驱动功率场效应晶体管的系统及方法

摘要

提供了一种用于驱动功率场效应晶体管(FET)的系统和方法。在一个实施例中，系统包括控制电路(54)，其产生控制信号(56)以提供功率FET的栅极电压。该系统进一步包括耦连在控制电路和功率FET之间的斜率控制电路(62)，其可操作用于动态地控制功率FET的栅极电压的变化率，以降低由开关功率FET产生的电磁干扰(EMI)辐射和功率损耗。

权利要求

1.一种用于驱动功率场效应晶体管的系统，其包括：

控制电路，其产生控制信号以提供所述功率场效应晶体管的栅极电压；和斜率控制电路，其耦连在所述控制电路和所述功率场效应晶体管之间，该斜率控制电路可操作用于动态控制所述功率场效应晶体管的栅极电压的变化率，以降低由开关所述功率场效应晶体管产生的电磁干扰EMI辐射和功率损耗；

其中所述斜率控制电路包括使所述功率场效应晶体管的栅极终端和电流镜互连的开关，所述电流镜在所述开关闭合时提供最小恒定电流以降低所述功率场效应晶体管的所述栅极电压的变化率。

2.根据权利要求1所述的系统，其中所述斜率控制电路是正斜率控制电路，其可操作用以在所述栅极电压达到所述功率场效应晶体管的阈值电压时降低所述栅极电压的增加率，所述斜率控制电路在所述功率场效应晶体管被基本激活时还增加所述功率场效应晶体管的所述栅极电压的增加率。

3.根据权利要求1所述的系统，其中所述斜率控制电路是负斜率控制电路，其可操作用以在感测到所述功率场效应晶体管开始停用时降低所述栅极电压的减小率，所述功率场效应晶体管在所述功率场效应晶体管的源极电压经历迅速的负变化率时开始停用。

4.根据权利要求1所述的系统，其中所述最小恒定电流的大小与所述功率场效应晶体管的跨导值成反比，导致所述功率场效应晶体管的漏极到源极电流的变化率独立于工艺和温度改变。

5.根据权利要求1所述的系统，其中所述斜率控制电路包括感测电路，其可操作用于感测流经所述功率场效应晶体管的电流以确定所述功率场效应晶体管已被激活，所述感测电路包括电流感测电阻器和比较器，所述比较器可操作用于通过感测所述电流感测电阻的第一终端相对于所述电流感测电阻的第二终端的电压微分，来感测流经所述功率场效应晶体管的所述电流。

6.根据权利要求5所述的系统，其中外部感测电路包括地线跨接比较器，其可操作用于在感测到所述功率场效应晶体管被基本激活时激活开关以增加所述功率场效应晶体管的所述栅极电压的增加率，所述功率场效应晶体管在所述功率场效应晶体管的源极电压相对于负电源电压为正时被基本激活。

7.根据权利要求1所述的系统，其中所述斜率控制电路包括在所述功率场效应晶体管的所述栅极终端和负电源电压之间互相连接的多个切断晶体管，所述切断晶体管可操作用于增加所述功率场效应晶体管的所述栅极电压的减小率。

8.一种用于驱动功率场效应晶体管的方法，其包括：

以第一增加率施加所述功率场效应晶体管的栅极电压；

监控所述功率场效应晶体管的所述栅极电压；

在所述栅极电压达到所述功率场效应晶体管的阈值电压时使用斜率控制电路将所述功率场效应晶体管的所述栅极电压的所述第一增加率减小到第二增加率；和在所述功率场效应晶体管变为基本完全激活时使用所述斜率控制电路将所述功率场效应晶体管的所述栅极电压的所述第二增加率提高到第三增加率；

其中所述斜率控制电路包括使所述功率场效应晶体管的栅极终端和电流镜互连的开关，所述电流镜在所述开关闭合时提供最小恒定电流以降低所述功率场效应晶体管的所述栅极电压的变化率。

9.根据权利要求8所述的方法，其中监控所述栅极电压包括感测通过所述功率场效应晶体管的电流以确定所述功率场效应晶体管变成激活；且其中感测电流包括使用电流感测比较器来感测通过感测电阻器的电流，所述电流感测比较器可操作用于感测所述感测电阻器的第一终端相对于所述感测电阻器的第二终端的电压微分。

10.根据权利要求8所述的方法，其中提高所述栅极电压的所述第二增加率包括在地线跨接比较器感测到所述功率场效应晶体管被基本激活时激活开关，所述功率场效应晶体管在所述功率场效应晶体管的源极电压相对于负电源电压为正时被基本激活。

11.根据权利要求8所述的方法，其中监控所述栅极电压包括设置多个匹配的场效应晶体管以提供大约是所述功率场效应晶体管的阈值电压的两倍的参考电压，所述多个匹配的场效应晶体管具有与所述功率场效应晶体管基本相同的电特性。

12.一种用于驱动功率场效应晶体管的方法，其包括：

以第一减小率去除所述功率场效应晶体管的栅极电压；监控所述功率场效应晶体管的源极电压；

在所述功率场效应晶体管开始停用时使用斜率控制电路将所述功率场效应晶体管的所述栅极电压的所述第一减小率降低到第二减小率；

其中所述斜率控制电路包括使所述功率场效应晶体管的栅极终端和电流镜互连的开关，所述电流镜在所述开关闭合时提供最小恒定电流以降低所述功率场效应晶体管的所述栅极电压的变化率。

说明书

驱动功率场效应晶体管的系统及方法

发明领域

[0001] 【0001】本发明涉及电子电路，且更具体地涉及用于驱动功率场效应晶体管(FET)的系统和方法。

背景技术

[0002] 【0002】对于以增加的效率和降低的功率运行来适应电子便携设备尺寸的持续减小的功率变换和调节电路，存在着日益增加的需求。这些设备常常是电池供电的，并期望利用尽可能少的功率来操作这些设备，以便电池寿命得到延长。开关调节器已被实现为在电源中提供调节输出的有效机构。一种此类调节器称为开关调节器或者开关电源，其通过控制耦连至负载的一个或多个高侧(high-side)开关的开关占空比来控制到负载的功率流。目前，存在着许多不同种类的开关调节器。

[0003] 【0003】一种类型的开关调节器被称为同步开关调节器。在同步开关调节器中，电感器用来保持从两个分离源转换的电流。两源可以包括高侧开关比如高侧场效应晶体管(FET)和低侧(low-side)开关比如低侧FET与续流(freewheeling)二极管。一旦高侧FET被切断，通过将电感器源节点的电压变为相对于地线为负，存储于电感器中的磁能量消耗以促使电流经过电感器。因而在高侧被切断后并在低侧FET被开启前，续流二极管将电流从地线传导到电感器。这样，在高侧和低侧开关激活之间的时间内，电流连续地流过电感器。

