一种四开关升降压直流-直流变换器的控制方法及装置

摘要

本发明公开了一种用于四开关升降压直流-直流变换器的控制方法，该方法结合了线性控制与非线性控制的优点，在稳态时采用电流模式控制，在电压输出端进电压采样，将取样电压与基准电压输入误差放大器，误差放大器的输出信号作为电流比较器的基准输入，在误差放大器的输出端还连接有一个由电阻和电容组成的补偿网络，在负载跳变时，采用非线性控制。本发明还公开了实施上述方法的装置。本发明实现了非线性控制在四开关buck-boost拓扑上的应用，同时解决了非线性控制中负载跳变时会发生振荡的技术问题，使输出电压能快速达到稳定值，提高了升降压变换器的响应速度。

权利要求

1.一种四开关的升降压直流-直流变换器的控制方法，在稳态时采用电流模式控制，在电压输出端进行电压采样，将取样电压与基准电压输入误差放大器，误差放大器的输出信号转换为电流信号后作为电流比较器的基准输入，在误差放大器的输出端还连接有一个由电阻和电容组成的补偿网络，其特征在于：对变换器工作模式进行判断，在负载跳变时，若工作在buck模式下：当取样电压低于第一门限基准电压，断开误差放大器的输出端与补偿网络及电流比较器的连接，将补偿网络的输出电压调整为第一钳位电压，同时控制变换器满占空比工作，使输出电压快速上升达到稳定值后，导通误差放大器的输出端与补偿网络及电流比较器的连接；

当取样电压高于第二门限基准电压，断开误差放大器的输出端与补偿网络及电流比较器的连接，将补偿网络的输出电压调整为第二钳位电压，同时控制变换器零占空比工作，使输出电压快速下降达到稳定值后，导通误差放大器的输出端与补偿网络及电流比较器的连接；

若工作在boost模式下：

当取样电压低于第一门限基准电压，断开误差放大器的输出端与补偿网络及电流比较器的连接，将补偿网络的输出电压调整为第一钳位电压，发送到电流比较器，通过电流环控制变换器占空比，使输出电压快速上升达到稳定值后，导通误差放大器的输出端与补偿网络及电流比较器的连接；

当取样电压高于第二门限基准电压，断开误差放大器的输出端与补偿网络及电流比较器的连接，将补偿网络的输出电压调整为第二钳位电压，同时控制变换器零占空比工作，使用buck模式下的放电回路代替boost模式下的的放电回路，使输出电压快速下降达到稳定值。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述的第一门限基准电压取值比稳定取样电压低1％-3％，所述的第二门限基准电压取值比稳定取样电压高1％-3％。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述的第一钳位电压为变换器正常工作时可选用的最大负载所对应的误差放大器的输出值；所述的第二钳位电压为变换器正常工作时可选用的最小负载所对应的误差放大器的输出值。

4.一种应用权利要求1所述方法的升降压直流-直流变换器，包括四开关buck-boost拓扑及控制电路，其特征在于：所述的控制电路包括：一将取样电压与第一门限基准电压比较的第一迟滞比较器；

一将取样电压与第二门限基准电压比较的第二迟滞比较器；

一将取样电压与基准电压比较的误差放大器；

一用于将误差放大器输出电压信号转换为电流信号的电压电流转换器；

一将取样电流与电压电流转换器输出信号比较的电流比较器；

一根据电流比较器输出信号进行buck或boost模式判断的判断电路；

一接收第一迟滞比较器、第二迟滞比较器、判断电路和电流比较器的输出信号并产生开关控制信号的控制器和一生成第一钳位电压和第二钳位电压并调整补偿网络输出的钳位电压生成模块。

