低功率宽动态范围RMS-DC转换器

摘要

RMS-DC转换器对交流信号求平方，从而得到经过平方的直流电压信号。将经过平方的直流电压信号施加于后续级，每个级对其接收的信号进行放大，并且在限定的范围内检测经过放大的信号电平。将在后续级中检测的经过检测的电平相加，从而产生可以与输入信号的RMS电压的对数变化成线性比例变化的直流输出信号。经过平方的直流电压信号的电压可以被钳位到预定最大电压。为了扩大检测范围，在检测之前，在一个或多个级中，对经过平方的直流电压信号进行衰减。

权利要求

1.一种将交流输入信号转换为直流输出信号的方法，该方法包括如下步骤：对交流信号进行平方，从而获得经过平方的直流电压信号；

将经过平方的直流电压信号施加于多个后续级，其中，在每个级，进一步采取的步骤包括对接收到的信号进行放大的步骤以及检测在所述放大步骤中产生的经过放大的信号电平的步骤；

对在所述多个后续级中检测的电平求和，从而产生与输入信号的RMS电压的对数变化成线性比例变化的直流输出信号。

2.如权利要求1所述的方法，其中，所述在每个级中的检测步骤被限制于检测器的检测范围。

3.如权利要求2所述的方法，其中，对每个级而言，所述检测范围是相同的。

4.如权利要求2所述的方法，还包括将所述经过平方的直流电压信号的电压电平钳位到预定电压的步骤。

5.如权利要求2所述的方法，其中，所述进一步采取的步骤包括在所述级中的一个级中进行检测之前，对所述经过平方的直流电压信号进行衰减。

6.如权利要求2所述的方法，其中，所述在每个级中的检测步骤被限制于同一个特定电平范围。

7.如权利要求6所述的方法，其中，在每个后续级中，放大程度增加。

8.一种RMS-DC转换器，其包括：

平方单元，其被耦合到交流电压输入节点；

检测电路，其耦合在所述平方单元的输出端与所述转换器的电压输出节点之间，所述检测电路包括多个检测器单元和多个增益单元，所述多个检测器单元各自具有共同耦合到电压输出节点的输出端，而所述多个增益单元各自具有耦合到各个所述检测器单元的输入端的输出端；以及衰减电路，其耦合在所述平方单元的输出端与参考电位之间；其中第一个所述增益单元的输入端被耦合到所述平方单元的输出端，并且，第一个所述检测器单元的输入端被耦合到所述衰减电路的衰减节点；

由此，在所述电压输出节点处的电压可以与在交流电压输入节点处的RMS电压的对数变化成线性比例地变化。

9.如权利要求8所述的RMS-DC转换器，其中，第二个所述增益单元耦合在衰减节点与第一个所述检测器单元的输入端之间。

10.如权利要求9所述的RMS-DC转换器，其中，所述衰减电路包括：多个串联布置的阻抗，在第一个与第二个所述阻抗之间形成的作为第一衰减节点的衰减节点，以及在第二个所述阻抗与第三个所述阻抗之间形成的第二衰减节点；并且其中，第二个所述检测器单元的输入端耦合到所述第二衰减节点。

11.如权利要求10所述的RMS-DC转换器，其中，第三个所述增益单元耦合在所述第二衰减节点与第二个所述检测器单元的输入端之间。

12.如权利要求10所述的RMS-DC转换器，其中，所述多个增益单元中的至少一个串联耦合在第一个所述增益单元的输入端与第三个所述检测器单元的输入端之间。

13.如权利要求8所述的RMS-DC转换器，其中，第一个所述增益单元被直接连接到所述平方单元的输出端。

14.如权利要求8所述的RMS-DC转换器，其中，所述多个检测器单元中的每一个具有大致相同的输入电压检测范围。

15.如权利要求8所述的RMS-DC转换器，其中，所述多个增益单元中的每一个具有大致相同的增益。

16.如权利要求10所述的RMS-DC转换器，其中，所述第一阻抗耦合在所述平方单元的输出端与所述第一衰减节点之间，并且，所述RMS-DC转换器还包括耦合在所述第一阻抗两边的电压钳位电路。