[0004] 【0004】开关调节器电路设计者需要注意由特定开关调节器电路中的电流流动产生的电磁干扰(EMI)辐射。开关调节器中的一个EMI辐射源是由功率FET激活时输入电流的迅速变化(di/dt)和功率FET停用时电流的迅速衰减产生的。当功率FET的栅极电压达到其阈值电压时，电流流过功率FET并且可以引起EMI辐射。当功率FET的栅极电压迅速地增加超过阈值电压时，由经过FET的输入电流中的快速变化产生的EMI辐射在数量上通常太大而不符合可接受的设计标准。对于这种不可接受的EMI辐射问题的解决方法是减慢功率FET的栅极电压的增加，比如通过增加功率FET源极和栅极之间的电容。这导致了输入电流的较慢增加，并因而降低了来自开关调节器的EMI辐射。

[0005] 【0005】图1描述了时间与电压相对的曲线图10，其表明了在开关调节器中功率FET的栅极电压的相对增加率。曲线图10所模拟的功率FET具有阈值电压VT(在图1的实例中描述为大约2伏特)，在该阈值电压下功率FET开始激活。正是在该时刻，电流开始从功率FET的漏极向源极流动。从阈值电压VT到功率FET被完全激活电压VF(在图1的实例中描述为大约4伏特)的电压范围被描述为激活区域12。

[0006] 【0006】虚线14(曲线图10的图例16中表示为“快”)表示功率FET的栅极电压的较快增加率(即，更大的斜率)。由于栅极电压以迅速的速率增加，流经功率FET的输入电流的变化率将非常高，导致不可接受的EMI辐射水平。虚线18(曲线图10的图例16中表示为“慢”)表示功率FET的栅极电压的较慢增加率(即，更小的斜率)。由于栅极电压以较慢的速率增加，流经功率FET的输入电流的变化率将更小，导致可接受的EMI辐射水平。

[0007] 【0007】然而，由虚线18表示的栅极电压的较慢增加产生了不同的问题。因为与虚线18相应的栅极电压以更缓慢的速率增加，所以栅极电压达到阈值电压VT需要更长的一段时间。在上面同步开关调节器的实例中，这意味着与如果栅极电压以更快的速率增加相比，续流二极管将电流传导通过电感器持续更长的一段时间。因为当功率FET切断时电感器的磁场衰减以维持续流二极管电流，所以当续流二极管传导电流时开关调节器经受功率的损耗。因而，在激励区域12下面，虚线18具有相应的功率损耗，其大于虚线14的功率损耗。开关调节器的这种功率损耗在曲线图10中由功率损耗区域20表示。

[0008] 【0008】除了由功率损耗区域20表示的功率损耗之外，开关调节器在功率FET变为完全激活后也损失功率(即，传导损耗)。当栅极电压从完全激活电压VF增加到最大电压VMAX(在图1的实例中描述为10伏特)时，功率FET充当漏极和源极之间的可变电阻。在大于完全激活电压VF的较低电压电平下，功率FET的漏极到源极电阻RDSon大于在最大电压VMAX下功率FET的漏极到源极电阻RDSon。因而，总电阻值随时间的变化(dr/dt)与栅极电压达到栅极最大电压VMAX所用的时间量成反比。例如，虚线14比虚线18经历了更小的RDSon随时间变化。由于电阻性负载以热的形式产生功率损耗，在完全激活电压VF上面，虚线18具有相应的功率损耗，其大于虚线14的功率损耗。这种功率的损耗在曲线图10中由功率损耗区域22表示。

[0009] 【0009】因而图1的曲线图10表明了在开关调节器中激活功率FET的两种不同方法。一种方法是迅速地增加功率FET的栅极电压，导致不可接受的EMI辐射水平。另一种方法是缓慢地增加功率FET的栅极电压，导致不期望的功率损耗。因而，在开关调节器中激活功率FET的两种方法受到了竞争设计限制。

发明内容

[0010] 【0010】本发明的一个实施例可以包括用于驱动功率FET的系统。系统包括控制电路，其产生控制信号以提供功率FET的栅极电压。所述系统进一步包括耦连在控制电路和功率FET之间的斜率控制电路，其可操作用于动态地控制功率FET的栅极电压的变化率，以降低由开关功率FET产生的电磁干扰(EMI)辐射和功率损耗。

[0011] 【0011】本发明的另一个实施例可以包括用于驱动功率FET的方法，该方法包括以第一增加率施加(assert)功率FET的栅极电压以及监控功率FET的栅极电压。所述方法还包括栅极电压刚一达到功率FET的阈值电压就将功率FET的栅极电压的第一增加率降低到第二增加率。该方法还包括功率FET刚一变为基本完全激活就将功率FET的栅极电压的第二增加率增加到第三增加率。

[0012] 【0012】本发明的另一个实施例可以包括用于驱动功率FET的方法，该方法包括以第一减小率去除(de-assert)功率FET的栅极电压，监控功率FET的源极电压，以及功率FET刚一开始停用就将功率FET的栅极电压的第一减小率降低到第二减小率。

[0013] 【0013】本发明的另一个实施例可以包括用于减少由驱动功率FET产生的功率损耗和EMI辐射的系统，该系统包括用于测量功率FET的栅极电压的装置。所述系统还包括基于测量的功率FET的栅极电压动态调整功率FET的栅极电压的变化率的装置。

附图说明

[0014] 【0014】图1说明了对于功率场效应晶体管(FET)，栅极电压随时间变化的曲线图。

[0015] 【0015】图2说明了按照本发明的方面包含用于驱动高侧FET的斜率控制电路的系统的方框图。

[0016] 【0016】图3说明了按照本发明的方面，栅极电压随时间变化的另一个曲线图。

[0017] 【0017】图4说明了按照本发明的方面包含用于驱动高侧开关和低侧开关的斜率控制电路的同步开关调节器。

[0018] 【0018】图5说明了按照本发明的方面用于驱动高侧FET的系统，其包括外部监控斜率控制电路。

[0019] 【0019】图6说明了按照本发明的方面用于驱动高侧FET的系统，其包括内部监控正斜率控制电路和负斜率控制电路。

[0020] 【0020】图7说明了按照本发明的方面用于驱动功率FET的方法。

具体实施方式

[0021] 【0021】本发明涉及电子电路，且更具体地涉及减少与开关功率FET相关的EMI辐射和功率损耗。要理解，考虑到上述的讨论，术语“功率损耗”和“功率的损耗”指的是效率的降低，而不解释为提供给功率FET的功率的损耗、功率FET提供的电流的损耗、或者包括功率FET的系统的功率的损耗。为了减少与接通或者切断功率FET相关的EMI辐射，在功率FET开始开启或切断的时刻，斜率控制电路降低功率FET的栅极电压的变化率。例如，如果经过功率FET的漏极-源极电流由于栅极电压的逐渐增加而更缓慢地变化，则在功率FET激活期间EMI辐射被减少。

