本发明公开了一种慢开快关的电子开关电路及其控制方法，该电子开关电路包括主开关管、RC充放电支路、接收控制信号的控制支路，RC充放电支路分别连接主开关管、控制支路；还包括关断支路，与RC充放电支路的充电电容并联，且其控制端与控制支路输出端连接；当控制支路输出对主开关管的关断控制信号时，关断支路导通，RC充放电支路的充电电容通过该关断支路放电。本发明的电子开关电路使主开关管导通时变慢，减小冲击电流，而关断时加快，不会造成主开关管发热严重而损坏，提高了使用性能和使用寿命；可以通过调整RC的充电时间常数和放电时间常数来满足不同的电子开关电路的上电、掉电要求。
1.一种慢开快关的电子开关电路，包括主开关管、RC充放电支路、接收控制信号的控制支路，所述RC充放电支路分别连接所述主开关管、控制支路；其特征是：还包括关断支路，所述关断支路包括放电电阻、第一开关管、第二开关管；所述放电电阻一端连接于所述第一开关管输入或输出极之一极，另一端与充电电容一端共接，所述第一开关管的输入或输出极中之另一极与所述充电电容另一端连接；所述第二开关管输入或输出极其中之一与所述第一开关管的控制极连接，所述第二开关管输入或输出极其中之另一极接地，所述第二开关管的控制极与所述控制支路输出端相接；当所述控制支路输出对主开关管的关断控制信号时，所述关断支路导通，所述RC充放电支路的充电电容通过该关断支路放电。
2.如权利要求1所述的慢开快关的电子开关电路，其特征是：所述第一开关管、第二开关管为三极管；所述放电电阻一端连接于所述第一开关管射极、集电极之一极，另一端与充电电容一端共接，所述第一开关管的射极、集电极中之另一极与所述充电电容另一端连接；
所述第二开关管射极、集电极其中之一与所述第一开关管的基极连接，所述第二开关管射极、集电极其中之另一极接地，所述第二开关管的基极与所述控制支路输出端相接。
3.如权利要求1所述的慢开快关的电子开关电路，其特征是：所述第一开关管为MOS管，所述第二开关管为三极管；所述放电电阻一端连接于所述第一开关管D极、S极之一极，另一端与充电电容一端共接，所述第一开关管的D极、S极中之另一极与所述充电电容另一端连接；所述第二开关管射极、集电极其中之一与所述第一开关管的G极连接，所述第二开关管射极、集电极其中之另一极接地，所述第二开关管的基极与所述控制支路输出端相接。
4.如权利要求1或2或3所述的慢开快关的电子开关电路，其特征是：RC充放电支路包括充电电容、充电电阻、分压电阻，所述充电电容、分压电阻并联连接于所述主开关管的输入或输出极与控制极之间，所述充电电阻一端与所述充电电容、分压电阻共接，另一端与所述控制支路输出端连接。
5.如权利要求4所述的慢开快关的电子开关电路，其特征是：所述分压电阻阻值大于充电电阻阻值。
6.如权利要求4所述的慢开快关的电子开关电路，其特征是：所述放电电阻的阻值小于所述分压电阻的阻值，且小于充电电阻的阻值。
7.一种电子开关电路的慢开快关控制方法，其特征是：在该电子开关电路的主开关管的输入或输出极与控制极之间设置充电电容，增大该主开关管的开通时间；于电子开关电路的主开关管的输入或输出极与控制极之间设置分压电阻，提供输入或输出极与控制极之间的驱动电压；在主开关管的输入或输出极与控制极之间设置关断支路，所述关断支路包括放电电阻、第一开关管、第二开关管；所述放电电阻一端连接于所述第一开关管输入或输出极之一极，另一端与所述充电电容一端共接，所述第一开关管的输入或输出极中之另一极与所述充电电容另一端连接；所述第二开关管输入或输出极其中之一与所述第一开关管的控制极连接，所述第二开关管输入或输出极其中之另一极接地，所述第二开关管的控制极与所述控制支路输出端相接；当该电子开关电路接收到关断信号时，该关断支路导通，充电电容通过该关断支路快速放电，使电子开关电路关断时间缩小。
8.如权利要求7所述的电子开关电路的慢开快关控制方法，其特征是：该关断支路通过设置阻值低于所述分压电阻的放电电阻，提供放电时间常数合乎要求的放电通道，使主开关管迅速从导通状态进入关断状态。
