基于充电泵的频率调变器

摘要

提供一种基于充电泵的频率调变器，所述频率调变器包括模拟相位修正路径与充电泵。模拟相位修正路径包括一变容二极管耦接至基于充电泵的频率调变器的一输出端。充电泵耦接至变容二极管与输出点之间的一端点，并接收包括调变数据的一信号。

权利要求

1.一种基于充电泵的频率调变器，其特征在于，所述频率调变器包括：

一模拟相位修正路径，所述模拟相位修正路径包括一变容二极管耦接至所述基于充电泵的频率调变器的一输出端；

一充电泵，耦接至所述变容二极管与所述输出端之间的一端点，并接收包括调变数据的一信号；以及一高通滤波器耦接于所述端点与所述输出端之间。

2.如权利要求1所述的基于充电泵的频率调变器，其特征在于，所述充电泵为一可编程的充电泵电路。

3.如权利要求2所述的基于充电泵的频率调变器，其特征在于，所述可编程的充电泵电路包括一逻辑电路用以接收所述包括调变数据的信号，以及多个上拉电流源与多个下拉电流源根据来自所述逻辑电路的多个控制信号选择性耦接至所述端点。

4.如权利要求3所述的基于充电泵的频率调变器，其特征在于，所述逻辑电路包括一第一与门用以接收所述包括调变数据的信号的最重要的位以及多个剩余的位，以及一第二与门用以接收所述包括调变数据的信号的所述最重要的位的一反相结果以及所述多个剩余的位，其中所述第一与第二与门的输出用以控制各所述上拉电流源与所述下拉电流源。

5.如权利要求4所述的基于充电泵的频率调变器，其特征在于，所述包括调变数据的信号在被所述逻辑电路接收前，通过一乘法器正规化。

6.如权利要求1所述的基于充电泵的频率调变器，其特征在于，所述频率调变器更包括一除频器耦接于所述基于充电泵的频率调变器的所述输出端与一输入端之间，以及一三角积分调变器用以接收所述包括调变数据的信号。

7.如权利要求1所述的基于充电泵的频率调变器，其特征在于，所述频率调变器更包括具有一数字积分路径电路用以接收所述包括调变数据的信号的一数字频率修正路径。

说明书

基于充电泵的频率调变器

技术领域

[0001] 本发明是关于一种基于充电泵的频率调变器，特别关于一种具有基于充电泵的频率调变器的锁相回路。

背景技术

[0002] 在频率/相位调变中最常被使用的架构为具有数字预先加强(pre-emphasis)滤波器的一闭回路调变器。虽然大部分的锁相回路(phase locked loop，PLL)电路工作于数字领域，但仍然需要由模拟成份所组成的锁相回路的转移函数(transfer function)，用以设计预先加强的滤波器，以获得更高的调变频宽。预先加强滤波器与PLL闭回路转移函数之间的不匹配包括相位错误。为了使相位错误达到最小，需要取得精确的PLL动态区域以及使用额外的可适性电路用以校正以及控制相关的回路参数。在许多研究文献中已揭露一些电路结构，用以减缓不匹配的问题，例如，使用具有主动元件与第一型回路滤波器的切换电容电路、自动校正结构、以及鉴频器(frequency discriminator)。虽然不匹配可通过这些设计达到最小，仍需要校正回路滤波器用以将相位错误最小化。因此，增加了电路实施的复杂度。此外，自三角积分调变器(Sigma-DeltaModulator，SDM)提升调变信号会产生大量的抖动噪声(jitter)至PLL输入端。对于这种情况，需要大动态范围的充电泵电路。因此，因为较大变异所产生较大的时脉回馈(clock feed through)会导致噪声的增加。 [0003] 另一个直接频率调变器(Direct Frequency Modulator，DFM)的架构为双点调变，其通过同时调变三角积分调变器与压控振荡(voltage-controlledoscillator，VCO)可达到高数据速率。为了达到精确的调变，需要大线性范围 的VCO增益。然而，由于必须取决于线性度与增益，VCO设计的复杂度会因此增加。对于双点调变，精确VCO增益校正为不可避免的，并且由VCO增益变异所产生的相位错误会比数字预先加强的结构所产生的相位错误更为敏感。因此，意味着需要更高的调整精确度。在这些文献中，并没有明显提出在没有调整的情况下的解决方法。

[0004] 本发明提出并经由硅验证一种混合时间/数字的分数N的锁相回路(PLL)架构，其相位错误可使用不需运算放大器(operational amplifier)，而使用被动伪差动电路结构被线性修正。精确的VCO增益，其具有1KHz的解析度，可通过数字校正闭回路增益而达成。利用简单的架构与PLL的校正精确度，结合可编程的充电泵于原始的架构，用以在没有上述的任何缺点之下，产生可达到高数据速率调变的全新的直接频率调变器(DFM)。尤其是，相位可直接使用可编程的充电泵进行调变，其中充电泵实质上具有宽频与高解析度。不仅电路复杂度大幅减低，充电泵的电路，例如数字电路，也有相当程度的缩小。通过自三角积分调变器与可编程的充电泵调变PLL，可达到PLL理论限值的数据速率。本发明所揭露的架构的强度可同时被分析与模拟结果所支持。