[0022] 【0022】然而，为了避免过多的功率损耗，当功率FET的栅极电压小于阈值电压时斜率控制电路以第一速率改变栅极电压，在阈值电压和基本完全激活电压之间以第二速率改变栅极电压，并且在基本完全激活电压之后以第三速率改变电压。第二速率比第一速率和第三速率更慢。这将导致由从地线经低侧设备(比如经续流二极管)的电流所产生的功率损耗的降低，而功率FET不被激活，因为在第一速率下高侧FET或者低侧FET将更快地变成激活。这将也导致在第二速率下降低的EMI辐射，因为输入电流的变化将以更缓慢的第二速率被降低。此外，在功率FET的完全激活之后，栅极电压的迅速增加将导致漏极到源极电阻RDSon的较快减小，这样由热产生的功率损耗将被降低。

[0023] 【0023】按照本发明，下面的实例是关于高侧FET的激活描述的。然而，要理解，按照本发明关于高侧FET的停用遵循同样的原理和优点。此外，如关于图4将在后面说明的，也要理解，按照本发明的一个方面关于低侧FET的激活遵循同样的原理和优点。

[0024] 【0024】图2说明了根据本发明的方面用于激活高侧FET 52的系统50。在图2中高侧FET 52被描述为N型MOSFET开关，但要意识到P型MOSFET开关也可以使用。当高侧FET 52通过在栅极终端G施加信号(即，促使信号到逻辑1)被激活时，电流将从在漏极终端D的VIN节点通过高侧FET 52流向在源极终端S的VSWITCH节点。在图2的实例中，控制电路54产生控制信号56，其可以是方波。由控制电路54产生的控制信号56一般参考地，如图2表示；而高侧FET 52一般用来驱动某个有源设备的输出，比如马达或者开关调节器(未显示)。因此，系统50包括电平移动电路58，其调节控制信号56到更高电压参考电平用于参考VSWITCH的高侧FET 52的适当激活。在图2的实例中，电平移动电路58接收输入信号VBOOT并输出调节的控制信号60用于高侧FET 52的激活，所述输入信号VBOOT可以是相对VSWITCH浮动的电源电压。

[0025] 【0025】方波控制信号，比如时钟信号或者定时信号，一般具有非常高的斜率(即，电压随时间的变化(dv/dt))。当典型的方波比如调节的控制信号60被施加到高侧FET 52时，在栅极终端电压的迅速增加导致在高侧FET 52激活期间通过高侧FET 52从VIN流到VSWITCH的输入电流的迅速变化(di/dt)。正是输出电流中的这种快速变化引起不期望的EMI辐射量。如前面所描述的，经常在高侧FET 52的栅极终端G和源极终端S之间添加电容来克服这种问题。这降低了方波控制信号的斜率，因而导致具有更低EMI辐射的更小输入电流。然而，如上面描述的，通过降低控制信号的斜率，以功率损耗的增加为代价，EMI辐射被降低。

[0026] 【0026】图2的系统50通过在电平移动电路58和高侧FET 52之间包括斜率控制电路62，缓解了这些矛盾的设计限制。在高侧FET 52变为激活之前，当高侧FET 52的栅极电压还没有达到阈值电压时，调节的控制信号60的斜率将很高，因而降低由续流二极管传导电流引起的功率损耗。斜率控制电路62通过在高侧FET 52变为激活期间降低调节的控制信号60的斜率，动态地调整调节的控制信号60的斜率，因而降低由输入电流中的迅速变化引起的EMI辐射。同样的，在高侧FET 52变为完全激活之后，当FET已经从饱和区向线性区转换并且全部的漏极-源极电流量流过时，调节的控制信号60的斜率将很高，因而降低由更大的电阻值RDSon引起的热所产生的传导功率损耗。

[0027] 【0027】图3说明了按照本发明的方面，时间与电压的相对曲线图100，其表明了高侧FET的栅极电压的相对增加率。由曲线图100模拟的高侧FET具有阈值电压VT(在图3的实例中描述为2伏特)，在该阈值电压下栅极电压开始激活高侧FET。正是在该时刻，电流开始从高侧FET的漏极流向源极。从阈值电压VT到高侧FET被完全激活电压VF(在图3的实例中为大约4伏特)的电压范围被描述为斜率控制区域102。在电流从地线流经低侧设备(比如经过续流二极管)的上面实例中，完全激活电压VF可以表示高侧FET的输出相对地线变为正的点。因而，当高侧FET在完全激活电压VF下变成完全激活时，高侧FET开始从饱和区向线性区转换，并因而最大的电流量开始流过高侧FET，而不管施加到栅极的另外电压量。同样地，要理解，在图3的实例中，高侧FET具有大约2伏特的阈值电压VT和大约4伏特的完全激活电压VF。然而，按照本发明，可以使用任何类型的FET，并且这些值相应地依赖于高侧开关所用的FET的类型。

[0028] 【0028】虚线104(曲线图100的图例106中表示为“快”)表示高侧FET的栅极电压的较快增加率(即，更大的斜率)。由于栅极电压以迅速的速率增加通过斜率控制区域102，则流经高侧FET的输入电流将很高，导致不可接受的EMI辐射水平。虚线108(曲线图
100的图例106中表示“受控”)表示高侧FET的栅极电压的受控增加率(即，受控斜率)。
受控斜率虚线108表示栅极电压的受控斜率增加率，比如可以由参照图2上面描述的斜率控制系统执行。通过在斜率控制区域102期间降低栅极电压的斜率，栅极电压的受控斜率增加率缓和了在高侧FET的激活期间不可接受的EMI辐射问题。换句话说，在栅极电压基本等于阈值电压VT和完全激活电压VF之间的时候，栅极电压的增加率被降低。由于栅极电压以更缓慢的速率增加，通过高侧FET的输入电流变化率将更小，导致可以可接受的EMI辐射水平。