9.如权利要求8所述的电子开关电路的慢开快关控制方法，其特征是：当该电子开关电路接收到开通信号时，充电电容通过一与其串联的充电电阻充电，该充电电阻阻值小于分压电阻阻值。
10.如权利要求8所述的电子开关电路的慢开快关控制方法，其特征是：放电电阻阻值远小于充电电阻的阻值，使放电电容放电时主开关管的输入或输出极与控制极之间分压趋近零，主开关管迅速从导通状态进入关断状态。
11.如权利要求8所述的电子开关电路的慢开快关控制方法，其特征是：通过改变充电电容、充电电阻、放电电阻的参数值，改变主开关管导通、关断时间，实现电子开关电路导通、关断时间的选择。
慢开快关的电子开关电路及其控制方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及一种电路，特别涉及一种电子开关电路。【背景技术】
[0002] 在电子电路中，经常用到一种开关电路，实现对一路电压的控制输出。以图1为例，用MOS管作为主开关管，实现对B12V的输出控制，当控制信号CONTROL为高电平时，B12V输出，当控制信号CONTROL为低电平时，B12V无输出。但是这种电路有个缺陷，当B12V的滤波电容C12容值很大，在MOS管管Q12导通瞬间，A12V有非常大的冲击电流，可以达到几十甚至上百安培，造成A12V的输出电源发生过流保护。
[0003] 在图1中，当控制信号CONTROL为高电平时，三极管Q11导通，P沟道的MOS管导通，B12V输出；当控制信号CONTROL为低电平时，MOS管关断，B12V无输出。一般A12V由开关电源产生，受控电压B12V供给其他部分电路使用，为了取得良好的滤波效果或者其他原因，各被供电电路输入端，即B12V前端会有非常大的滤波电容，等效为图1中电容C12，当MOS管导通瞬间，由于没有限流装置，对此电容的充电电流非常大，瞬时峰值可以达到几十安培，此大电流一方面会造成C12损伤，另一方面会造成提供A12V输出的电源发生过流保护，甚至损坏。
[0004] 目前解决上述问题的方法有以下几种：
[0005] 1.减小C12的容值，使得冲击电流变小；
[0006] 2.增加串联在MOS管的S(源极)、D(漏极)线路上的限流电阻，减小冲击电流； [0007] 3.增加MOS管的G极(门极)和S极两端的电容，增加MOS管的G极串联电阻；如图2所示，当控制信号为高电平时，电容充电电容C3通过R3来充电，直到MOS管的G、S电压达到门槛电压，MOS管才逐步导通。此方法用RC的充电来延缓导通过程，减小冲击电流。 [0008] 现有技术的主要缺点：
[0009] 1.减小C12的容值，只能部分减小冲击电流，并且C12容值的减小是以减弱后端电路的滤波效果和降低功能为代价的；
[0010] 2.增加限流电阻，虽然可以降低冲击电流，但是在MOS管正常导通过程中，限流电阻上有压降和损耗，使输出电压达不到要求，效率降低；
[0011] 3.采用图2所示的方法，增加MOS管的G、S间电容C13和G极的串联电阻R13，当MOS管导通时，为了减小其D、S的压降，一般MOS管的G、S间电压尽量大，所以，R13的取值远小于R11，这样R11的分压会比较大。但是，当MOS管关断的过程中，电容C13是通过R11放电的，此放电时间比R13、C13的充电时间长得多，会导致MOS管的关断过程非常长，长时间使MOS管工作在线性放大区，损耗非常大，导致MOS管发热损坏。尤其是在开关比较频繁的情况下。【发明内容】
[0012] 本发明的主要目的是：克服上述现有技术中的不足，提供一种导通性能更优、效率更高、更为稳定的电子开关电路及其通断控制方法。
[0013] 为实现上述目的，本发明提出一种慢开快关的电子开关电路，包括主开关管、RC充放电支路、接收控制信号的控制支路，所述RC充放电支路分别连接所述主开关管、控制支路；还包括关断支路，与所述RC充放电支路的充电电容并联，且其控制端与所述控制支路输出端连接；当所述控制支路输出对主开关管的关断控制信号时，所述关断支路导通，所述RC充放电支路的充电电容通过该关断支路放电。
