用于调节白色LED的装置和方法转让专利
申请号 : CN200910001247.4
文献号 : CN101488324B
文献日 : 2011-01-26
发明人 : 韩洺光 , 王佛贤 , 法拉·坡贝斯库-斯塔内斯缇 , 黄兆庭 , 林春喜
申请人 : 凹凸科技国际股份有限公司
摘要 :
本发明是一种用于驱动白色LED的装置。该装置包括可换向电流吸收器、DC-DC转换器和参考电路。DC-DC转换器提供驱动电压给多个LED。可换向电流吸收器调节通过多个LED的电流，且可换向电流吸收器还提供第一参考电压并输出多个电压降。参考电路接收第一参考电压和多个电压降，以提供第二参考电压给DC-DC转换器。DC-DC转换器根据第二参考电压调整供给多个LED的驱动电压。这样，将驱动电压调节到最小可能值，因此跨过可换向电流吸收器的电压降被最小化。因而，LED驱动系统维持了更高的效率。
权利要求 :
1.一种用于提供多个已调节电流给多个电路的可换向电流吸收器，其特征在于，包括：能够输出参考信号用于控制多个已调节电流的电流控制电路；
用于产生多个选择器信号的选择器信号发生器；以及
具有参考输入端、多个电流端和多个选择器端的连接电路，参考输入端从电流控制电路接收参考信号，每个电流端都连接到多个电路之一，每个选择器端连接到多个选择器信号之一，其中连接电路根据多个选择器信号提供已调节电流给多个电路中的每一个，已调节电流通过参考信号调节；
所述连接电路还包括：
多个电流吸收通路，每个电流吸收通路具有多个电流端中的一个、第一通路端、第二通路端和接地端，该接地端连接到地；
具有非反相端、反相端和输出端的运算放大器，非反相输入端担当参考输入端；以及多个开关组，每个开关组连接在运算放大器和多个电流吸收通路之一的中间，反相端和输出端通过开关组分别连接到第一通路端和第二通路端，上述多个开关组具有多个选择器端，所述每个电流吸收通路还包括：
具有接地端和第一通路端的电阻器；以及
具有栅极端、源极端和漏极端的晶体管，源极端连接到第一通路端，栅极端担当第二通路端，漏极端当作电流端。
2.一种用于调节供给多个发光二极管(LED)的驱动电压的装置，其特征在于，包括：用于提供已调节电流给多个LED的连接到多个LED的负极的可换向电流吸收器，该可换向电流吸收器能够提供第一参考电压并输出多个电压降；
用于提供驱动电压给多个LED的连接到多个LED的正极的DC-DC转换器，以及连接到可换向电流吸收器的参考电路；该参考电路能够从可换向电流吸收器接收第一参考电压和多个电压降，参考电路还能够为DC-DC转换器产生第二参考电压，其中DC-DC转换器根据第二参考电压调节供给多个LED的驱动电压，所述DC-DC转换器还包括：
具有电压输入端、电压输出端和多个控制端的转换单元，电压输入端接收DC输入电压，电压输出端输出驱动电压；以及连接到转换单元的控制器，该控制器能够提供多个控制信号给多个控制端，该多个控制信号具有切换顺序和切换周期，其中转换单元根据多个控制信号的切换顺序和切换周期来调节驱动电压，所述控制器还包括：能够提供多个控制信号的控制单元；
连接到控制单元的激活发生器，该激活发生器能够提供第一预定时间间隔给控制单元；
连接到控制单元的去活化发生器，该去活化发生器能够提供第二预定时间间隔给控制单元；以及连接到控制单元的转换器模式检测器，该转换器模式检测器能够控制切换顺序。
3.如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述可换向电流吸收器还包括：能够输出参考信号用于控制已调节电流的电流控制电路；
用于产生多个选择器信号的选择器信号发生器；以及
具有参考输入端、参考输出端、多个电流端以及多个选择器端的连接电路，参考输入端从电流控制电路接收参考信号，每个电流端连接到多个LED中的一个，每个选择器端连接到多个选择器信号中的一个，其中连接电路根据多个选择器信号提供已调节电流给多个LED中的每一个，已调节电流通过参考信号来调节。
4.如权利要求3所述的装置，其特征在于，所述电流控制电路还包括：能够输出多个电流的一组电流源，每个电流具有一个电流水平；
具有多个定位端和至少一个电流控制端的电流选择器，每个定位端连接到来自多个电流中的一个电流，电流选择器能够提供连接到选定定位端的电流；以及连接到电流选择器的电阻器，该电阻器能够接收连接到选定定位端的电流，并产生参考信号。
5.如权利要求4所述的装置，其特征在于，所述电流控制电路在至少一个电流控制端接收至少一个电流控制信号，至少一个电流控制信号启动电流选择器来提供连接到选定定位端的电流，该电流流经参考电阻器，并产生跨过参考电阻器的电压，而该电压是参考信号。
6.如权利要求3所述的装置，其特征在于，所述连接电路还包括：多个电流吸收通路，每个电流吸收通路具有多个电流端中的一个、第一通路端、第二通路端和接地端，该接地端连接到地；
具有非反相端、反相端和输出端的运算放大器，非反相输入端担当参考输入端；以及多个开关组，每个开关组连接在运算放大器和多个电流吸收通路之一的中间，反相端和输出端通过开关组分别连接到第一通路端和第二通路端，上述多个开关组具有多个选择器端。
7.如权利要求6所述的装置，其特征在于，所述多个选择器信号在任一时刻仅启动多个开关组中的一个。
8.如权利要求6所述的装置，其特征在于，所述每个电流吸收通路还包括：具有接地端和第一通路端的电阻器；以及