17.如权利要求16所述的RMS-DC转换器，还包括耦合在所述第二阻抗两边的第二钳位电路。

18.如权利要求8所述的RMS-DC转换器，其中，所述多个增益单元相互串联耦合。

说明书

低功率宽动态范围RMS-DC转换器

技术领域

[0001] 本公开涉及RMS-DC转换器，更具体地说，涉及能够产生与交流电压信号的RMS电压的对数变化成正比变化的电压转换器。

背景技术

[0002] 在无线通信系统中经常需要测量高频信号的强度。为了能够对这样的系统中的宽动态范围进行有意义的检测，希望在输出直流电压/电流与以分贝毫瓦(dBm)为单位的输入信号功率之间为线性关系。对输出的测量应该对即使具有高波峰因数的输入波形不敏感，其中，所述波峰因数指峰值振幅除以RMS值。

[0003] 最佳的运算依赖于若干因素。最重要的是，在不考虑输入信号的波形的情况下，在输入信号功率的宽动态范围内，对输入信号进行精确测量。对经过调制的输入信号进行快速包络线检测对得到不依赖于输入信号波形的输出是有利的。需要输入阻抗与输入功率之间的线性关系，以避免失真返回到信号源。由于温度变化经常明显地影响系统，因此，应该在整个温度范围内保持输出稳定。当然，直流功耗低也是一个重要的目标。

[0004] 图1中的框图示出了传统的RMS-DC电压转换器。交流信号VIN施加于平方单元20的输入端X和Y。平方单元的输出施加于电容器22，电容器22用于将施加给它的电压拉平。运算放大器24接收电容器22处的电压，并且提供输出电压VOUT。在输入端Z没有反馈信号的情况下，平方单元的输出应该是输入信号的平方的函数。为了得到与这样的方案中的VIN直接对应的均方根值，需要有级输出以执行平方根功能。由于施加于这些级上的经过平方的电压的振幅会在被扩展的宽动态范围内变化，因此，转换器将被严格局限于用于动态范围有限的输入信号。因此，为了拓宽输入的动态范围，将输出电压VOUT反馈到平方单元的Z输入端，由此将施加到X和Y输入端的信号的乘积除以输出电压，以在求平均值之前执行平方根函数。现在，除以输出电平的平均值之后的平均信号随输入的均方根电平线性变化，如图2所示。

[0005] 对于所有的有源晶体管来说，高频运算要求用合理的直流静态电流对平方单元进行偏置。(通过Z因素的)偏置电流的大小将显著地使平方单元(或乘法器XY)的高频性能变坏。但是，平方单元之后的直流输出信号的幅值按照指数规律增加。例如，在平方单元的输出端，可以将10mV到1V的输入信号压缩并扩大到1mV到10V。换句话说，范围为40dB的输入信号被转换成范围为80dB的输出信号。平方单元的电压净高以及随后进行的输出信号处理导致电源电压将限制平方单元能够处理的峰值输入信号。因此，转换器对大输入信号的处理能力将非常有限。由器件不匹配引起的直流偏移将限制可以被分辨的输出电压的最小可检测电平。

[0006] 图3为图1的转换器的众所周知的变化的框图，其中，通过加法电路26对经过均衡的平方单元21和23的输出电流进行求和。VIN被施加到单元21的输入端。加法电路26的输出被电容器22拉平并且被放大器24放大，从而产生输出电压VOUT，输出电压VOUT被施加到单元23的输入端。加法电路26产生作为平方单元的电流之间的差异的信号。

[0007] 总而言之，图1和图3的转换器具有以下缺点。由于给平方单元施加了比例因数Z，因此运算被局限于低频。闭合反馈环导致对输入信号变化进行响应的输出变慢，在这个闭合反馈环中，平均值环路滤波器的很大CAVE设置了环路带宽。此外，由于输出与输入线性对应，因此，与正比于交流电压信号的RMS电压的对数变化的输出相比，转换器的动态范围受到限制。