[0014] 上述的慢开快关的电子开关电路，所述关断支路包括放电电阻、第一开关管、第二开关管；所述放电电阻一端连接于所述第一开关管输入或输出极之一极，另一端与充电电容一端共接，所述第一开关管的输入或输出极中之另一极与所述充电电容另一端连接；所述第二开关管输入或输出极其中之一与所述第一开关管的控制极连接，所述第二开关管输入或输出极其中之另一极接地，所述第二开关管的控制极与所述控制支路输出端相接。 [0015] 上述的慢开快关的电子开关电路，所述第一开关管、第二开关管为三极管；所述放电电阻一端连接于所述第一开关管射极、集电极之一极，另一端与充电电容一端共接，所述第一开关管的射极、集电极中之另一极与所述充电电容另一端连接；所述第二开关管射极、集电极其中之一与所述第一开关管的基极连接，所述第二开关管射极、集电极其中之另一极接地，所述第二开关管的基极与所述控制支路输出端相接。
[0016] 或上述的慢开快关的电子开关电路，所述第一开关管为MOS管，所述 第二开关管为三极管；所述放电电阻一端连接于所述第一开关管D极、S极之一极，另一端与充电电容一端共接，所述第一开关管的D极、S极中之另一极与所述充电电容另一端连接；所述第二开关管射极、集电极其中之一与所述第一开关管的G极连接，所述第二开关管射极、集电极其中之另一极接地，所述第二开关管的基极与所述控制支路输出端相接。 [0017] 上述的慢开快关的电子开关电路，RC充放电支路包括充电电容、充电电阻、分压电阻，所述充电电容、分压电阻并联连接于所述主开关管的输入或输出极与控制极之间，所述充电电阻一端与所述充电电容、分压电阻共接，另一端与所述控制支路输出端连接。所述分压电阻阻值大于充电电阻阻值。所述放电电阻的阻值小于所述分压电阻的阻值，且小于充电电阻的阻值。
[0018] 同时，本发明提出了一种电子开关电路的慢开快关控制方法，在该电子开关电路的主开关管的输入或输出极与控制极之间设置充电电容，增大该主开关管的开通时间；于电子开关电路的主开关管的输入或输出极与控制极之间设置分压电阻，提供输入或输出极与控制极之间的驱动电压；在主开关管的输入或输出极与控制极之间设置关断支路，当该电子开关电路接收到关断信号时，该关断支路导通，充电电容通过该关断支路快速放电，使电子开关电路关断时间缩小。
[0019] 上述的电子开关电路的慢开快关控制方法，该关断支路通过设置阻值低于所述分压电阻的放电电阻，与所述充电电容并联，提供放电时间常数合乎要求的放电通道，使主开关管迅速从导通状态进入关断状态。
[0020] 上述的电子开关电路的慢开快关控制方法，当该电子开关电路接收到开通信号时，充电电容通过一与其串联的充电电阻充电，该充电电阻阻值小于分压电阻阻值。 [0021] 上述的电子开关电路的慢开快关控制方法，放电电阻阻值远小于充电电阻的阻值，使放电电容放电时主开关管的输入或输出极与控制极之间分压趋近零，主开关管迅速从导通状态进入关断状态。
[0022] 上述的电子开关电路的慢开快关控制方法，通过改变充电电容、充电电阻、放电电阻的参数值，改变主开关管导通、关断时间，实现电子开关电路导通、关断时间的选择。 [0023] 由于采用了以上的方案，本发明的电子开关电路使主开关管导通时变慢，减小冲击电流，而关断时加快，不会造成主开关管发热严重而损坏，提高了使用性能和使用寿命；相比于现有技术，本发明的电子开关电路效率高，没有大的其他损耗；输出电压的特性好，如果使用导通电阻小的主开关管，输出电压和输入电压差别很小；可以通过选择主开关管导通时的RC充电常数，改变输出电压的上升时间；主开关管关断的迅速性，使得其上的瞬间损耗非常小，可以使此开关作为连续开关使用。
[0024] 本发明的电子开关电路，可以通过调整RC的充电时间常数和放电时间常数来满足不同的电子开关电路的上电、掉电要求。可以实现多路输出的上电、掉电时序的控制。同时，合理减小RC的充电时间常数和放电时间，可以实现高频开关电路中主开关管的驱动。 [0025] 【附图说明】
[0026] 图1是现有技术中一种用MOS管作开关的通用电路；
[0027] 图2是现有技术中一种改进的开关电路；