说明书

一种四开关升降压直流-直流变换器的控制方法及装置

技术领域

[0001] 本发明涉及一种升降压直流-直流变换器的控制方法及实现该方法的一种升降压直流-直流变换器。

背景技术

[0002] 在锂电池供电的便携式设备中，提高电池的利用率是非常重要的。单节锂电池的正常工作电压范围是2.7V到4.2V，而设备中的供电对象如处理器，解码器等数字模块一般采用3.3V供电，因此一个既能升压又能降压的直流-直流变换器能有效的提高电池的利用率。

[0003] 在能实现升降压功能的拓扑中，如图1所示的四开关的buck-boost拓扑可看成是buck拓扑和boost拓扑级联而成，而不增加电感个数。该四开关单电感buck-boost拓扑包括场效应开关管1、2、3和4、电感5和电容6。这种变换器除了能实现升降压功能外，还能保证输出电压与输入电压始终同向，也使得控制策略可以更加灵活。

[0004] 现有的四开关buck-boost变换器的控制策略可以分为线性控制和非线性控制。线性控制主要有电压模式和电流模式等闭环控制，其中电流模式控制因其较好的线性和负载响应以及较简单的补偿策略而普遍应用。非线性控制主要有如迟滞控制等开环控制，其控制方法较简单但是精度并不高。

[0005] 在电流模式控制中，在输出端对输出电压进行取样，取样电压与一基准电压输入误差放大器，误差放大器的输出作为电流比较器的基准输入，所以其值与负载电流存在一定关系。在稳定状态，控制环路中误差放大器的输出与负载电流成正比。又由于在电流模式控制中，误差放大器输出会连接一个电阻-电容补偿模块，所以，误差放大器的输出不会因为负载的突变而突变。这就是电压环控制总是比电流环控制慢的原因。

[0006] 此外，现有技术中的非线性控制策略一般在降压控制中较易实现，而在升压控制中，上述非线性控制并不适用。简单的说，在boost拓扑中，当从轻载跳变到重载，相应的满占空比控制只是实现了输入给电感充电，但是能量并没有传递到输出端，所以输出电压依然不能快速恢复。而当从重载跳变到轻载零占空比控制只是实现输入始终传输到输出，虽然输入电流会慢慢减小，输出电压会慢慢下降，但是速度并不快。

发明内容

[0007] 本发明提供一种用于四开关升降压直流-直流变换器的控制方法及装置，使升降压直流-直流变换器结合了电流模式控制与非线性控制的优点，在升压或降压控制中，实现了负载跳变时的快速响应。

[0008] 非线性控制的原理一般是在负载跳变时控制变换器工作在满占空比或零占空比下。即：当负载从轻载跳到重载时，输出电压产生一个下垂电压时，控制变换器工作在满占空比下，使输出电压较快回到稳定值；当负载从重载跳到轻载时，输出电压产生一个过冲电压时，控制变换器工作在零占空比下，使输出电压较快恢复。而轻重载跳变的判断一般通过具有一定窗口的迟滞比较器比较输出电压与基准得到。当下垂电压低于迟滞比较器的第一门限基准电压时或过冲电压高于迟滞比较器的第二门限基准电压时，判断为需要非线性控制。

[0009] 如果在负载跳变时，只是简单的引入非线性控制，实现在负载跳变时开关变换器的满占空比或零占空比控制，会使输出端电容过充或过放。原因在于当负载从重载跳变到轻载时，输出电压发生过冲，触发非线性控制而进入零占空比工作状态；此时输入端能量不传输到输出端，输出电容放电，同时误差放大器的输出端电压会因为输出电压过冲而慢慢掉到零。由于在非线性控制中，原电流环和电压环都不起调节作用，所以误差放大器的输出也不会随负载变化而变化。在输出电压恢复到设计值后，非线性控制结束而回到线性控制时，误差放大器输出端电压从零回到跳变后负载所需的电压值需要一段时间，在这段时间内，输出电压会从原来的过冲变为下垂，进而触发一次与之前相反的非线性控制，即满占空比控制。若在满占空比控制之后，误差放大器输出还不能稳定在与当时负载相对应的电压值上，又会触发一次相反的非线性控制。其结果是负载跳变的调整过程变成一个在不同的非线性控制之间来回切换的振荡过程。反之，当负载从轻载跳变到重载时，也会出现这种振荡，而不能实现快速响应的目的。