[0029] 【0029】要理解，按照本发明的方面，输入电流变化率的这种控制可以被调节以满足具体应用的需要。例如，特定应用的环境因素可能是确定受控斜率虚线108的斜率的考虑因素，因为以高侧FET的增加的内部温度为代价更小的斜率导致增加的EMI辐射。例如，在具有低环境温度的环境中，受控斜率虚线108可以具有更小的斜率用于栅极电压的更缓慢增加并因而得到更充分减小的EMI辐射水平。然而，在具有高周围温度的环境下，可能必要的是对于受控斜率虚线108具有更大斜率。受控斜率虚线108的更大斜率的原因实例是存在对控制高侧FET的内部温度以及降低EMI辐射的同等强烈需求，这样可以牺牲EMI辐射降低来降低高侧FET的内部温度。因此，有可能控制受控斜率虚线108的斜率，使其依赖于环境因素比如温度。例如，在图2的实例中的斜率控制电路62可以包括温度传感器以确定环境因素，这样斜率控制电路62从而可以设置受控斜率虚线108的斜率。

[0030] 【0030】在高侧FET变为完全激活之后，高侧FET还损失功率。当栅极电压从完全激活电压VF增加到栅极最大电压VMAX时(图3的实例中描述为10伏特)，高侧FET充当漏极和源极之间的可变电阻器。在大于完全激活电压VF的较低电压电平时，高侧FET的漏极到源极电阻RDSon比在最大电压VMAX时的更大。因而，总电阻值随时间的变化(dr/dt)与栅极电压达到栅极最大电压VMAX所用的时间量成反比。由于电阻性负载以热的形式产生功率损耗，因此期望的是尽快将栅极电压增加至完全激活电压VF之上以增加负的dr/dt并使高侧FET承受尽可能小的电阻RDSon。从而，例如上面参照图2所述的斜率控制系统在高侧FET变为完全激活之后，增加了栅极电压的增加率。这种更迅速的增加率导致由高电阻RDSon水平产生的热所引起的降低的功率损耗。这样，虚线108表示高侧FET最佳的激活，因为其结合了上面参照图1描述的激活高侧FET的先前方法的优点。虚线108具有由图1的虚线14产生的功率损耗降低的优点，以及由图1的虚线18产生的更低EMI辐射的优点。

[0031] 【0031】在图3的实例中，虚线108显示了在完全激活电压VF上面的栅极电压的增加率具有与阈值电压VT下面的增加率相同的斜率。然而，要理解，两个斜率不需要相同，在斜率控制区域102中比栅极电压的斜率更加迅速的增加率仅为说明性的以表示降低的功率损耗。可以进一步理解，虚线108的斜率以及电压VT、VF和VS可以全部依赖于高侧FET的类型和相关电路而变化，所述相关电路比如依照本发明的方面所用的图2的控制电路54和电平移动电路58。

[0032] 【0032】要理解依照本发明的方面，在图3的实例中，斜率控制系统可以与其被激活基本相同的方式停用高侧FET比如图2的实例中的高侧FET。例如，为降低与电阻RDSon的更大值相关的传导损耗，斜率控制系统可以迅速地将栅极电压从最大电压VMAX降低到完全激活电压VF。在栅极电压基本等于完全激活电压VF和阈值电压VT之间的时候，斜率控制系统减小栅极电压的下降率以避免由电流的迅速降低产生的不可接受的EMI辐射水平。

[0033] 【0033】按照本发明的方面，图4说明了开关调节器150(例如同步降压变换器)，其包括用于N型高侧FET 154的高侧斜率控制电路152和用于N型低侧FET 158的低侧斜率控制电路156。高侧斜率控制电路152连接到高侧FET 154的栅极终端，并操作用于控制高侧FET 154的栅极电压的变化率。低侧斜率控制电路156连接到低侧FET 158的栅极终端，并操作用于控制低侧FET 158的栅极电压的变化率。开关调节器150包括操作用于控制脉冲占空比的控制电路160，该脉冲通过高侧斜率控制电路152被提供到高侧FET 154并通过低侧斜率控制电路156被提供到低侧FET 158。控制电路160提供方波开关信号，比如时钟信号或定时信号，到斜率控制电路152和156。

[0034] 【0034】高侧FET 154具有连接到电压源VIN的漏极终端，而低侧FET 158具有连接到地线的源极终端。高侧FET 154的源极终端和低侧FET 158的漏极终端共用公共的节点SWITCH，有相应的电压VSWITCH，该节点也连接到高侧斜率控制电路152和低侧斜率控制电路156。电感器164互连在节点SWITCH和开关调节器150的输出端之间，该输出端具有电压VOUT。续流二极管166互连在节点SWITCH和地线之间，其中阳极连接到地线而阴极连接到节点SWITCH。

[0035] 【0035】当控制电路160激活高侧时，高侧斜率控制电路152的输出变为高(例如，逻辑1)，拉动高侧FET 154的栅极高于源极并开启高侧FET。当高侧FET 154开启时，源极到漏极输入阻抗将是微弱的，且VSWITCH将大约等于VIN。当VSWITCH大约等于VIN时，通过电感器164的感应电流IL将开始增加。电流IL继续增加，直到VSWITCH改变。

[0036] 【0036】控制电路160在其激活低侧之前停用高侧，以避免在VIN和地线之间短路。当控制电路160停用高侧时，高侧斜率控制电路152的输出变为低(例如，逻辑0)并且高侧FET 154切断。因为通过电感器164的电流IL趋向于保持不变，VSWITCH将相对地线变为负，这样电流IL可以被提供通过续流二极管166。电流继续流过续流二极管166直到控制电路160激活低侧。一旦低侧变为激活，低侧斜率控制电路156的输出变为高(例如，逻辑
1)，拉动低侧FET 158的栅极高于源极并开启低侧FET 158。当低侧FET 158开启时，源极到漏极输入阻抗将是微弱的并且VSWITCH将大约等于地线。与上面描述的相类似，控制电路
160将在再激活高侧之前停用低侧。从而，同步开关调节器150运行以维持电流IL流过电感器164，因此维持电容器168和负载电阻170两端的大约恒定电压VOUT。

[0037] 【0037】要理解，当续流二极管166从地线到节点SWITCH传导电流时，功率被损耗。因此，开关调节器150在高侧和低侧的激活之间每个时期损失功率。这种功率损耗由在图
1中所示的功率损耗区域20表示。从而，按照本发明的方面，高侧从零伏特刚一激活到高侧FET 154的阈值电压，此功率损耗就可以通过迅速增加高侧FET 154的栅极电压而被最小化。同样地，低侧从零伏特刚一激活至低侧FET 158的阈值电压，此功率损耗也可以通过迅速增加低侧FET 158的栅极电压而被最小化。然而，利用高侧斜率控制电路152和低侧斜率控制电路156，可以实现可接受的EMI辐射水平的高侧FET 154和低侧FET 158的激活同时维持由高侧FET 154和低侧FET 158的激活产生的功率损耗的降低值。