发明内容

[0008] 本公开克服了现有技术的上述不足。RMS-DC功率转换器包括耦合到交流电压输入端的平方单元。检测电路耦合在平方单元的输出端与转换器的电压输出节点之间。检测电路包括多个检测器单元，每个检测器单元都具有一个共同耦合到电压输出节点的输出端。多个增益单元具有耦合到各个检测器单元的输入端的输出端。多个检测器单元都可以具有大致相同的输入电压检测范围，并且，增益单元都可以具有大致相同的增益。增益单元被串联耦合。增益单元中的至少一个串联耦合在另一个增益单元与一个检测器单元的输入端之间。转换器的输出节点提供与后续检测器级的输出的和对应的电平，该电平的变化与输入电压的RMS值的、以分贝为单位的变化呈线性关系。

[0009] 衰减电路可以耦合在平方单元的输出端与参考电位之间。第一个增益单元的输入端被耦合到平方单元的输出端。第一个检测器单元的输入端被耦合到衰减电路的衰减节点。因此，可以将衰减级串级连接，从而扩大转换器对大输入信号的检测范围。衰减电路可以包括：多个串联布置的阻抗，在第一个与第二个阻抗之间形成的衰减节点作为第一衰减节点，并且，在第二个阻抗与第三个阻抗之间形成第二衰减节点。检测器单元在它们的输入端处耦合到各个衰减节点。第一阻抗耦合在平方单元的输出端与第一衰减节点之间，并且可以与电压钳位电路并联耦合。第二钳位电路可以耦合在第二阻抗的两边。

[0010] 在运行中，转换器对交流信号求平方，从而得到经过平方的直流电压信号。将经过平方的直流电压信号施加于后续级，每个级对其接收的信号进行放大，并且在限定的范围内检测经过放大的信号的电平。将在后续级中检测的、经过检测的电平相加，从而产生与输入信号的RMS电压的对数变化成正比变化的直流输出信号。经过平方的直流电压信号的电压电平可以被钳位到预定的最大电压。为了扩大检测范围，在一个或多个级中进行检测之前，对经过平方的直流电压信号进行衰减。

[0011] 对本领域的技术人员来说，根据以下详细说明，所公开的本发明的其他优点将变得更加清楚，在所述详细说明中，借助于对实现本发明的预期最佳方式的举例，简明地示出并描述了本发明的优选实施例。如将被人们理解的，本发明可以有其他和不同的实施例，并且，可以在各种显而易见的方面对其若干细节进行修改，所有修改不脱离本发明。因此，应该将附图和说明理解为本质上是进行说明的，而不是进行限制的。

附图说明

[0012] 在附图中，通过例子示出了本发明，但不是对本发明进行限制，并且在附图中，相同的附图标记表示相似的要素，其中：

[0013] 图1为传统的RMS-DC电压转换器的框图。

[0014] 图2示出了图1的转换器的输出电压与输入电压。

[0015] 图3为图1的转换器的众所周知的变化的框图。

[0016] 图4为根据本公开的发明的功率检测器的框图。

[0017] 图5为图4的方案的更详细的框图。

[0018] 图6示出图5的转换器的总输出电流与以dB为单位的输入电压。

[0019] 图7为图5的方案的变化的框图。

[0020] 图8图示出图5的转换器的平方单元的输出电压与输入电压。

[0021] 图9图示出图5的转换器的平方单元的输出电压与输入电压。

[0022] 图10图示出图5的转换器的平方单元的输出电压与输入电压。

具体实施方式

[0023] 图4为根据本公开的发明的，以分贝为单位的线性开环功率检测器的框图。交流信号VIN被输入到平方单元20。该平方单元生成与输入信号对应的电流输出IX。这个输出施加到并联耦合的电容器22和电阻器28所示意性地示出的电压拉平电路。利用这个拉平滤波器，电压VX基本上成为一个与输入信号无关的直流分量。电压VX施加到对数-线性转换器30。

