号Sb或者脉宽调制信号Sc调制门信号S1。同样，在换向序列IV和V中可以使用脉宽调制信号Sb有效地调制门信号S2，但是在序列VI中应当使用脉宽调制信号Sa或者脉宽调制信号Sc调制门信号S2。在换向序列VI和I中可以使用脉宽调制信号Sc有效地调制门信号S3，但是在序列II中应当使用脉宽调制信号Sa或者脉宽调制信号Sb调制门信号S3。
[0079] 然后图4中的阴影区域200-220示出了已经使用脉宽调制信号Sa、Sb和Sc中的两个不同的脉宽调制信号调制的门信号S1-S3中的每一个的部分。阴影区域200表示使用脉宽调制信号Sa在换向序列II和III中调制门信号S1，以及例如在换向序列II中调制门信号S3。同样，阴影区域210表示使用脉宽调制信号Sb在换向序列IV和V中脉宽调制门信号S2，以及例如在换向序列IV中脉宽调制门信号S1。类似地，阴影区域220表示使用脉宽调制信号Sc在换向序列I和VI中脉宽调制门信号S3，以及例如在换向序列VI中脉宽调制门信号S2。
[0080] 再次参考图5，现在将关于电流控制信号I*的产生，描述闭环电动机控制器300的功能框图的剩余部分。如之前描述的，电流控制信号I*表示参考相电流信号Iar、Ibr和Icr的振幅，该参考相电流信号由波形发生器340输出，并用于控制BDCM 12根据命令的电动机速度信号ωmc运行。
[0081] 如之前指出的，微分器318输出表示BDCM 12的转子18的测量的机械旋转速度的电动机运行速度信号(ωm信号)。将该ωm信号施加给速度比较器324的负输入，并将命令的电动机速度信号ωmc施加给正输入。速度比较器324然后计算电动机速度误差信号Δωm，该电动机速度误差信号Δωm是命令的电动机速度信号和电动机运行速度信号之间的差。该电动机速度误差信号Δωm输出在导电线326上，以用作速度控制器312的输入信号。
[0082] 速度控制器312对电动机速度误差信号Δωm进行操作，以在导电线328上输出参考转矩信号Ter。该参考转矩信号Ter表示BDCM 12需要产生的电磁转矩Te，以便将电动机速度误差信号Δωm减小到零，使得BDCM 12以命令的电动机速度ωmc运行。电磁转矩Te由已知的表达式给出：
[0083] Te＝(Ia·Ea+Ib·Eb+Ic·Ec)/ωm(9)
[0084] 其中ωm表示转子18的机械旋转速度；Ia、Ib和Ic是分别在定子绕组20a-20c中流动的实际相电流；Ea、Eb和Ec是在定子绕组20a-20c中产生的相应反电动势电压。
[0085] 如所示的，从速度控制器312在导电线328上输出参考转矩信号Ter到转矩比较器325的正输入。转矩比较器325的负输入接收估计的转矩信号Tee，该估计的转矩信号Tee是由转矩估计器310计算和输出的，这将在随后解释。该估计的电动机转矩信号Tee表示对由BCDM 12产生的实际电磁转矩Te所计算的估计。转矩比较器325计算电动机转矩误差信号ΔTe＝Ter-Tee，将其在导电线330上输出以用作转矩控制器314的输入信号。
[0086] 本申请人已经发现实施产生估计的电动机转矩信号Tee的转矩估计器310的特别有用的方法。参考方程(9)，将理解的是，通过输入由电流传感器302a-302c提供的测量的相电流信号Iam、Ibm和Icm，将实际相电流Ia、Ib和Ic的代表值提供给转矩估计器310。假设将BDCM 12控制为基本上以方程(2)-(4)表示的理想化的梯形反电动势相电压运行，可以示出通过下述方程给出由BDCM 12产生的电磁转矩的估计：
[0087] Tee＝Kt·(fa(θe)·Iam+fb(θe)·Ibm+fc(θe)·Icm)(10)
[0088] 其中函数fa(θe)、fa(θe)和fa(θe)是图2所示的反电动势电压的理想化的梯形波形，其可以基于电动机电位置信号θe来确定，Kt是BDCM 12的预定的转矩常数。
[0089] 转矩控制器314对电动机转矩误差信号ΔTe进行操作，以当控制BDCM 12以命令的电动机速度ωmc运行时，输出将电动机转矩误差信号ΔTe减小到零所需的电流控制信号I*。
[0090] 根据特殊应用所需的特殊控制器运行参数的选择，可以将速度控制器312和转矩控制器314实施为例如已知类型的比例积分微分(PID)控制器或其变形，例如PI或者PD控制器。
[0091] 本申请人已经发现，在切换delta逆变器102以将其不同直流电压源连接在定子绕组20a-20c的不同对上时，发生相电压Van、Vbn和Vcn中的明显的逐步变化，如图4所示。这在由BDCM 12中产生的转矩中产生了明显的波纹，由于产生了不希望的电动机振动以及在获得命令的电动机速度信号ωmc时产生了BDCM 12的不平滑运行，所以这种波纹通常是不期望的。通过添加包括转矩估计器310、转矩比较器325和转矩控制器314的转矩控制环，本申请人已经发现该转矩波纹明显减少。因此，优选的是，在转矩波纹至关重要的那些应用中在闭环电动机控制器300中实施之前描述的转矩环。
[0092] 在转矩波纹不是很重要的应用中，将理解的是，可以实现闭环控制器300的更基本的实施例，而不使用转矩环。在这种情况中，可以将来自速度控制器312的输出导电线328直接连接到导电线332。然后可以调节速度控制器312，以基于电动机速度误差信号Δωm直接提供电流控制信号I*，而不需要转矩环部件，即转矩估计器310、转矩控制器314和转矩比较器325。
[0093] 在希望使用命令的电动机转矩信号，而不是命令的电动机速度信号(ωmc信号)控制BDCM 12的那些应用中，将理解的是，闭环控制器300的这种实施例将使其命令的电动机转矩信号直接输入到转矩比较器325，作为与估计的转矩信号Tee比较的Ter信号。然后可以相应地调节转矩比较器314的参数，以产生电流控制信号I*，用于控制BDCM 12实现由命令的电动机转矩信号表示的所希望的电动机运行转矩。因此，闭环控制器300的该实施例的实施将不需要微分器318、速度比较器324或者速度控制器312。
[0094] 本申请人已经发现，在某些应用中，将delta逆变器102中的直流电压源118-122中的每一个的开路端电压Vc选择在20到60伏的范围中可能是有利的。当在混合车辆应用中使用本发明时，当车辆不需要使用常规的接触器(重型机电开关)关断时，Vc的这个特殊电压范围以及delta逆变器102的结构将避免暴露在高电压下。另外，三个直流电压源118-122的组合电压然后还将满足具有大于等于60伏的总电池电压的混合车辆的California定义。
[0095] 尽管已经参考特定的优选实施例和实施方式描述了本发明，但是应当理解的是，可以在所描述的本发明概念的精神和范围内做出多种变化。因此，本发明并不打算局限于公开的实施例，而是可以具有由下述权利要求书的语言所允许的全部范围。