发明内容

[0005] 根据本发明的一实施例，一种基于充电泵的频率调变器，包括模拟相位修正路径与充电泵。模拟相位修正路径包括一变容二极管耦接至基于充电泵的频率调变器的一输出端。充电泵耦接至变容二极管与输出点之间的一端点，并接收包括调变数据的一信号。 [0006] 本发明提出一种基于充电泵的直接频率调变器(Direct FrequencyModulator，DFM)。根据一混合式时间/数字分数N锁相回路，本发明的架构具有许多优点。首先，数据速率与锁相回路的频宽无关。由于调变信号不需被提升，可移除数字预先加强滤波器。因此，不需要锁相回路的反转移函数的信息。这同时也排除了为了降低由预先加强滤波器与锁相回路转移函数间 的不匹配所产生的相位错误所需使用的复杂校正电路。由于仅需要一个额外的可编程的充电泵，电路复杂度可大幅度降低。使用GMSK调变器的模拟结果显示本发明所提出的架构可达到高达回路频宽14倍的数据速率。

附图说明

[0007] 图1是显示混合式锁相回路示意图。

[0008] 图2是显示根据本发明的一实施例所述的线性相位修正单元的详细结构。 [0009] 图3是显示VCO/DCO增益校正方法示意图。

[0010] 图4是显示根据本发明的一实施例所述的基于充电泵的直接频率调变器。 [0011] 图5是显示根据本发明的一实施例所述的可编程的充电泵的详细电路图。 [0012] 图6是显示根据本发明的一实施例所述的基于充电泵的直接频率调变器的S域模型示意图。

[0013] 图7是显示根据本发明的一实施例所述的基于充电泵的直接频率调变器的数学模型示意图。

[0014] 图8是显示根据本发明的一实施例所述的具有量化错误与GSMPRFS遮罩需求的直接频率调变器的GMSK输出频谱。

[0015] 图9是显示由于不具有量化错误的增益不匹配所造成的相位错误敏感度示意图。 [0016] 附图标号

[0017] 101～相位频率检测器；

[0018] 102～线性相位修正单元；

[0019] 103、470～高通滤波器；

[0020] 104～继电式相位频率检测器；

[0021] 105～数字积分路径电路；

[0022] 106、DCO～数字控制振荡器；

[0023] 107、450～除频器；

[0024] 108、440～三角积分调变器；

[0025] 400～频率调变器；

[0026] 410～模拟相位修正路径；

[0027] 420～变容二极管；

[0028] 430、500～可编程的充电泵；

[0029] 460、A、B、X～端点；

[0030] 510、520～电流源；

[0031] 530、540～与门；

[0032] 550～逻辑电路；

[0033] 560～乘法器；

[0034] C、D～调变数据；

[0035] MSB、(MSB-1)、LSB～位；

[0036] REF～参考时脉；

[0037] αIbg～电流；

[0038] θinput、θM、θref～信号。

具体实施方式

[0039] 为使本发明的制造、操作方法、目标和优点能更明显易懂，下文特举几个较佳实施例，并配合所附附图，作详细说明如下：

[0040] 实施例：

[0041] 图1是显示混合式时间/数字合成器示意图。PLL的前馈(feed-forward)部份被分成一时间领域比例路径与一数字领域积分路径。时间领域比例路径包括传统相位频率检测器(phase and frequency detector，PFD)101以及线性相位修正单元(linear phase correction unit，LPCU)102。线性相位修正单元的详细结构显示于图2，其使用由传统相位频率检测器101所产生的相位错误信号通过控制变容二极管(Varactor)的电容值改变数字控制振荡器(digitally controlled oscillator，DCO)106的相位，使得相位修正与相位错误成线性比例。线性相位修正单元的共同模式偏压于VDD/2，并具有等于2βRbg的电阻值，其中Rbg为带隙基准电压(band-gap reference)内所使用的电阻值。高通滤波器103用以在信号通过AC耦合被耦合至数字控制振荡器106的输出端之前滤除线性相位修正单元输出信号的瞬间涟波。在积分路径中，数字积分路径电路105在数字领域追踪参考时脉REF的频率，其通过继电式(bang-bang)相位频率检测器104进行取样。

[0042] 此电路已使用硅验证。尤其是，可用于分数N合成器操作，其中相位是通过三角积分调变器(SDM)被调变。需要强调的是，无论电流自端点A或B注入，此电路可线性地执行相位调变。变容二极管的电容仅由两端点的电位差决定。调变信号于两调变点之间看到不同的闭回路转移函数。例如，于端点B，调变信号旁通(bypass)回路滤波器，因此转移函数为高通滤波器，而于端点A，调变信号面对低通滤波器转移函数。