[0024] 图5为图4的方案的更详细的框图。级联检测器34到44的输出被共同耦合到输出节点VOUT。增益级50到56串联耦合在平方单元20与检测器44的输入端之间。可以按照众所周知的放大器和检测器电路构成各个增益级和检测器。包括串联连接的电阻器60、62和64的电阻衰减电路28耦合在平方单元20的输出端与地线之间。检测器32的输入端耦合到电阻器62与64之间的衰减节点。检测器34的输入端耦合到电阻器60与62之间的衰减节点。检测器36的输入端耦合到平方单元20的输出端。增益级50的输出端耦合到检测器38的输入端。增益级52的输出端耦合到检测器40的输入端。增益级54的输出端耦合到检测器42的输入端。增益级56的输出端耦合到检测器44的输入端。对所有检测器产生的电流求和，从而产生输出电流IOUT。这个施加于输出电阻器69的电流产生输出电压VOUT。

[0025] 在施加输入信号VIN之前，可以通过放大器56的输出电压，对VX处的直流偏移进行校准。为了对直流偏移进行调节(trimming)，检测器44可以被设计为对VX处的直流偏移的极性进行检测。

[0026] 在运行中，每个增益级及其检测器负责测量一定范围的输入信号。每个级的增益可以相同。每个检测器的检测范围有限，例如，从30mV到100mV，约9.5分贝。在本例中，当检测器的输入电压低于30mV时，检测器将不对输出电流IOUT做贡献。当施加于检测器的输入端的电压在30mV到100mV之间时，检测器将产生随输入电压的变化成比例变化的输出电流。当电压高于100mV时，检测器对输出电流的贡献不再增加。

[0027] 当输入信号VIN从零开始增加强度时，由于检测器44已经接收到所施加的具有最大增益的输入，因此，它将是第一个产生的信号的检测器。即，最后一个增益级56将已经被增益级50到54放大的输入信号放大到检测器44足以开始检测的电平。此时，在增益级50到54的输出端的信号没有大到足以从检测器38到42生成检测输出。此时到直接接收平方单元20的输出电平或者接收平方单元20的经过衰减的输出电平的检测器32、34和36的输入也不足以影响检测。因此，仅由检测器44对最小输入信号进行检测。

[0028] 随着输入信号增加，会出现增益级56处的输出信号将被限制为恒定输出电平并且检测器44的输出也受到限制的情况。增益级50到54的输出信号也将增大到足以使检测器42开始生成有效输出电流。然后，在输出节点处对检测器42和44的输出电流进行求和。随着输入信号的进一步增加，通过剩余的检测器各自的增益级施加到这些检测器的信号增大，直到所有检测器达到它们的限制输出并且达到最大输出为止。因此，由所有检测器32到44对最大输入信号进行检测。通过这些检测器持续进行检测并且对它们的输出进行求和，实现对数变换。如图6所示，在宽广的输入功率范围内，总输出电流与以分贝为单位的输入电压呈线性关系。

[0029] 图7为图5的方案的变化的框图。电压钳位器70与电阻器60并联耦合。电容器22从平方单元的输出端耦合到地线。电压钳位器72与电阻器62并联耦合。电容器73耦合到地线。电容器74与电阻器64并联耦合。单位增益缓冲放大器51分别耦合在衰减电路28的节点与检测器32到36中的一个输入端之间。

[0030] 最简单形式的电压钳位器70和72中的每一个可以包含一个二极管。在不减小输出电流并且不影响输入电压高于最大检测范围(上例中的100mV)的那些检测器的检测精度的情况下，电压钳位器压缩输出电压Vx。第一衰减级的电压钳位器70和电阻器60中的电流被合成并且被施加到包括电阻器62和电压钳位器72的下一个衰减级。