[0038] 【0038】要理解，图4中说明的开关调节器150是简化的，因为其没有包含对于典型开关调节器电路的适当功能性可能必需的全部电路元件和供电电压。为简单起见，从图4的讨论中省略了这些元件和电压，因为依照本发明的方面它们对于足够解释开关调节器
150的功能性不是必要的。图4仅仅是按照本发明的方面斜率控制可以用于控制高侧和低侧的例证。

[0039] 【0039】图5说明了依照本发明的方面，提供斜率控制用于驱动高侧FET202的系统200的实例。通过使用比如可以由控制电路产生(未显示)的控制信号CS来激活高侧FET
202，系统200例如可以用于比如在图4中上述的同步开关调节器中。在图5的实例中，控制信号CS参考负电源电压(所示为地线GND)并且可以是方波。要理解，负电源电压不必是地线。系统200包括电平移动电路204和斜率控制电路208。斜率控制电路包括不仅改变高侧FET 202的栅极电压的斜率的元件，还包括感测栅极电压的斜率何时应该改变的元件。例如，斜率控制电路208具有感测栅极电压的增加率何时应该从迅速改变到较慢(比如在图3的实例中大于电压VT的斜率控制区域102)以及栅极电压的增加率何时应该改变回到更迅速的速度(比如在图3的实例中大于完全激活电压VF的区域)的元件。这些电路元件都包括斜率控制电路208，其可以是单个集成电路(IC)。替代地，如在图5中表明的，斜率控制电路208可以是除高侧FET 202和电流感测电阻210以外的单个IC，该电流感测电阻210可以是互连在高侧FET 202的漏极终端和电源VIN之间的精密电阻。因为高侧FET
202和电流感测电阻210可以设置在斜率控制电路208的外部，所以斜率控制电路208可以被称作外部监控斜率控制电路。

[0040] 【0040】电平移动电路204包括两个N型MOSFET开关，N1和N2。开关N1和N2都互连在地线GND和电平移动电路204之间。每个的源极终端连接到地线GND，开关N1的漏极终端连接到电平移动电路204中的P型MOSFET开关P3的漏极终端，而开关N2的漏极终端连接到电平移动电路204中的P型MOSFET开关P4的漏极终端。开关N1的栅极终端连接到反相器212的输出，所述反相器212工作以反转控制信号CS。开关N2的栅极终端被直接连接到控制信号CS。

[0041] 【0041】电平移动电路204包括四个P型MOSFET开关，P1、P2、P3和P4。开关P1和P2每个具有连接到自举电压源VBOOT的源极终端。开关P1和P2每个的栅极终端都连接到对应的另一个开关P1和P2的漏极终端。开关P3和P4每个的源极终端也被分别地连接到包括开关P1的漏极和开关P2的漏极的节点。开关P3的漏极终端连接到电平移动电路204中N1的漏极终端，而开关P4的漏极终端连接到电平移动电路204中开关N2的漏极终端。开关P3和P4的栅极终端互相连接，该栅极终端也连接到高侧FET 202的源极终端。高侧FET 202的源极终端传送高侧的输出信号，在图5中表示为VSWITCH。电平移动电路204的输出是由开关P1的栅极、开关P2的漏极和开关P4的源极所共用的节点，并在图5中表示为LSOUT。

[0042] 【0042】电平移动电路204运行以将反转且调节式的控制信号CS提供给斜率控制电路208。电平移动电路204调节控制信号CS到更高电压参考水平，用以适当激活相对VSWITCH的高侧FET。在图5的实例中，信号VBOOT可以是不固定的参考电压，其在数值上高于电压源VIN。电平移动电路204在LSOUT输出已调节反转的控制信号用于高侧FET 202的适当激活。

[0043] 【0043】电平移动电路204和斜率控制电路208每个接收控制信号CS作为输入。当控制信号CS变为高时，开关N2变成激活并且在节点LSOUT降低输出。节点LSOUT连接到P型MOSFET开关P5的栅极终端。开关P5具有连接到高侧FET 202的栅极终端的漏极终端和连接到恒定电流源214的源极终端。例如，恒定电流源214可以由电流镜产生，并且为简单起见在图5的实例中表示为恒定电流源。恒定电流源214互连在P5和自举电压源VBOOT之间，并且是电流限制的以提供非常小的电流，其可能具有以毫安可测量的量级。另外，恒定电流源214可以具有与高侧FET 202的跨导(gm)成反比的值，这样高侧FET 202电流的变化率基本不依赖于温度和工艺变量。当LSOUT的电压变为低时，P5开启，引起恒定电流源214施加最小的电流量到高侧FET 202的栅极终端。按照本发明的方面，施加在高侧FET 202的栅极终端的最小电流量当作为唯一的电流源施加到栅极时，例如在图3的实例中的斜率控制区域102期间引起栅极电压斜率的降低。要理解，由恒定电流源214产生的电流数值可以是可调节的，取决于图3中表明的斜率控制区域102中所期望的斜率数值。这种可调节性例如可以由电路元件的修改而产生，所述电路元件构成包括恒定电流源214的电流镜。

[0044] 【0044】同时，开关P5变为激活，控制信号CS也驱动输入到与非门216。与非门216也接收来自电流感测比较器218的输出信号作为输入。电流感测比较器218接收两个输入，每个来自外部电流感测电阻210(负终端连接到输入电压VIN)的相对终端。与非门
216的输出耦连到P型MOSFET开关P6的栅极终端。开关P6具有连接到电压源VBOOT的源极终端和连接到高侧FET 202的栅极终端的漏极终端。

[0045] 【0045】当电流感测电阻210的任一侧上的电压没有区别时候，电流感测比较器218的输出是高(即，逻辑1)。然而，当电流流过感测电阻210时，在感测电阻210的两端将有电压降落，其引起电流感测比较器218的输出变为低(即，逻辑0)。最初，当控制信号CS变为高，高侧FET 202的栅极电压是零，并因而高侧FET 202还没有被激活。因为高侧FET 202还没有被激活，所以没有电流流过电流感测电阻210。电流感测比较器218的输出因而是高，所以具有来自控制信号CS的高输入和来自电流感测比较器218的高输入的与非门的输出是低。这样，开关P6在与控制信号CS初始变为高的基本相同时刻激活。当开关P6被激活时，电压源VBOOT变为与高侧FET 202的栅极终端短路，引起高侧FET 202的栅极电压迅速增加并且一旦栅极电压达到阈值电压VT就引起高侧FET202激活。栅极电压的这种迅速增加降低了可能由将电流提供给高侧FET202的输出节点的低侧设备所引起的功率损耗，该低侧设备例如将电流从地线传导至高侧VSWITCH的输出的续流二极管，如图4的开关调节器中所描述的。在图5的实例中，要理解，开关P5和开关P6基本同时打开。然而，从电压源VBOOT流过开关P6的电流和从恒定电流源214流过的电流的差别是很大的，其中从电压源VBOOT流过开关P6的电流要高许多。