[0010] 本发明基于上述分析，在解决负载跳变时发生振荡的同时，也实现了对buck-boost拓扑的非线性控制，实现了变换器对负载跳变的快速响应。

[0011] 本发明的升降压直流-直流变换器的控制方法，在稳态时采用电流模式控制，在电压输出端进电压采样，将取样电压与基准电压输入误差放大器，误差放大器的输出信号作为电流比较器的基准输入，在误差放大器的输出端还连接有一个由电阻和电容组成的补偿网络。另外，对变换器工作模式进行判断，在负载跳变时，

[0012] 若工作在buck模式下：

[0013] 当取样电压低于第一门限基准电压，断开误差放大器的输出端与补偿网络及电流比较器的连接，将补偿网络的输出电压调整为第一钳位电压，同时控制变换器满占空比工作，使输出电压快速上升达到稳定值后，导通误差放大器的输出端与补偿网络及电流比较器的连接；

[0014] 当取样电压高于第二门限基准电压，断开误差放大器的输出端与补偿网络及电流比较器的连接，将补偿网络的输出电压调整为第二钳位电压，同时控制变换器零占空比工作，使输出电压快速下降达到稳定值后，导通误差放大器的输出端与补偿网络及电流比较器的连接；

[0015] 若工作在boost模式下：

[0016] 当取样电压低于第一门限基准电压，断开误差放大器的输出端与补偿网络及电流比较器的连接，将补偿网络的输出电压调整为第一钳位电压，发送到电流比较器，通过电流环控制变换器占空比，使输出电压快速上升达到稳定值后，导通误差放大器的输出端与补偿网络及电流比较器的连接；

[0017] 当取样电压高于第二门限基准电压，断开误差放大器的输出端与补偿网络及电流比较器的连接，将补偿网络的输出电压调整为第二钳位电压，同控制变换器零占空比工作，使用buck模式下的放电回路代替boost模式下的的放电回路，使输出电压快速下降达到稳定值。

[0018] 上述的第一钳位电压为变换器正常工作时可选用的最大负载所对应的误差放大器的输出值；上述的第二钳位电压为变换器正常工作时可选用的最小负载所对应的误差放大器的输出值。

[0019] 本发明还提供了应用上述方法的升降压直流-直流变换器，包括四开关buck-boost拓扑及控制电路。所述的控制电路包括一将取样电压与第一门限基准电压比较的第一迟滞比较器，一将取样电压与第二门限基准电压比较的第二迟滞比较器，一将取样电压与基准电压比较的误差放大器，一用于将误差放大器输出电压信号转换为电流信号的电压电流转换器，一将取样电流与电压电流转换器输出信号比较的电流比较器，一根据电流比较器输出信号进行buck或boost模式判断的判断电路，一接收第一迟滞比较器、第二迟滞比较器、判断电路和电流比较器的输出信号并产生开关控制信号的控制器和一向补偿网络生成第一钳位电压和第二钳位电压的钳位电压生成模块。

[0020] 本发明的优点是：

[0021] 1、结合了线性控制与非线性控制的优点，特别是非线性控制在boost拓扑上的实现，提高了升降压变换器的响应速度；

[0022] 2、解决了非线性控制中负载跳变时会发生振荡的技术问题，使输出电压能快速达到稳定值。

附图说明

[0023] 图1是四开关的buck-boost拓扑的结构示意图；

[0024] 图2是本发明的电路结构示意图；

[0025] 图3是本发明的逻辑转换示意图；

[0026] 图4a是本发明在buck模式下的控制信号示意图；

[0027] 图4b是本发明在boost模式下的控制信号示意图。

[0028] 具体实施方式

[0029] 本发明的升降压直流-直流变换器的控制方法，在稳态时采用电流模式控制，在电压输出端进电压采样，将取样电压与基准电压输入误差放大器，误差放大器的输出信号作为电流比较器的基准输入，在误差放大器的输出端还连接有一个由电阻和电容组成的补偿网络。另外，对变换器工作模式进行判断，在负载跳变时，