具有栅极端、源极端和漏极端的晶体管，源极端连接到第一通路端，栅极端担当第二通路端，漏极端担当电流端。
9.如权利要求3所述的装置，其特征在于，所述连接电路将偏置电压增加到参考信号中，以在参考输出端上产生第一参考电压。
10.如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述第一预定时间间隔和第二预定时间间隔控制切换周期。
11.如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述激活发生器接收DC输入电压和第二参考电压，并且DC输入电压和第二参考电压确定了第一预定时间间隔。
12.如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述去活化发生器接收DC输入电压和第二参考电压，并且DC输入电压和第二参考电压确定了第二预定时间间隔。
13.如权利要求2所述的装置，其特征在于，还包括：从转换单元接收驱动电压的反馈电路，该反馈电路能够按比例将驱动电压减小到比例缩小电压；以及从反馈电路接收比例缩小电压以及接收第二参考电压的比较电路，该比较电路能够将比例缩小电压与第二参考电压作比较，以得到比较结果，该比较电路还能够将比较结果输出到控制器，以开始新的切换周期。
14.一种用于将DC输入电压转换成DC输出电压的DC-DC转换器，其特征在于，所述DC输出电压是可调整的，包括：具有电压输入端、电压输出端和多个控制端的转换单元，电压输入端接收DC输入电压，电压输出端输出DC输出电压；以及连接到转换单元的控制器，该控制器能够提供多个控制信号给多个控制端，多个控制信号具有切换顺序和切换周期，其中转换单元根据多个控制信号的切换顺序和切换周期调整DC输出电压，所述控制器还包括：能够提供多个控制信号的控制单元；
连接到控制单元的激活发生器，该激活发生器能够提供第一预定时间间隔给控制单元；
连接到控制单元的去活化发生器，该去活化发生器能够提供第二预定时间间隔给控制单元；以及连接到控制单元的转换器模式检测器，该转换器模式检测器能够控制切换顺序。
15.如权利要求14所述的DC-DC转换器，其特征在于，所述第一预定时间间隔和第二预定时间间隔控制了切换周期。
16.如权利要求14所述的DC-DC转换器，其特征在于，所述激活发生器接收DC输入电压和参考电压，DC输入电压和参考电压确定了第一预定时间间隔。
17.如权利要求14所述的DC-DC转换器，其特征在于，所述去活化发生器接收DC输入电压和参考电压，DC输入电压和参考电压确定了第二预定时间间隔。
18.如权利要求14所述的DC-DC转换器，其特征在于，还包括：从转换单元接收DC输出电压的反馈电路，该反馈电路能够按比例将驱动电压减小到比例缩小电压；以及从反馈电路接收比例缩小电压以及接收参考电压的比较电路，该比较电路能够将比例缩小电压与参考电压作比较，以得到比较结果，该比较电路还能够将比较结果输出到控制器，以开始新的切换周期。
19.一种通过电流吸收器的多个电流吸收通路产生已调节电流的方法，其特征在于，包括下列步骤：接收至少一个电流控制信号；
基于至少一个电流控制信号产生参考电压；
产生多个选择器信号；
根据多个选择器信号从多个电流吸收通路中选择选定电流吸收通路；
将参考电压施加到选定电流吸收通路上；以及
通过选定电流吸收通路产生已调节电流。
说明书 :
用于调节白色LED的装置和方法
[0001] 本申请是申请日为2006年10月20日、名称为“用于调节白色LED的装置和方法”的第200610140266.1号发明专利申请的分案申请。
技术领域
[0002] 本发明涉及发光二极管(LED)，尤其涉及LED的控制。
背景技术
[0003] 随着单色显示器向较高分辨率的彩色显示器转移，就需要白色背光来适当地显示颜色。已有两种主要的方法用于提供白色光源：白色LED和冷阴极荧光灯(CCFL)。将CCFL用于笔记本电脑中已有数年。然而，由于其尺寸、复杂性和成本优势，对于小型手提式设备，白色LED变成优选的光源。
[0004] 白色LED能够使用并联或者串联供电。并联方法的缺点是白色LED电流和亮度不一定匹配。对于并联连接的白色LED，这些白色LED的正向电压偏差会大于100mV。这就会导致没有调节跨过白色LED的电流的情形的并联配置中不良电流和亮度相匹配。通常，使用电流源来调节经过白色LED的电流。另一问题是相对于红色和绿色LED的1.8V至2.7V的典型电压降，白色LED具有3.1V至3.4V的高电压降，这取决于制造工艺。从而红色和绿色LED能够直接由普通电池供电，而白色LED需要调节电池电压。通常使用DC-DC转换器来调节白色LED的驱动电压。
[0005] 对于效率，在白色LED驱动器中的功率损耗，典型地出现在由DC-DC转换器消耗的功率和由白色LED电流源消耗的功率。典型地，来自白色LED电流源的功率损耗指示了白色LED驱动器的效率。应用程序和集成电路(IC)的目标都是设计成，找到通过减小跨过电流源的电压降，进行对在白色LED电流源中功率损耗的最小化的方法。在常规设计方案中，该电压降对于所有可能的负载条件都保持恒定，这会导致在不同的负载条件下相当大的效率变化。进而，通常向每个白色LED提供专用的电流源。当白色LED的数量很大时，电流源会占据相当多的区域。这会破坏在设计中对小死区的追求。
[0006] 因此，本发明主要致力于这样的装置和方法，其能够提供高效率并且同时减小死区。