[0046] 【0046】基本与栅极电压刚一达到阈值电压VT高侧FET 202就变成激活同时，电流开始流过感测电阻210。如上面描述的，当电流流过电流感测电阻210时，电流感测比较器218的输出变为低。这使与非门216的输出变为高，因而切断开关P6。这就在电压源VBOOT和高侧FET 202的栅极终端之间产生开路。此刻，在开关P6被切断后，只有开关P5被激活，并且极小量的电流从恒定电流源214被提供到高侧FET 202的栅极终端，导致在高侧FET
202变为激活之后高侧FET 202的栅极电压的降低的增加率。因此，一旦高侧FET 202的栅极电压到达阈值电压VT，电流感测比较器218通过停用开关P6进行操作以监控高侧FET
202的栅极电压，因而降低高侧FET 202的栅极电压的斜率。栅极电压的斜率的这种降低减弱了由高侧FET 202的激活所致的迅速输入电流引起的不可接受的EMI辐射。

[0047] 【0047】与非门220接收控制信号CS作为输入以及从地线跨接比较器222接收输出信号。与非门220的输出耦连到P型MOSFET开关P7的栅极终端。开关P7具有连接到电压源VBOOT的源极终端和连接到高侧FET202的栅极终端的漏极终端。地线跨接比较器222在来自地线GND的负终端和来自高侧输出VSWITCH的正终端接收输入。

[0048] 【0048】在比如参照图4上面描述的同步开关调节器中，当高侧FET没被激活时，续流二极管从地线传导电流。高侧FET的输出端的电压电平因而相对地线为负，同时续流二极管传导电流。高侧FET刚一被完全激活，高侧FET的输出端的电压电平就变为正，这基本与续流二极管不再从地线传导任何电流同时发生。在图5的实例中，VSWITCH的电压电平因此相对地线为负同时高侧FET 202还没被完全激活，并因而栅极电压还没有达到完全激活电压VF。地线跨接比较器222运行工作以监控高侧输输出VSWITCH的电压从而确定其相对地线GND何时为正。当电压VSWTICH为负时，地线跨接比较器222的输出是低。然而，电压VSWITCH一达到大于零的电平，地线跨接比较器222的输出就变为高。

[0049] 【0049】从而，在高侧FET 202的栅极电压到达阈值电压VT之前时，控制信号CS是高并且地线跨接比较器222的输出是低，使得与非门220的输出变为高。因而开关P7是开路。在高侧FET 202的栅极电压基本等于阈值电压VT后，高侧FET 202被缓慢激活，并且电流开始流过高侧FET202。这引起VSWTICH处的负电压朝零缓慢地增加。在VSWITCH处的电压变为大于零的时候，高侧FET 202的栅极电压基本等于完全激活电压VF，并且高侧FET 202被完全激活。地线跨接比较器222的输出因而变为高，使与非门220的输出变为低。这就激活开关P7，引起高侧FET 202的栅极终端与电压源VBOOT变成短路。因而，在高于完全激活电压VF(比如在图3的实例中斜率控制区域102上面)至最大电压VMAX的电压电平上，高侧FET 202的栅极电压的斜率返回到基本更快的增加率。这样，地线跨接比较器222监控高侧FET 202的栅极电压并探测高侧FET 202何时变为完全激活，因此调节栅极电压的斜率以降低由更高水平的电阻RDSon引起的传导功率损耗。

[0050] 【0050】要理解，其他的或附加的电路元件可以用于高侧FET 202的激活以及用于阈值电压VT和完全激活电压VF的感测。例如，P型MOSFET开关可以用于代替N型MOSFET开关，反之亦然。

[0051] 【0051】图6说明了按照本发明的方面为驱动高侧FET 252而提供斜率控制的系统250的另一个实例。通过使用比如可以由控制电路(未显示)产生的控制信号CS来激活高侧FET 252，系统250例如可以用于比如图4中所述的同步开关调节器中。在图6的实例中，控制信号CS参考负电源电压(所示为地线GND)并可以是方波。要理解，负电源电压不必是地线。系统250包括电平移动电路254和斜率控制电路258。斜率控制电路258包括不仅改变高侧FET 252的栅极电压的斜率元件，还包括感测栅极电压的斜率何时应该改变的元件。例如，斜率控制电路258具有感测栅极电压的增加率何时应该从迅速改变到较慢(比如在图3的实例中大于电压VT的斜率控制区域102)以及栅极电压的增加率何时应该改变回到更迅速的速度(比如在图3的实例中大于完全激活电压VF的区域)的元件。这些电路元件，包括高侧FET 252，全部包含在斜率控制电路258内，所述斜率控制电路258可以是单个集成电路(IC)。因为高侧FET 252和用于感测高侧FET 252的栅极电压的斜率过渡点的全部电路元件可以包含在单个封装内，该斜率控制电路258可以被称作内部监控斜率控制电路。

[0052] 【0052】在图6的实例中电平移动电路254与上面描述的图5的实例中基本上相同。从而，类似参考数字和开关数字用于描述内部的电路元件，且没有进一步讨论在图6的实例中它们如何操作。

[0053] 【0053】电平移动电路254和斜率控制电路258每个接收控制信号CS作为输入。当控制信号CS变为高，开关N2变为激活并使节点LSOUT处的输出降低。节点LSOUT连接到P型MOSFET开关P8的栅极终端。开关P8具有连接到高侧FET 252的栅极终端的漏极终端和连接到恒定电流源264的源极终端。例如，恒定电流源264可以由电流镜产生，并且为简单起见，在图6的实例中表示为恒定电流源。恒定电流源264互连在P8和自举电压源VBOOT之间，并且是电流限制的以提供非常小的电流，其具有以毫安可测量的大小。另外，恒定电流源264可以有与高侧FET 202的跨导(gm)成反比的值，这样高侧FET 202电流的变化率基本不依赖于温度和工艺变量。当LSOUT处的电压变为低的，P8开启，引起恒定电流源264施加最小量的电流到高侧FET 252的栅极终端。根据本发明的方面，施加到高侧FET 252的栅极终端的最小量的电流当作为唯一电流源施加在栅极时，例如在图3的实例的斜率控制区域102期间引起栅极电压的斜率的降低。要理解，由恒定电流源264产生的电流量可以根据图3中说明的斜率控制区域102中所期望的斜率量，是可调节的。这种可调节性例如可以由电路元件的修改而产生，所述电路元件构成包括恒定电流源264的电流镜。