[0030] 若工作在buck模式下：

[0031] 当取样电压低于第一门限基准电压，断开误差放大器的输出端与补偿网络及电流比较器的连接，将补偿网络的输出电压调整为第一钳位电压，同时控制变换器满占空比工作，使输出电压快速上升达到稳定值后，导通误差放大器的输出端与补偿网络及电流比较器的连接；

[0032] 当取样电压高于第二门限基准电压，断开误差放大器的输出端与补偿网络及电流比较器的连接，将补偿网络的输出电压调整为第二钳位电压，同时控制变换器零占空比工作，使输出电压快速下降达到稳定值后，导通误差放大器的输出端与补偿网络及电流比较器的连接；

[0033] 若工作在boost模式下：

[0034] 当取样电压低于第一门限基准电压，断开误差放大器的输出端与补偿网络及电流比较器的连接，将补偿网络的输出电压调整为第一钳位电压，发送到电流比较器，通过电流环控制变换器占空比，使输出电压快速上升达到稳定值后，导通误差放大器的输出端与补偿网络及电流比较器的连接；

[0035] 当取样电压高于第二门限基准电压，将补偿网络的输出电压调整为第二钳位电压，同控制变换器零占空比工作，使用buck模式下的放电回路代替boost模式下的的放电回路，使输出电压快速下降达到稳定值。

[0036] 本发明对输出电压取样，当取样电压低于迟滞比较器的第一门限基准电压时或取样电压高于迟滞比较器的第二门限基准电压时，判断为需要非线性控制。

[0037] 第一门限基准电压和第二门限基准电压的作用，一是判断负载发生变化时变换器何时进入非线性控制模式，所以其值必须大于正常工作时的纹波值；二是对输出电压的过充值和下垂值做了限制，一般当发生负载跳变时，过充电压或下垂电压会大于或小于稳定输出电压的5％以上，通过设置第一门限基准电压和第二门限基准电压，使过充值和下垂值限制在较小范围内。综合两者考虑，第一门限基准电压取值可比稳定取样电压低1％-3％左右，第二门限基准电压取值可比稳定取样电压高1％-3％左右。优选地，第一门限基准电压比稳定取样电压低2％左右，第二门限基准电压比稳定取样电压高2％左右。

[0038] 在buck模式下，当发生从轻载到重载的跳变时，输出电压出现下垂。在检测到需要进行非线性控制后，将误差放大器的输出端与补偿网络断开，用一较高的第一钳位电压对补偿网络上的电容电压进行调整，使其保持在此第一钳位电压值上；同时通过开关控制信号控制变换器满占空比工作，使输出电压快速上升达到稳定值。当非线性控制结束后，把补偿网络接回，此时的误差放大器输出即被设置在较高的钳位电压值上，而不是从最高电平开始恢复，因此不会出现因为误差放大器的输出恢复慢而发生的振荡。

[0039] 同样地，当发生从重载到轻载的跳变时，输出电压发生过冲，需要进行非线性控制时，也先将误差放大器的输出端与补偿网络断开，此时用一较低的第二钳位电压对补偿电容电压进行调整，使其保持在此较低的第二钳位电压值上；同时通过开关控制信号控制变换器零占空比工作，使输出电压快速下降达到稳定值。当非线性控制结束后，把补偿网络接回，此时的误差放大器的输出即被设置在较低的第二钳位电压值上，而不是从最低电平开始恢复，因此不会出现因为误差放大器的输出恢复慢而发生的振荡。