发明内容
[0007] 在一个实施例中，提供用于调节供给多个发光二极管(LED)的驱动电压的装置。该装置包括连接到多个LED的负极的用于向多个LED提供已调节电流的可换向电流吸收器，连接到多个LED的正极的用于提供驱动电压给多个LED的DC-DC转换器，以及连接到可换向电流吸收器的参考电路。可换向电流吸收器能够提供第一参考电压并输出多个电压降。参考电路能够从可换向电流吸收器接收上述第一参考电压和多个电压降。参考电路还能够为DC-DC转换器产生第二参考电压。DC-DC转换器根据第二参考电压调节供给多个LED的驱动电压。
[0008] 在另一实施例中，供有用于提供流过多个电路的多个已调节电流的可换向电流吸收器。可换向电流吸收器包括能够输出用于控制多个已调节电流的参考信号的电流控制电路，用于产生多个选择器信号的选择器信号发生器，以及具有参考输入端、多个电流端和多个选择器端的连接电路。参考输入端从电流控制电路接收参考信号，每个电流端连接到多个电路中的一个，每个选择器端连接到多个选择器信号中的一个。连接电路根据多个选择器信号提供已调节电流给每个电路，已调节电流是通过参考信号来调节的。
[0009] 在又一实施例中，供有用于将DC输入电压转换成DC输出电压的DC-DC转换器，其中DC输出电压是可调整的。DC-DC转换器包括转换单元和连接到转换单元的控制器。转换单元具有电压输入端、电压输出端和多个控制端。电压输入端接收DC输入电压，并且电压输出端输出DC输出电压。控制器能够提供多个控制信号给多个控制端。多个控制信号具有切换顺序和切换周期。转换单元根据多个控制信号的切换顺序和切换周期调整DC输出电压。
[0010] 在又一实施例中，提供调整供给多个发光二极管(LED)的驱动电压的方法。该方法包括下列步骤，在DC-DC转换器上产生驱动电压，通过电流吸收器提供多个已调节电流给多个LED和第一参考电压，在误差放大器上比较第一参考电压和跨过电流吸收器的电压降，根据比较第一参考电压和该电压降的结果在误差放大器上产生第二参考电压，以及根据第二参考电压在DC-DC转换器上调整驱动电压至最小可能值。
[0011] 在又一实施例中，提供通过电流吸收器的多个电流吸收通路产生已调节电流的方法。该方法包括下列步骤，接收至少一个电流控制信号，基于所述至少一个电流控制信号产生参考电压，产生多个选择器信号，根据多个选择器信号从多个电流吸收通路中选择选定的电流吸收通路，将参考电压施加到选定的电流吸收通路上，以及通过选定的电流吸收通路产生已调节电流。
附图说明
[0012] 所要求主题的实施例的特性和益处，将会随着下列的详细描述而变得显而易见，且该描述参考了附图，其中同样的附图标记表示同样的部分，在其中：
[0013] 图1是图解说明一个示例性实施例的简化框图；
[0014] 图2A和图2B详细说明另一示例性实施例的框图；
[0015] 图3是说明图2A中四个开关的状态的表；
[0016] 图4是说明用于计算图2A中的四个控制信号的切换周期的公式的表；
[0017] 图5是说明图2A中的DC-DC转换器210的操作的时序图；
[0018] 图6A和图6B说明另一示例性实施例的原理图；
[0019] 图7是说明图6A中的DC-DC转换器610的操作的时序图；
[0020] 图8是根据一个实施例的在图6A中的电流源601a的原理图；
[0021] 图9是根据一个实施例的在图6A中的电流吸收器602a的原理图；
[0022] 图10是根据一个实施例的在图6A中的电流吸收器603a的原理图；
[0023] 图11是根据一个实施例的在图6B中的可换向电流吸收器620的原理图；
[0024] 图12是说明图11中的选择器信号发生器1103的操作的时序图；以及[0025] 图13是根据一个实施例的在图6B中的最小值选择器646的原理图。
具体实施方式
[0026] 现在将详细参照本发明的优选实施例。当本发明连同优选实施例一起描述时，可以理解其不是要试图将本发明限制到这些实施例中。相反，本发明试图覆盖所有的选择、改进和等价物，这些都包括在由附加权利要求所定义的本发明的精神和范围内。
[0027] 而且，在下列本发明的详细描述中，陈述了大量具体的细节，以便提供对本发明的全面理解。然而，一个本领域的普通技术人员可以认识到，本发明可以在这些具体细节之外进行实施。在其他情形中，在此没有详细描述的已知的方法、程序、组件和电路使得本发明的创造化方面不必要地模糊。
[0028] 图1是图解说明一个实施例100的简化框图。实施例100包括DC-DC转换器110、电流吸收器120、参考电路130以及例如白色LED 140的负载。DC-DC转换器110接收DC输入电压Vin，并将其转换成DC输出电压Vout。DC输出电压Vout用来驱动白色LED 140。电流吸收器120用来调节流经白色LED 140的电流。通过检测在节点101上的电压，参考电路130通过通路102提供参考电压Vref给DC-DC转换器110。根据参考电压Vref，DC-DC转换器110将调节Vout到期望的电压水平，该期望电压水平可以高于、低于或者等于DC输入电压Vin。期望DC输出电压Vout正好足够驱动白色LED 140，并且同时在节点101保持最小可能电压。在节点101的最小可能电压必须确保电流吸收器120的本征函数。