[0054] 【0054】节点LSOUT也连接到P型MOSFET开关P9的栅极终端。因而，开关PS随着节点LSOUT处的输出变为低而激活，同时开关P9也激活。开关P9具有连接到电压源VBOOT的源极终端和连接到电阻器266的漏极终端。一对N型MOSFET N3和N4耦连在电阻器266和高侧VSWITCH的输出之间。FET N3具有连接到高侧VSWITCH的输出的源极终端以及都连接到开关N4的源极终端的栅极终端和漏极终端。FET N4具有都连接到节点268的栅极终端和漏极终端。要理解，通过配置FET N3和N4使每个的栅极终端与其自己各自的漏极终端连接，FET N3和N4每个总是激活的。从而，FET N3和N4的每个具有等于各自的漏极-源极电压VDS的栅极-源极电压VGS，其大约等于FET各自的阈值电压。

[0055] 【0055】节点268将开关N4的栅极和漏极终端与电阻器266和N型MOSFET开关N5的栅极终端连接。开关N5具有连接到电压源VBOOT的漏极终端和连接到高侧FET 252的栅极终端的源极终端。

[0056] 【0056】要理解，在图6的实例中，内部监控斜率控制电路258利用匹配设备，其是匹配的FET的系统以测量高侧FET 252的阈值电压。在图6的实例中，三个开关N3、N4和N5全部与高侧FET 252匹配，其中全部四个这些N型MOSFET开关具有基本相同的电特征，包括阈值电压VT。因此，当开关P9激活，电流经过开关P9和电阻器266流到节点268。因为开关N3和N4总是开启的，并且因为其都与高侧FET 252相匹配，所以当开关P9被激活时，节点268的电压电平基本等于2*VT。

[0057] 【0057】随着开关P9激活，在开关P8和P9的激活的基本相同时刻，节点268的大约2*VT的电压电平激活开关N5。这样，在与控制信号CS初始变为高的基本相同时刻，开关N5激活。当N5激活时，电压源VBOOT变成与高侧FET 252的栅极终端短路，引起高侧FET252的栅极电压迅速增加并且一旦栅极电压达到阈值电压VT就引起高侧FET 252激活。栅极电压的这样迅速增加降低了功率损耗，该功率损耗可以由将电流提供给高侧FET 202的输出节点的低侧设备引起，该低侧设备比如是将电流从地线传导至高侧VSWITCH的输出的续流二极管，如图4的开关调节器中所述的。在图6的实例中，要理解，开关P8和开关N5基本同时打开。然而，从电压源VBOOT流过开关N5的电流和从恒定电流源264流过的电流的差别是很大的，其中从电压源VBOOT流过开关N5的电流要高许多

[0058] 【0058】当高侧FET 252的栅极电压变为大体等于或稍大于阈值电压VT时，开关N5切断。这是因为节点268处的电压电平仍然基本等于2*VT，并因而当高侧FET 252的栅极电压达到阈值电压VT时，开关N5的栅极-源极电压VGS变为小于其阈值电压VT。此刻，在开关N5已经切断之后，只有开关P8被激活，并且非常小量的电流从恒定电流源264被提供到高侧FET 252的栅极终端，导致在高侧FET 252变为激活的之后高侧FET252的栅极电压的减少的变化率。因此，一旦高侧FET 252的栅极电压到达阈值电压VT，开关N5通过停用作为源极跟随器以监控高侧FET 252的栅极电压，因而降低高侧FET 252的栅极电压的斜率。栅极电压的斜率的这种减小降低了随高侧FET 252的激活由迅速输入电流引起的不可接受的EMI辐射。

[0059] 【0059】比较器270具有连接到节点268的正终端和连接到高侧FET 252的栅极终端的负终端。比较器270具有耦连到P型MOSFET开关P10的栅极终端的输出，该MOSFET开关P10具有连接到电压源VBOOT的源极终端和连接到高侧252的栅极的漏极终端。

[0060] 【0060】比较器270运行以监控高侧FET 252的栅极电压，从而确定栅极电压何时基本等于节点268处的电压(2*VT)。当栅极电压小于2*VT时，比较器270的输出是高。然而，随着栅极电压达到基本等于2*VT的电平，比较器270的输出变为低。这激活开关P10，引起高侧FET 252的栅极终端与电压源VBOOT变成短路。因而，在高于完全激活电压VF(比如在图3的斜率控制区域102上面)到最大电压VMAX的电压电平上，高侧FET 252的栅极电压的斜率返回到基本更快的增加率。这样，比较器270监控高侧FET 252的栅极电压并探测高侧FET 202何时变为完全激活，因此调节栅极电压的斜率以降低由电阻RDSon的更高水平引起的功率损耗。要理解，图6的内部监控斜率控制电路258不探测高侧FET 252变为完全激活的点。相反，斜率控制电路258探测任意的完全激活电压VF，其基本等于比如图3中表明的阈值电压VT的两倍，这对于确定高侧FET 252何时变为完全激活可能是足够的。
进一步地，通过选择不同匹配的FET，必要时可以调节阈值电压VT并因而调节任意完全激活电压VF，以适合应用。

[0061] 【0061】要理解，其他或者另外的电路元件可以用于高侧FET 252的激活以及用于阈值电压VT和完全激活电压VF的感测。例如，P型MOSFET开关可以用于代替N型MOSFET开关，反之亦然。进一步要理解，图5的外部监控斜率控制电路的元件可以与图6的内部监控斜率控制电路的元件相结合，以准确地监控高侧FET的栅极电压的斜率转变点。实例可以包括将图6的实例中的匹配的FET与图5的实例中的地线跨接比较器相结合，这样匹配的FET感测高侧FET的阈值电压VT，同时地线跨接比较器感测高侧FET的完全激活电压VF。

[0062] 【0062】按照本发明的方面，系统250还包括负斜率控制电路272，这样上述的斜率控制电路258为正斜率控制电路。随着高侧变为停用，负斜率控制电路272运行以动态地改变高侧FET 252的栅极电压的减小率。当控制信号CS变为低时，开关N2变为停用并上拉节点LSOUT的输出，因而通过提供高信号到开关P8和P9来停用正斜率控制电路258。然而，节点LSOUT也连接到N型MOSFET开关N6的栅极终端。开关N6具有连接到高侧FET 252的栅极终端的漏极终端和连接到恒定电流源274的源极终端。例如，恒定电流源274可以由电流镜产生，并且为简单起见在图6的实例中以恒定电流源表示。恒定电流源274互连在N6和高侧VSWITCH的输出之间，并且是电流限制的以提供非常小的电流，该电流具有以毫安可测量的大小。另外，恒定电流源274可以有恒定跨导(gm)，这样其提供的最小电流不依赖于温度和工艺变量。当LSOUT的电压变为高时，N6接通，使恒定电流源274将最小的电流量从高侧FET 252的栅极终端提供到高侧VSWITCH的输出，并因而当作为唯一电流源从栅极施加到输出时缓慢地降低高侧FET 252的栅极电压。要理解，由恒定电流源274所产生的电流量可以根据停用高侧FET 252中所期望的负斜率量，是可调节的。这种可调节性例如可以由电路元件的修改而产生，所述电路元件构成包括恒定电流源274的电流镜(镜像电流)。