[0040] 上述较高的第一钳位电压和较低的第二钳位电压的设置使其大致满足控制器正常工作的负载范围内即可。在电流模式控制中，误差放大器的输出值与负载值存在一定的关系，负载较高时，误差放大器的输出平均值也较高，负载较低时，误差放大器的输出平均值也较低。根据所应用的负载范围的需要，必须满足在所设计的负载范围内误差放大器的输出都不饱和，即不会低到零或高到供电电位。所以，电流模式控制器中，误差放大器的输出存在一个最低值对应最低应用负载，和一个最高值对应最高应用负载。第一钳位电压即是在线性控制时，最大的应用负载所对应的误差放大器的输出值，而第二钳位电压即最低应用负载所对应的误差放大器的输出值，以保证这个负载范围内的非线性控制都不会出现振荡现象。

[0041] 在boost模式下，当发生轻载到重载的跳变时，不对变换器的占空比进行控制，而是把补偿网络的第一钳位电压代替误差放大器的输出作为电流比较器的输入基准而接入电流环，通过电流环控制占空比，由于此时电流环的比较基准被抬高了，所以占空比会比轻载工作时有所增大，但并非满占空比，因此可以保证增大占空比的同时也能给输出传输能量，使得输出电压较快上升达到稳定。当非线性控制结束后，把补偿网络接回，此时的误差放大器输出即被设置在较高的第一钳位电压值上，而不是从最高电平开始恢复，以此达到快速稳定。

[0042] 当重载跳到轻载的跳变时，使用buck模式下的放电回路代替boost模式下的放电回路进行零占空比控制。此放电通路能比boost模式下的放电通路更快更有效，从而使输出快速下降达到稳定。同时将补偿网络的电压调整到第二钳位电压。当非线性控制结束后，把补偿网络接回，此时的误差放大器的输出即被设置在较低的第二钳位电压值上，而不是从最低电平开始恢复，以此达到快速稳定。

[0043] 本发明的控制方法克服了应用传统非线性控制中可能出现的不稳定和恢复慢的缺点；同时利用四开关单电感buck-boost拓扑的优势实现了boost模式下的非线性控制，使得此升降压变换器在各种工作模式下都能实现较快的负载响应。

[0044] 本发明的升降压直流-直流变换器，包括四开关buck-boost拓扑及控制电路。

[0045] 如图2所示，场效应开关管1、2、3和4、电感5和电容6组成了四开关buck-boost拓扑。

[0046] 控制电路包括一将取样电压与第一门限基准电压比较的第一迟滞比较器7，一将取样电压与第二门限基准电压比较的第二迟滞比较器8，一将取样电压与基准电压比较的误差放大器9，一用于将误差放大器9输出电压信号转换为电流信号的电压电流转换器10，一将取样电流与电压电流转换器输出信号比较的电流比较器11，一根据电流比较器输出信号进行buck或boost模式判断的判断电路12，一接收第一迟滞比较器7、第二迟滞比较器8、判断电路12和电流比较器11的输出信号并产生开关控制信号的控制器13和一向补偿网络生成第一钳位电压和第二钳位电压的钳位电压生成模块14。所述的控制器13为一有限状态机，根据各逻辑状态产生控制场效应开关管1、2、3和4的开关控制信号。

[0047] 在恒定负载下工作时，基本控制方法是谷值/峰值电流模式控制。控制回路中包含一个电压环回路和一个电流环回路。输出电压经过分压电阻15和分压电阻16的分压后，将取样电压反馈输入到误差放大器9，误差放大器9的输出经过电压电流转换器10产生一个基准电流信号输入到电流比较器11，电流比较器11另一输入端接收检测到的电感电流波形。在电流模式控制下，电感电流波形的平均值反映了负载的情况，在buck模式中，电感电流平均值就等于负载电流，在boost模式中电感电流平均值为负载电流乘以输出电压与输入电压之比。因此，在电流模式控制中，误差放大器9的输出值与负载值存在一定的关系，负载较高时，误差放大器9的输出平均值也较高，负载较低时，误差放大器9的输出平均值也较低。在设计中，根据所应用的负载范围的需要，必须满足在所设计的负载范围内误差放大器9的输出都不饱和，即不会低到零或高到供电电位。所以，在一个设计好的电流模式控制器中，误差放大器9的输出必存在一个最低值对应最低应用负载，和一个最高值对应最高应用负载。