[0029] 图2A和图2B说明实施例200的框图。实施例200包括DC-DC转换器210、可换向电流吸收器220、参考电路230以及例如并联的四个白色LED 202、204、206和208的负载。DC-DC转换器210连接到这四个白色LED的正极，并提供驱动电压Vout给这些白色LED。可换向电流吸收器220连接到相同的四个白色LED的负极，并调节经过这四个白色LED的电流I_BL。参考电路230在节点205、207、209和211上连接到可换向电流吸收器220。参考电路230还在节点201上连接到DC-DC转换器210。通过检测电压VLED1、VLED2、VLED3和VLED4，其中VLED1是在节点205上的电压，VLED2是在节点207上的电压，VLED3是在节点
209上的电压，以及VLED4是在节点211上的电压，参考电路230可以在节点201上提供参考电压Vref给DC-DC转换器210。根据参考电压Vref，DC-DC转换器210可以调节驱动电压Vout到期望电压水平。
209上的电压，以及VLED4是在节点211上的电压，参考电路230可以在节点201上提供参考电压Vref给DC-DC转换器210。根据参考电压Vref，DC-DC转换器210可以调节驱动电压Vout到期望电压水平。
[0030] DC-DC转换器210包括转换单元228、控制器212、反馈电路232和比较器234。转换单元228被用来将DC输入电压Vin转换成驱动电压Vout，并且在一个示例性的实施例中，转换单元228包括四个开关SW1、SW2、SW3和SW4以及电感器L。如果DC-DC转换器210以BOOST模式、BUCK-BOOST模式或者BUCK模式运行，则可以确定四个开关的适当组合。控制器212被用来提供控制信号SW1_ON、SW2_ON、SW3_ON给转换单元228，并且每个控制信号连接到各自的开关而且控制其导通状态。反馈电路232可以按比例将驱动电压Vout减小到通路213上的反馈电压Vfb。然后，比较器234比较反馈电压Vfb与参考电压Vref，以输出信号VOUT_LOW给控制器212。当信号VOUT_LOW从低电压变化到高电压时，即VOUT_LOW是活化的，信号VOUT_LOW会开始控制信号的新的切换周期。
[0031] DC-DC转换器210的控制器212包括控制单元214、激活发生器216、去活化发生器218和转换器模式检测器222。控制单元214根据不同的输入产生控制信号。控制信号的切换周期由TON时间间隔和TOFF时间间隔构成。激活发生器216连接到控制单元214，以控制TON时间间隔的持续时间。去活化发生器218连接到控制单元214，以控制TOFF时间间隔的持续时间。激活发生器216和去活化发生器218从外部电源接收DC输入电压Vin，从参考电路230接收参考电压Vref，以计算TON时间间隔和TOFF时间间隔。转换器模式检测器222接收参考电压Vref，并提供模式信号BUCK、BOOST、和BUCK-BOOST给控制单元
214。这些模式信号控制了控制信号的切换顺序，而切换顺序确定了四个开关的导通状态组合，并且因此确定了DC-DC转换器210的操作模式。
214。这些模式信号控制了控制信号的切换顺序，而切换顺序确定了四个开关的导通状态组合，并且因此确定了DC-DC转换器210的操作模式。
[0032] 通过通路203向可换向电流吸收器220供以LED电流控制信号。该LED电流控制信号可以是数字的或者模拟信号，并且其控制了流经四个白色LED的电流I_BL。可换向电流吸收器220还提供参考电压V_DROP给参考电路230。
[0033] 参考电路230包括最小值选择器224和误差放大器226。因为四个白色LED的正向电压会彼此有轻微不同，所以在电路中包括了最小值选择器224，以确保具有最高正向电压的白色LED从驱动电压Vout中得到足够的操作电压。最小值选择器224在节点205、207、209和211上连接到可换向电流吸收器220。对于由可换向电流吸收器220调节的四个白色LED中的每一个都具有的电流设置，参考电路230检测电压VLED1、VLED2、VLED3和VLED4，并在其中选择最小电压VLED_MIN。然后，所选择的最小电压VLED_MIN通过通路217输送到误差放大器226。误差放大器226也经过通路219接收参考电压V_DROP。基于VLED_MIN和V_DROP，误差放大器226调节参考电压Vref。无论何时VLED_MIN降低到低于V_DROP的程度，就确定Vout不足并且Vref增大。相反地，当VLED_MIN高于V_DROP时，就确定Vout非常高并且Vref减小。通过改变Vref，DC-DC转换器210将因此调节Vout，直到在Vfb和Vref之间的差值很小，在±30mV之内。最后，将VLED_MIN调节到等于V_DROP，并且将Vout调节到期望电压水平。
[0034] 图3是说明图2A中四个开关的状态的表。在BOOST模式中，开关SW1和SW2分别保持常开和常闭。开关SW3和SW4交替导通和关闭。在此情形中，TON时间间隔指的是SW3的导通持续时间，而TOFF时间间隔指的是SW4的导通持续时间。DC-DC转换器210将DC输入电压Vin转换成驱动电压Vout，其高于Vin。在BUCK-BOOST模式中，四个开关成对地交替导通和关闭。例如，开关SW1和SW3作为一对导通，而开关SW2和SW4作为一对关闭，然后开关SW1和SW3关闭，而开关SW2和SW4导通。在此情形中，TON时间间隔指的是开关SW1和SW3的导通持续时间，而TOFF时间间隔指的是开关SW2和SW4的导通持续时间。DC-DC转换器210将DC输入电压Vin转换成驱动电压Vout，该驱动电压在Vin上下轻微浮动。在BUCK模式中，开关SW4和SW3都分别保持常开和常闭。然后，开关SW1和SW2交替导通和关闭。在此情形中，TON时间间隔指的是SW1的导通持续时间，而TOFF时间间隔指的是SW2的导通持续时间。DC-DC转换器210将DC输入电压Vin转换成驱动电压Vout，其低于Vin。