[0031] 电容器22、73和74与负载电阻器60、62和64的组合构成了用于消除高频载波的纹波滤波器。该功能与在频率非常低时作用于调制信号的拉平功能不同。因此，电容器60、62和64的电容量可以很低。电容器60、62和64可以按比例缩小，从而构成用于消除高频纹波的常数RC滤波器并且在Vout节点对高速调制信号进行精确检测。缓冲放大器51防止经过平方的高频信号耦合到检测器。由此避免由生成寄生直流输出导致的检测器精度下降。

[0032] 由于输入电压超过其最大值时检测器不再增加其输出电流，因此，在本例中，输入到检测器34的电压被钳位到100mV，并因此在不影响检测精度的情况下，只有很小的信号通过上一级。通过适当地将已经生成最大输出的检测器的输入电压限制为100mV并且将所有电流重新组合到衰减器的输入端，可以在检测精度保持不变的同时压缩最大电压Vx。由此节省电压净高，以便处理更高的输入信号。由此可以扩大RMS-DC转换器的动态范围。

[0033] 现在参照以下实施例，对运算进行更充分的说明。可以将电压钳位器70和72中的每一个的结构简化为一个二极管。增益级50和51的在VX处的输入阻抗远大于负载电阻2 2
(k+l) ＊R，负载电阻(k+l) ＊R为电阻器60、62和64的电阻之和。当直流输出电流Ix很小时，电流Ix将流过电阻器60、62和64。当IX增加时，经过增益级50到56放大之后的输出直流信号足够大，使检测器44开始生成检测输出电流。剩余的增益级/衰减级的输出信号仍然足够小，使检测器32到42不生成检测输出电流。随着电流Ix增加，其他检测器开始检测。

[0034] 一旦Vx处的输出直流电压大于某个电平(例如，＞150mV)，则更高的电压将不使检测器36到44生成更多的输出检测电流。因此，可以将Vx处的电压理想地限制到150mV。但是，对于其他衰减级，所有的输入直流电流Ix必须通过电阻器62和64，从而保持节点Vy处的电压不受钳位电路70的影响。在用二极管体现电压钳位器70的情况下，正向偏置的二极管开始导通，并且将电阻器60两边的电压固定在0.7V(Vx-Vy)。由于检测器只检测小于150mV的输入电压，因此，钳位二极管对检测器单元36到44的检测精度没有影响。输出电流Ix的直流成分将分解到电阻器60和电压钳位器70中，并且重新组合，流入电阻器62。
检测器32和34将开始对输入电流Ix的增加进行检测。随着Ix的进一步增加，电阻器62两边电压变得足够高，使电压钳位器72中的二极管导通。电压再次被钳位到0.7V(Vy-Vz)。

[0035] 图8-10为本实施例的图形表示。图8表示来自平方单元20的直流输出电流，该电流乘以负载电阻，代表范围为1mV到1V的输入电压。图9表示在电路中的电压钳位器70和72用于相同的输入电压范围的情况下，平方单元20的输出端处的直流电压Vx。图10表示对数刻度的输出电压与输入电压。

[0036] 在这种情况下，为了检测1V的输入信号，在节点Vx处的电压可以是例如37.4V，2
37.4V为输出电流Ix乘以负载电阻(k+l) ＊R。图8示出了Vx与输入电压的特性曲线。如图9所示，在二极管钳位器的情况下，由于每个钳位电路都成为有源的，因此特性改变。Vx达到最大值2.25V。对于最大为500mV的输入电压Vin，Vx正比于Ix，然而，Vx被二极管电压钳位器钳位于0.7V。如图10所示，在可以被限制到3V的电源电压下，在不损失检测精度的情况下，可以很好地进行对数-线性电压转换。

[0037] 在本公开中，仅示出并描述了本发明的优选实施例，仅是本发明多样性的几个例子。应该理解，本发明能够用于各种其他组合和环境，并且可以在如这里所述的发明思想的范围内进行改变或修改。例如，可以按照希望对各级中的增益和检测范围进行调节，以得到希望的特性。也可以在设计上改变衰减元件和钳位电路的数量和类型。