[0048] 工作在buck模式下时，场效应开关管4常关，场效应开关管2常开。场效应开关管3和场效应开关管1交替工作完成变换器的降压控制。当开关控制信号到来时，控制场效应开关管3先打开，场效应开关管1关断，电感电流开始下降。电流比较器11检测到电感电流下降到误差放大器9控制的基准以下时，输出翻转，控制器13输出的开关控制信号控制场效应开关管3关断场效应开关管1打开，电感电流开始上升，直到下一个周期开始，依次循环。

[0049] 当工作在boost模式下时，场效应开关管3常关，场效应开关管1常开，场效应开关管4和场效应开关管2交替工作完成变换器的升压控制。开关控制信号到来时，场效应开关管4先打开，场效应开关管2关断，电感电流开始上升。电流比较器11检测到电感电流上升到误差放大器9控制的基准以上时，输出翻转，控制器13输出的开关控制信号控制场效应开关管4关断场效应开关管2打开，电感电流开始下降，直到下一个周期开始，依次循环。

[0050] 在电流模式控制中，变换器的开关占空比反映了输入输出的关系。输入电压大于输出电压时工作在buck模式，输入电压小于输出电压时工作在boost模式。若输出电压恒定，当工作在buck模式下时，场效应开关管3打开的占空比与输入电压比成正比。当输入电压减小到与输出电压接近时，即当场效应开关管3打开的占空比减小到一定值(如占空比4％以内)，buck或boost模式判断电路控制变换器进入boost模式。当工作在boost模式下时，场效应开关管4打开的占空比与输入电压成反比。当输入电压增大到与输出电压接近时，即当场效应开关管4打开的占空比减小到一定值(如占空比4％以内)，buck或boost模式判断电路控制变换器进入buck模式。buck或boost模式判断电路的主要功能即为将场效应开关管3或4(这两个开关不会同时打开)打开的时间与一个设定的恒定时间比较来判断buck与boost之间的模式切换。

[0051] 由电容17、电阻18和受控电压源19组成的补偿网络连接误差放大器9的输出端及电压电流转换器10的输入端。在误差放大器9的输出端接有一开关20，开关20接收控制器13的控制信号。钳位电压生成模块14根据第一迟滞比较器7和第二迟滞比较器8的输出，控制受控电压源19产生第一钳位电压或第二钳位电压。

[0052] 负载发生跳变时，变换器的逻辑转换如图3所示。当变换器开始工作时首先复位到状态1(即稳态时的线性控制)。当负载发生从重载到轻载的跳变时，输出电压会发生过冲，当取样电压高于第二迟滞比较器8的第二门限基准电压时，第二迟滞比较器8的输出信号TH为高电平(其余时为低电平)。即TH＝1时，判断为需要进行非线性控制，并进入状态3。在状态3时，无论之前状态是什么，都将进行buck模式下的零占空比快速放电。即控制变换器零占空比工作，并采用buck模式下的放电回路：场效应开关管3和场效应开关管2打开，场效应开关管4和场效应开关管1关断，直到输出电压恢复到稳定值，TH＝0为止。TH＝0时，由状态3返回状态1。