[0035] 图4是说明用于计算图2A中的四个控制信号的切换周期的公式的表。切换周期的TON时间间隔和TOFF时间间隔是基于该公式计算的，其中K是常数，且D是等于Vout/Vfb的反馈系数。这里有两组公式。当在Vfb和Vref之间的电压差很小时适用第一组公式。当Vfb小于Vref并且在Vfb和Vref之间存在大电压差时适用第二组公式。在此情形中，应用参量加速度(在图2A中未示出)以缩短TOFF时间间隔并增大Vout的上升速率。这就允许在有骤然负载增加时有更快的转换器响应时间。此加速度与Vfb和Vref之间的差值成比例。
[0036] 图5是说明图2A中的DC-DC转换器210的操作的时序图。在此操作中，假设Vfb和Vref之间的电压差很小。在此时序图中，图解说明了随着时间消逝的控制单元214的不同输入和输出信号。从t1到t3，DC-DC转换器210以BUCK模式运行，在t1处，Vfb降低到低于Vref，VOUT_LOW激活。这就触发了通路221上的TON_START，并启动了激活发生器216，以开始从t1到t2的TON时间间隔。通路223上的TON_IN标识TON时间间隔。在经过TON时间间隔之后，通路225上的TOFF_START被触发，而去活化发生器218开始从t2到t3的TOFF时间间隔。通路227上的TOFF_IN表示TOFF时间间隔。当经过TOFF时间间隔时，一个完整的切换周期结束。在t3处，VOUT_LOW再次被激活，将会开始新的切换周期。从t3到t5是用于BUCK-BOOST模式的切换周期，而从t5到t7是用于BOOST模式的切换周期。
在该时序图中表明，在每种模式中，控制信号SW1_ON、SW2_ON、SW3_ON与SW4_ON的切换顺序和切换周期的计算是不同的。
在该时序图中表明，在每种模式中，控制信号SW1_ON、SW2_ON、SW3_ON与SW4_ON的切换顺序和切换周期的计算是不同的。
[0037] 图6A和图6B说明实施例600的原理图。图6A和图6B中的许多元件与图2A和图2B中的那些元件相类似，因此为了清楚，这些相似元件的描述在此省略。仅有不同和改进之处还将在此详细描述。在一个实施例中，DC-DC转换器610被用来提供驱动电压Vout给四个白色LED。使用可换向电流吸收器620来调节分别流经四个白色LED的电流I_BL1、I_BL2、I_BL3和I_BL4。
[0038] DC-DC转换器610包括转换单元228、控制器614、比较器234和反馈电路232。反馈电路232通过放大器和用Vout除以Vfb定义的K3来实现。
[0039] DC-DC转换器610的控制器614包括控制单元622、时间间隔发生器624和转换器模式检测器626。控制单元622根据不同的输入产生控制信号SW1_ON、SW2_ON、SW3_ON和SW4_ON。时间间隔发生器624连接到控制单元622，以控制TON时间间隔和TOFF时间间隔的持续时间。转换器模式检测器626在节点201接收参考电压Vref，并在通路615上提供模式信号MODE1、在通路617上提供MODE2信号给控制单元622。
[0040] 控制器614的时间间隔发生器624包括电流源601a和两个电流吸收器602a和603a。源电流I_VIN流经电流源601a，吸收电流I_VREF流经电流吸收器602a，而吸收电流I_ACC流经电流吸收器603a。开关SW5、SW6和SW7分别由控制单元622通过在通路619上的I_CHG_ON信号、在通路621上的I_DIS_CHG_ON信号和在通路623上的TOFF_EN信号来控制。电流I_C流经电容器C1，并在节点625上产生电压VCAP。当在通路619、621和623上的信号改变时，电流I_C将因此被改变。随着不同的电流I_C流经电容器C1，电压VCAP将会不同。电压VCAP被输送到比较器634用于与电压HIGHTH比较，且输送到比较器636用于与电压LOWTH比较。比较器634在通路627上输出信号O_DETECT1到控制单元622，且活化O_DETECT 1启动TOFF周期。比较器636在通路629上输出信号O_DETECT 2到控制单元622，且活化O_DETECT 2表示TOFF周期的结束，也就是新的切换周期的开始。
[0041] 控制器614的转换器模式检测器626由比较器628和632组成。当所接收的参考电压Vref低于电压VIN_LOW时，MODE 1和MODE 2都是非活化的，且DC-DC转换器610将以BUCK模式运行。当参考电压Vref在电压VIN_HIGH之上时，MODE 1和MODE 2都是活化的，且DC-DC转换器610将以BOOST模式运行。最后，当参考电压Vref在VIN_HIGH和VIN_LOW之间时，MODE1和MODE 2分别是活化和非活化的，且DC-DC转换器610将以BUCK-BOOST模式运行。VIN_HIGH和VIN_LOW根据公式1)和2)来确定。