[0063] 【0063】节点LSOUT也连接到N型MOSFET开关N7的栅极终端。因而，在开关N6随节点LSOUT的输出变为高而激活的同时，开关N7也激活。开关N7具有连接到高侧FET 252的栅极的漏极终端和连接到电容器276的源极终端。一对串联的N型MOSFETN8和N9也耦连到N7的源极终端。晶体管N9具有连接到地线的源极终端和具有连接到反相器212的输出的栅极终端，这样随着控制信号CS变为低，N9的栅极终端被激活。晶体管N8具有栅极终端，该栅极终端连接到电容器276和进一步连接到N型MOSFETN10的源极终端和电阻器278的节点，该电阻器278具有相当高的电阻值(例如，100kΩ)。晶体管N10具有连接到高侧FET 252的栅极终端的漏极终端和接收电压源VREF的栅极终端，该电压源VREF可能是大约5伏特。

[0064] 【0064】晶体管N7、N8和N9是切断晶体管，这样一旦节点LSOUT和反相器212的输出变为高，高侧FET 252的栅极终端变为下拉至地线，引起电流从高侧FET 252的栅极流向地线。这样引起高侧FET 252的栅极电压的迅速降低。要理解，晶体管N10被电压源VREF激活，并且晶体管N10、电容器276和电阻器278的排列如下：在高侧的切断开始时晶体管N8被激活，但晶体管N8的栅极电压被疏远以便限制晶体管N8的漏极到源极电流，因而保护晶体管N8和N9避免过电流产生的毁坏。

[0065] 【0065】只要有足够的电流流过高侧FET 252以维持感应电流比如图4中流过电感器164的电流IL，电流将继续从高侧FET 252的栅极流向地线。一旦流过高侧FET 252的电流不再足以维持电感器电流，那么电流的平衡从一些其他电源比如图4的续流二极管166被提供，因为流过电感器的电流趋向于保持不变。由于续流二极管从地线传导电流到高侧VSWITCH的输出，高侧VSWITCH的输出端的电压相对地线变为负。由于高侧FET 252的栅极终端和源极终端之间的内部电容，高侧FET 252的栅极到源极电压因而将趋向保持恒定，这样高侧FET 252的栅极电压当其相对地线变为负时将跟随高侧FET 252的源极电压。由于高侧FET 252的源极电压经历迅速的负变化率，因而高侧FET 252的栅极电压的这种迅速降低在高侧FET 252变为停用的点上发生，所述点大约对应于图3的实例中的电压VF。

[0066] 【0066】随着高侧FET 252的源极电压相对地线变为负，高侧FET 252的栅极电压的迅速下降使得切断晶体管N8的栅极电压也显著下降(通过晶体管N7)。因而晶体管N8停用，切断从高侧FET 252的栅极终端流到地线的迅速电流。然而，从恒定电压源274提供的最小电流仍然从高侧FET 252的栅极终端通过晶体管N6流到高侧VSWITCH的输出端。因此，按照本发明的方面，负斜率控制电路272降低高侧FET 252的栅极电压的减小率，从而降低由流过高侧FET 252电流的迅速减少产生的EMI辐射。在图6的实例中，要理解晶体管N6和N7基本同时激活。然而，从高侧FET 252的栅极终端通过晶体管N7到地线的电流和从恒定电流源274的电流的区别很大，其中从高侧FET 252的栅极终端流向地线的电流高许多。进一步要理解，尽管负斜率控制电路272的操作的上面描述只表明高侧FET 252的栅极电压的两个减小率，按照本发明的方面，也可以包括另外的电路，以增加如特定应用所保证的另外减小率。另外的，尽管在图6中只说明了负斜率控制电路272，但是其也可以与图5中所示的外部监控斜率控制电路一起使用，或者可以单独使用而根本不需要正斜率控制电路。

[0067] 【0067】鉴于上面描述的前述结构和功能特征，参照图7将更容易意识到某些方法。要理解并意识到，在其他实施例中，说明的动作可以以不同的次序发生和/或与其他动作同时发生。此外，不是全部说明的特征都需要来实施方法。

[0068] 【0068】图7说明了按照本发明的方面用于激活功率FET的方法300。在302，可以是方波或者逻辑信号的控制信号被施加(即，逻辑1)。这种控制信号可以通过驱动电路和/或电平移动电路被路由，以相对功率FET输出来调节控制信号。在304，功率FET的栅极电压被增加。栅极电压的增加可以以栅极电压随时间的极快速率或者高斜率发生，以便降低来自将电流提供到功率FET的输出节点的续流二极管的功率损耗。通过开关将功率FET的栅极与相当高的电压源连接，这可能发生。

[0069] 【0069】在306，该方法监控栅极电压以确定栅极电压何时达到功率FET的阈值电压VT。通过与功率FET匹配的另外内部FET的配置，或者通过设置在斜率控制电路外部的、感测流过感测电阻器的电流的电流感测比较器，这可以在斜率控制电路中发生。在308，随着该方法感测到功率FET的栅极电压基本等于阈值电压VT，该方法减慢栅极电压的增加率。通过从功率FET的栅极到相当高的电压源提供开路以及通过将比如来自电流镜的最小电流提供到功率FET的栅极，该方法可以减慢增加率。这可以降低EMI辐射到可接受的水平，用于开关调节应用。

[0070] 【0070】在310，此方法监控栅极电压以确定栅极电压何时达到功率FET的完全激活电压VF。通过使用比较器测量功率FET的栅极电压达到大约阈值电压VT的两倍或者功率FET的输出端的电压达到大于零的时刻，这可以发生在斜率控制电路内。在312，随着功率FET达到完全激活电压VF，该方法增加功率FET的栅极电压的斜率，以便降低来自由开关功率FET引起的电阻器RDSon的功率损耗。通过将功率FET的栅极短路到很高的电压源，栅极电压随时间的斜率的增加可能发生。

[0071] 【0071】本发明涉及领域的技术人员将认识到，对于描述的示例性实施例可以做出各种增加、删减、代替和其他的更改，而不偏离所要求保护的发明的范围。