[0053] 当负载发生从轻载到重载的跳变时，输出电压会发生下垂，当取样电压低于第一迟滞比较器的第一门限基准电压时，第一迟滞比较器7的输出信号TL为高电平(其余时为低电平)，即TL＝1时，判断为需要进入非线性控制。当TL＝1，且判断电路12判断变换器工作在buck模式下时，则进入状态2。在状态2，变换器满占空比工作，进行buck模式下的快速充电，即场效应开关管1和场效应开关管2打开，场效应开关管3和场效应开关管4关断，直到输出电压恢复到稳定值，TL＝0为止。在TL＝1时，且判断电路12判断变换器工作模式在boost模式下时，则进入状态4。在状态4，将第一钳位电压发送到电流比较器，接入电流环控制变换器的占空比。因为进行boost模式下的峰值抬高的充放电，峰值抬高后的充放电每次的充电能量比线性控制时多，且能把能量传递到输出，使输出电压较快恢复至稳定值，直到TL＝0为止，回到状态1(线性控制)。

[0054] 状态2和状态4之间、状态3和状态4之间的切换发生在负载从轻到重和从重到轻连续发生的情况下。这种情况在一般应用的正常工作下不会出现，而在故障或非正常应用下会出现。作为故障处理和冗余设计，具体说明如下：

[0055] 状态2、状态3之间的切换：状态机的状态切换是与系统时钟同步的，即在一个周期内促使状态变化的条件已产生，而状态要在下个周期时钟到来时变化。若在buck模式下，发生负载从轻跳变到重时，变换器正工作在状态2下，且在某个周期内输出电压恢复到稳定值，TL变成0，本来要在下个周期时钟到来时切换到状态1，但是在这个周期内紧接着又发生了负载从重跳变到轻，使得TH变成1，则在下个周期时钟到来时直接从状态2跳变到了状态3。反之从状态3直接跳变到状态2也出现在某周期内刚发生过负载从重跳到轻紧接着又发生了负载从轻跳到重的情况下。

[0056] 状态3、状态4之间的切换：当变换器工作在boost模式下，出现如上段提到的负载从重跳到轻和从轻跳到重紧接着发生非正常情况时，状态3和状态4之间就会直接切换。

[0057] 在每次进行非线性控制时，即当TH＝1或TL＝1时，控制器产生一个控制信号NL，即NL＝1，用来关闭误差放大器9输出端的开关20，使误差放大器与补偿网络及环路断开，同时钳位电压生成模块14产生与跳变后的负载值相对应的第一钳位电压或第二钳位电压。受控电压源19根据钳位电压，对补偿网络中的电容17进行充放电。若TH＝1则产生第二钳位电压值；若TL＝1则产生第一钳位电压值。当非线性控制结束后回到线性控制时，误差放大器9的输出被迅速设置到之前产生的钳位电压值上，使控制电路能快速稳定下来而不至于发生振荡。

[0058] 如图4a所示，当变换器工作在buck模式时，即输入电压大于输出电压时，当负载发生跳变使输出电压Vout上升到第二门限基准电压时，TH为高电平，对变换器进行零占空比buck模式回路放电，同时产生一个非线性控制信号，NL变高电平，误差放大器输出端断开，调整补偿网络的输出电压，使变换器回到线性控制时能快速稳定而不振荡。当负载发生跳变使输出电压下降到第一门限基准电压时，TL为高电平，对变换器进行满占空比buck模式回路充电，同样产生非线性控制信号NL对补偿网络进行相同处理。

[0059] 如图4b所示，若变换器工作在boost模式时，即输入电压小于输出电压时，当负载发生跳变使输出电压上升到第二门限基准电压时，TH为高电平，对变换器进行零占空比控制，并用buck模式放电回路代替boost模式放电回路，同时对调整补偿网络。当负载发生跳变使输出电压下降到第一门限基准电压时，TL为高电平，在boost模式回路下，而只对补偿网络进行钳位电压调整，并输出到电流环进行占空比控制。因为此时检测到为较高负载，所以钳位电路产生较高的第一钳位电压值代替原误差放大器的输出作为电流比较器的比较基准，因此峰值电流控制模式中的电流峰值基准被抬高，使boost控制下输出同样能较快上升，并在恢复到线性控制时不发生振荡。图4中的IL为电感电流。