[0042] 1)VIN_LOW＝K4*Vin*K3
[0043] 2)VIN_HIGH＝K5*Vin*K3
[0044] K3，K4和K5可以分别是3/8，0.95和1.05。
[0045] 可换向电流吸收器620包括时钟和电流吸收器。电流吸收器连接到白色LED并调节流过其间的电流。该调节受到通过3位数字电流控制信号终端输入的电流控制信号的控制。上述时钟可以提供选择器信号给电流吸收器。根据选择器信号，电流吸收器将在任一时刻仅选择调节一个白色LED电流，且按顺序地调节四个白色LED电流。例如，第一个调节I_BL1，继之以I_BL2、I_BL3，而最后是I_BL4。在I_BL4之后重复该顺序。可换向电流吸收器620还提供参考电压V_DROP给参考电路230。
[0046] 参考电路230的误差放大器226由运算放大器650和电阻器及电容器网络组成，该电阻器及电容器网络由电阻器R_ea和电容器C_ea构成。运算放大器650的非反相输入端接收电压V_DROP，反相输入端接收电压VLED_MIN，而输出端在节点201处连接到电阻器和电容器网络，以输出参考电压Vref。
[0047] 图7是说明图6A中的DC-DC转换器610的操作的时序图。从t1到t3，Vref低于VIN_LOW，而DC-DC转换器610以BUCK模式运行。当VOUT_LOW在t1为活化时，TON周期被启动。通路619上的I_CHG_ON和通路621上的I_DIS_CHG_ON是活化的，而开关SW5和SW6导通。这就导致电流I_C等于I_VIN减去I_VREF，其给电容器C1充电。电压VCAP开始增大，直到它在t2达到电压HIGHTH。此刻O_DETCT 1变成活化的，并启动从t2到t3的TOFF周期。在TOFF周期期间，I_CHG_ON是非活化的，且I_DIS_CHG_ON是活化的。开关SW5关闭并且开关SW6保持导通。此刻电容器C1以等于I_VREF的电流I_C放电，且电压VCAP减小直到它在t3达到电压LOWTH。在t3，O_DETECT2变成活化的，表示TOFF周期的结束以及新的切换周期的开始。I_VIN和I_VREFF分别由公式3)和4)来确定。
[0048] 3)I_VIN＝K1*Vin/R1
[0049] 4)I_VREF＝K2*Vref/R1
[0050] K1和K2可以分别是1/4和2/3。R1可以是80E3Ω。假设Vfb和Vref大致相等，K1＝K2*K3，D＝1/K3且电压HIGHTH和电压LOWTH之间的电压差为1伏特，则可以看出，对于BUCK模式，在t1和t2之间的TON周期，可以由公式5)来确定。
[0051] 5)TON|BUCK＝(C1*R1/K1)/(Vin-Vref*D)，其中C1是C1的电容值[0052] ＝K/(Vin-Vref*D)， 其中K＝C1*R1/K1
[0053] 同样，对于BUCK模式，在t2和t3之间的TOFF周期，可以由公式6)来确定。
[0054] 6)TON|BUCK＝(C1*R1/K1)/(Vref*D)，其中C1是C1的电容值
[0055] ＝K/(Vref*D)， 其中K＝C1*R1/K1
[0056] C1可以是5.25E-12法拉。使用由公式5)和6)的结果，从t1到t3的DC-DC转换器610工作周期可以由公式7)来计算。
[0057] 7)Duty|BUCK＝TON/(TON+TOFF)
[0058] ＝(Vref*D)/Vin
[0059] 由于D等于Vout/Vfb且Vref大致等于Vfb，所以公式7)可以由Duty|BUCK＝Vout/Vin来重写，此式是BUCK转换器的已知公式。使用如上的相似方法，用于BUCK-BOOST模式以及BOOST模式的TON和TOFF周期可以由公式8)和9)计算。在BUCK-BOOST模式中，从t3到t4，电流I_C等于I_VIN，因此，TON周期由公式8)来计算。
[0060] 8)TON|BUCK-BOOST＝(C1*R1/K1)/(Vin)
[0061] ＝K/(Vin)
[0062] 从t4到t5，电流I_C等于I_VREF，因此，TOFF周期由公式9)来计算。
[0063] 9)TOFF|BUCK-BOOST＝(C1*R1/K1)/(Vref*D)
[0064] ＝K/(Vref*D)
[0065] 对于BUCK-BOOST模式中作为结果的工作周期由公式10)来计算。
[0066] 10)Duty|BUCK-BOOST＝Vout(Vout+Vin)。
[0067] 对于BOOST模式中，从t5到t6，电流I_C等于I_VIN，因此，TON周期由公式11)来计算。
[0068] 11)TON|BOOST＝(C1*R1/K1)/(Vin)
[0069] ＝K/(Vin)
[0070] 从t6到t7，I_C等于I_VREF减去I_VIN，因此，TOFF周期由公式12)来计算。
[0071] 12)TOFF|BOOST＝(C1*R1/K1)/(Vref*D-Vni)
[0072] ＝K/(Vref*D-Vin)
[0073] 此外，在BOOST模式中作为结果的工作周期由公式13)来计算。
[0074] 13)Duty|BOOST＝(Vout-Vin)/Vout。