[0028] 图3是本发明实现慢开快关的电子开关电路实施例一电路图；
[0029] 图4是本发明的实施例二电路图；
[0030] 图5是本发明的实施例三电路图。
[0031] 【具体实施方式】
[0032] 下面通过具体的实施例并结合附图对本发明作进一步详细的描述。 [0033] 实施例一：
[0034] 如图3所示，为了满足慢开快关的要求，本例的电子开关电路采用了在作为主开关管的MOS管G、S之间增加电容的做法，这增大了开通的时间，但是由于G、S间的分压电阻R5很大，关断时电容的放电电阻非常大，RC放电常数很大，会使得关断比导通更慢，造成开关管损耗大，容易损坏。所以又增加了一级关断支路，在关断时，启用关断支路，使充电电容C3迅速放电，关断时间明显减小，开关管损耗降到最低。该关断支路包括放电电阻R3、第一开关管Q1、第二开关管Q2等。
[0035] 图3中，器件的选取可以进一步优化电路。作为主开关管的P沟道MOS管，在导通期间，其S、G之间驱动电压与S、D之间的导通电阻是成反比的，所以，为了提供足够的驱动电压，S、G之间的分压电阻R5要大于充电电阻R1。充电电容C3是通过R1来进行充电的，其充电常数决定MOS管导通时的缓慢程 度，可以根据承受的冲击电流和MOS管的额定电流、额定功耗来进行调整。充电电容C3通过放电电阻R3进行放电，其放电常数决定MOS管关断时的迅速程度，同时R3还具有给第一开关管Q1发射极限流的作用，在充电电容C3一定的条件下，选择R3，一要满足MOS管关断的迅速性，二要满足充电电容C3上面的能量放电不引起Q1发射极电流超标。
[0036] 当控制信号CONTROL为低电平的时候，三极管Q4关断，第二开关管Q2由于正向偏置而导通，Q1随之导通，Q1的导通使得充电电容C3上的电量不是通过大阻值的R5放电，而是通过小阻值的R3迅速放电，同时，R3阻值远小于R1的阻值，使得MOS管的G、S之间分压几乎为零，MOS管迅速从导通状态进入关断状态，减小了中间线性放大区的时间。迅速关断的直接原因就是因为R3、充电电容C3的放电时间常数很小。Q1的导通在迅速关断中起到至关重要的作用。
[0037] 当控制信号CONTROL为高电平的时候，三极管Q4导通，Q2由于反向偏置而关断，Q1也处于关断状态。此时，充电电容C3通过R1进行充电，可以通过合理选择充电电容C3和R1的值来进行充电时间的选择，既满足充电时间的要求，又不使MOS管的工作区域超出安全工作区，保证MOS管的可靠工作。充电电容C3两端的电压就是MOS管的S、G之间的电压，当此电压充电到门槛电压以后，MOS管开始导通，由于有工作在线性放大区的一段时间，相当于对后端滤波电容的充电有限流的作用，减小了冲击电流。当充电电容C3充电到其最大值时，保EMOS管是饱和导通的，其S、D之间压降非常小，使得输出电压几乎与输入电压相等。
[0038] 实施例二：
[0039] 当受控电压为负电压时，如本例的受控电压为-12V，本例的电子开关电路如图4所示，将上例中的主开关管P沟道MOS管换成N沟道MOS管，控制支路、关断支路等做相应更改，可以实现负电压的慢开快关。当CONTROL信号为高电平的时候，三极管Q24导通，三极管Q22、Q21关断，此时，充电电容C23通过充电电阻R21缓慢充电，导致Q23缓慢开通，起到慢开的作用，减小了Q23上的冲击电流；当CONTROL信号为低电平的时候，Q24关断，Q22导通，导致Q21导通，C23通过放电电阻R23放电，电压迅速变小，使Q23迅速关断，起到快关的作用。
[0040] 实施例三：
[0041] 本例与实施例一的不同之处在于，如图5所示，当电路需要更慢的导通速度或者更快的关断速度的时候，可以通过增大充电电容C3或者减小充电电阻R3的电阻来实现，而使得C3的放电电流增大，此时可以将第一开关管Q1由三极管更换为耐大电流的MOS管Q31，以提高可靠性。
[0042] 以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。比如，主开关管、第一开关管、第二开关管均可以是MOS管或三极管等开关元器件。