[0075] 在从t2到t3、从t4到t5以及从t6到t7的TOFF周期期间，TOFF_EN是活化的且开关SW7导通。这就促使加速度电流I_ACC影响TOFF周期的持续时间。电流I_ACC增大作为结果的电流I_C，该电流给电容器C1放电。例如，从t4到t5，作为结果的电流I_C等于I_VREF加上I_ACC，而不是I_VREF。在Vfb和Vref之间的差值很大时，这将缩短TOFF时间间隔，并加速Vout的响应。电流I_ACC的值可以由Ka(Vref-Vfb)来确定。
[0076] 图8是根据一个实施例800的在图6A中的电流源601a的原理图。由电阻器Ra和Rb组成的分压器按比例将DC输入电压Vin减小到在节点801上的较小的电压水平Vin_d，其中Vin_d＝(Rb/(Ra+Rb))*Vin。由运算放大器802和晶体管804组成的电压跟随器复制了跨过电阻器R1a的电压Vin_d。电阻器R1a的阻抗可以是与公式3)中的R1相同的值，其接着产生流经电阻器R1a和晶体管804与806的电流IR1a。接着，由晶体管806和808组成的电流反射镜将电流IR1a反射到开关810。流经开关810的最终电流表示图6A中的电流源601a供给的电流水平，该电流水平由I_VIN＝K1/R1*Vin给出，其中K1＝Rb/(Ra+Rb)且R1＝R1a。
[0077] 图9是根据一个实施例900的在图6A中的电流源602a的原理图。由电阻器Rc和Rd组成的分压器按比例将电压Vref降低到在节点901上的较小的电压水平Vref_d，其中Vref_d＝(Rd/(Rc+Rd))*Vref。由运算放大器902和晶体管904组成的电压跟随器复制了跨过电阻器R1b的电压Vref_d。电阻器R1b的阻抗可以是与公式3)中的R1相同的值，其接着产生流经电阻器R1b和晶体管904与906的电流IR1b。接着，由晶体管906、908、910和912组成的电流反射镜将电流IR1b反射到开关914。流经开关914的最终电流表示图6A中的电流源602a供给的电流水平，该电流水平由I_VREF＝(K2/R1)*Vref给出，其中K2＝Rd/(Rc+Rd)且R1＝R1b。
[0078] 图10是根据一个实施例1000的在图6A中的电流源603a的原理图。由电阻器Re和Rf组成的差动放大器和运算放大器1002在节点1001上提供电压V_diff，此电压等于在图6A中的Vfb和Vref之间的电压差。在图10中，V_diff＝(Vref*(1+Re/Rf)-Vout*Re/Rf)。如果K3＝(Re/(Re+Rf))，则它可以看出V_diff＝(1+Re/Rf)*(Vref-Vfb)。通过复制跨过电阻器R2的电压V_diff，该电阻器R2具有由运算放大器1004和晶体管1006组成的电压跟随器，电流IR2流经电阻器R2和晶体管1006和1008。由晶体管1008、1010、1012和1014组成的电流反射镜将电流IR2反射到开关1016。流经开关1016的最终电流可以表示由图6A中的电流吸收器603a提供的电流水平，该电流水平由I_ACC＝Ka(Vref-Vfb)给出，其中Ka＝(1+Re/Rf)。
[0079] 图11是在图6B中的可换向电流吸收器620的一个实施例的原理图。在图11中，为了清楚，在图6B中描述的实施例600的某些部分可以被忽略，但是要理解，在图11中相似的部分可以是以与图6B中所描述点实施例的一致的方式实施的，或者可选地以其他系统实施方式实施，而不会不背离此实施例。
[0080] 在此实施例中，可换向电流吸收器1100可以包括电流控制电路1101、连接电路1105和选择器信号发生器1103。电流控制电路1101在节点1102上产生参考电压VR_ref，该电压控制了流经四个白色LED的电流，即I_BL1、I_BL2、I_BL3和I_BL4。连接电路1105通过参考输入端1104接收参考电压VR_ref。同时，连接电路1105接收流经四个白色LED的电流I_BL1、I_BL2、I_BL3和I_BL4，经过电流端1106、1108、1110和1112，然后将其吸收进入连接电路1105。根据VR_ref，连接电路1105调节电流I_BL1、I_BL2、I_BL3和I_BL4。
选择器信号发生器1103在选择器端1116、1118、1120和1122上连接到连接电路1105。选择器信号发生器1103能够提供选择器信号给连接电路1105。受到这些选择器信号的控制，连接电路1105在任一时刻选择一个确定的白色LED电流来调节。
选择器信号发生器1103在选择器端1116、1118、1120和1122上连接到连接电路1105。选择器信号发生器1103能够提供选择器信号给连接电路1105。受到这些选择器信号的控制，连接电路1105在任一时刻选择一个确定的白色LED电流来调节。
[0081] 可换向电流吸收器1100的电流控制电路1101包括能够输出多个电流的一组电流源1107、电流选择器1109和电阻器Rref。为了组成该组电流源1107，由运算放大器1111和晶体管1113组成的电压跟随器复制了在通路1114上跨过电阻器Rset的的电压V_Rset。这就产生流经电阻器Rset和晶体管1113、1115的电流I_set。然后将电流I_set反射到晶体管1117、1119、1121、1123、1125、1127、1129和1131，这些晶体管连同晶体管1115一起组成了一组电流反射镜。流经1117、1119、1121、1123、1125、1127、1129和1131的电流是电流I_set的1/8倍。电流选择器1109在定位端A、B、C、D、E、F、G和H连接到该组电流源
1107。受到在3位数字电流控制端上的电流控制信号的控制，电流选择器1109选择连接到某个定位端的该组电流源之一。这导致由选定电流源提供的电流流经电流选择器，并流入电阻器Rref，此电阻器Rref与电流选择器连接。流经Rref的电流被定义为I_ref。电流I_ref产生跨过电阻器Rref的电压VR_ref。
1107。受到在3位数字电流控制端上的电流控制信号的控制，电流选择器1109选择连接到某个定位端的该组电流源之一。这导致由选定电流源提供的电流流经电流选择器，并流入电阻器Rref，此电阻器Rref与电流选择器连接。流经Rref的电流被定义为I_ref。电流I_ref产生跨过电阻器Rref的电压VR_ref。
[0082] 可换向电流吸收器1100的连接电路1105包括运算放大器1133、四个开关组SW_1、SW_2、SW_3和SW_4、四个晶体管1135、1137、1139和1141以及四个电阻器Rb1、Rb2、Rb3和Rb4。运算放大器1133的非反相端担当连接电路1105的参考输入端，以接收参考电压VR_ref。开关组SW_1将运算放大器1133的输出端连接到晶体管1135的栅极端，并将运算放大器1133的反相端连接到晶体管1135的源极端。开关组SW_1的导通状态由在开关组SW_1的选择器端1116上提供的选择器信号控制。电阻器Rb1连接在晶体管1135的源极端和地之间。晶体管1135的漏极端担当电流端来与白色LED 202连接。晶体管1135和电阻器Rb1组成电流吸收器通路，其中I_BL 1流经此通路。以类似的方式，剩余的晶体管和电阻器组成了电流吸收器通路，I_BL 2、I_BL 3和I_BL 4流经这些通路。这些电流吸收器通路分别通过开关组SW_2、SW_3和SW_4与运算放大器1133连接。
[0083] 可换向电流吸收器1100的选择器信号发生器1103包括时钟发生器FCLK和分频器1151。时钟发生器产生时钟信号CLK。将时钟信号CLK提供给分频器1151，以产生四个选择信号CLK1、CLK2、CLK3和CLK4。每个选择信号连接到一个开关组，以控制其导通状态。例如，开关组SW_1的导通状态受到选择器信号CLK1的控制。当开关组SW_1有活化CLK1导通时，运算放大器1131和晶体管1135组成电压跟随器，且复制了跨过电阻器Rb1的参考电压VR_ref。 VR_ref产生了流经电阻器Rb1、晶体管1135和白色LED 1143的I_BL1。以类似的方式，当CLK2、CLK3和CLK4分别是活化的时，I_BL2、I_BL3和I_BL4得到调节。因此，电流水平I_BL由公式14)确定。
[0084] 14)I_BL＝I_set*KI*KR
[0085] 其中I_set＝V_Rset/Rset，KI＝I_ref/I_set，KR＝Rb/Rref，I_BL＝I_BL 1＝I_BL 2＝I_BL 3＝I_BL 4以及Rb＝Rb1＝Rb2＝Rb3＝Rb4。V_Rset、Rset、Rb和Rref的可能值是0.6V、10E3Ω、5.5Ω和1.1E3Ω。在位置“H”使用这些值并选择电流选择器1109，设定I_BL的电流为12mA。
[0086] 除了控制电流以外，在可换向电流吸收器1100中的电路同样产生被用来设定最小电压VLED_MIN的参考电压V_DROP。为了做到那样，将偏置电压V_offset加入到VR_ref，以产生V_DROP。V_offset保证了跨过晶体管1135、1137、1139和1141有足够的漏极到源极电压得以维持。V_offset电压水平可以是50mV。因此，可以由公式15)计算最小电压VLED_MIN。
[0087] 15)VLED_MIN＝I_BL*Rb+V_offset
[0088] 也是这样，保证为了高效率而维持了跨过可换向电流吸收器的最小电压降。当I_BL＝4mA，Rb＝5.5Ω且V_offset＝50mV时，VLED_MIN电压水平可以是72mV。
[0089] 图12是说明图11中的选择器信号发生器1103的操作的时序图。四个选择器信号中的每一个都从先前的相位移相90°，所以在任一时刻仅有一个选择器信号是活化的。
[0090] 图13是图6B中的最小值选择器646的一个实施例的原理图1300。这里有四个电压跟随器。每个电压跟随器都由运算放大器和晶体管组成。一个例子是由运算放大器1302和晶体管1301组成电压跟随器。每个电压跟随器都这样设计，以使其比电流源I_bias具有更大的电流吸收能力。这样，在VLED 1、VLED2、VLED 3和VLED 4之中仅有最低的电压在VLED_MIN上复制，其中VLED1是在端子1310上的电压，VLED 2是在端子1311上的电压，VLED 3是在端子1312上的电压，VLED 4是在端子1313上的电压，而VLED_MIN是在端子1314上的电压。
[0091] 这里已经描述的实施例是利用本发明的几种可能实施例中的一部分，且在此描述是为了解释说明而不是限定。很明显，对本领域技术人员来说会是显而易见的，许多其他实施例可以在本质上不背离由所附权利要求所定义的本发明的精神和范围的情况下进行。虽然已经描述的本发明用于白色LED，但是本发明对于其他LED或者具有类似特性的电子元件是同样可用的。而且，虽然本发明的元件可以用单数描述或要求，但是除非清楚地声明了限制到单数，否则复数是预想得到的。