[0043] 压控振荡器(voltage-controlled oscillator，VCO)或数字控制振荡器(DCO)增益变化可显著地影响于直接频率调变器(DFM)应用中的相位错误表现。实验结果显示，在揭露的DFM架构中，1％的压控振荡器增益变化可造成0.897度的相位错误。无可避免的工艺与温度变异迫使VCO/DCO增益需被精确地校正。

[0044] 图3是显示VCO/DCO增益校正方法的概念，其中当使用26MHz的参考频率时，可具有精确度高达1KHz的校正解析度。于校正模式中，自具有一比率α的带隙基准电路镜射的精确的校正电流被注入比例路径。数字积分路径被保持为定值用以将PLL的输出维持于想要的频道。这造成继电式相位频率检测器产生一相位延迟(phase lag)信号。校正回路将读取继电式相位频率检测器的输出，并且将调整PLL分数码(fractional code)，直到停式相位频率检测器指示出同步的相位延迟与领先(lead)的可能性。

[0045] 当由注入电流所引起的电压偏移量(ΔV)仅为电流值乘以回路滤波器电阻值时，频率偏移量(Δf)可接着根据分数码在注入校正电流之前与之后两者间的 差异值被计算出来。这可经由晶片上带隙基准电压准确地推导出来。由于VCO/DCO增益被定义为于特定电压值的频率变化(Δf/ΔV)，因此可准确地测量并校正VCO/DCO增益。 [0046] 校正方法的解析度是关系于分数码所使用的位数。对于15位的分数码，可达到15
1KHz的解析度，其为26MHz除以2 。

[0047] 图4是显示根据本发明的一实施例所述的直接频率调变器(DFM)，此直接频率调变器(DFM)发展于包括额外可编程(programmable)的充电泵电路430的混合式时间/数字锁相回路。基于充电泵的频率调变器400包括具有变容二极管420的一模拟相位修正路径410与一充电泵。其中，根据本发明的一较佳实施例，充电泵为可编程的充电泵430。变容二极管420通过高通滤波器470耦接至基于充电泵的频率调变器400的输出端460。充电泵430耦接至变容二极管420与输出端460之间之一端点，并且用以接收包括调变数据C的一信号。调变数据C不仅如同传统直接频率调变器(DFM)技术使用三角积分调变器440传送至除频器450，更直接使用可编程的充电泵电路430调变变容二极管420。在此直接频率调变器(DFM)中，调变数据C不需通过预先加强滤波器补偿，用以扩展调变频宽。因此，不需要为了将相位错误最小化而在锁相回路的闭回路转移函数与预先加强滤波器之间达到精准的匹配。实际上，根据模拟结果，仅VCO/DCO增益需要被校正，并且使用以上所述的校正方法，可达到1KHz的解析度。因此，由于不需要预先加强滤波器以及其伴随的复杂的校正电路，电路的复杂度可大幅地降低。

[0048] 图5是显示根据本发明的一实施例所述的可编程的充电泵的详细电路图。可编程的充电泵500包括一逻辑电路用以接收包括调变数据C的信号，以及多个上拉电流源510与多个下拉电流源520，选择性根据来自逻辑电路550的控制信号耦接至端点B。更精确地说，逻辑电路550包括第一与门(ANDgate)530用以接收包括调变数据的信号的最重要的位MSB以及剩余的位(MSB-1)～LSB，以及第二与门540用以接收包括调变数据的信号的最重要的 位MSB的反相结果以及剩余的位(MSB-1)～LSB，其中第一与第二与门的输出用以控制各上拉电流源510与下拉电流源520。此方块的输入为调变信号C，其最重要的位MSB为一符号位(sign bit)。调变数据首先通过乘法器560使用一增益系数执行正规化，其中增益系数等于参考信号频率(单位为赫兹)与压控振荡器增益(单位为赫兹/伏特)的一比值。正规化的数据的最重要位MSB接着被取出用以作为控制位，此控制位用以决定是否需注入正电流或负电流至输出端。剩余的数据，即位(MSB-1)至LSB用以决定在此充电泵阵列中被关闭的开关数量。被注入的电流量与耦接至输出端的充电泵的数量成正比。充电泵的M-1总数量为2 ，其中M位用以表示正规化的调变数据。由于充电泵是自带隙基准电路镜射，因此单位不匹配电流可控制于1％以内。单位电流可表示为αIbg，其中Ibg为带隙基准电流，并且α为图5所示的镜射比例。模拟的结果显示出1％的顶部与底部电流源不匹配会造成相位错误的均方根(rms)小于0.7度。

[0049] 图6是显示根据本发明的一实施例所述的直接频率调变器(DFM)的S域模型。调变三角积分调变器的信号θm的闭回路转移函数可表示为：

[0050] 式(1)

[0051] 其中H(s)＝Kd·Kvco·F(S)为开回路转移函数。此外，调变变容二极管的相位信号微分具有一闭回路转移函数可表示为：

[0052] 式(2)

[0053] 其中θ输入为压控振荡器输出端等效的输入信号，并且等于微分的调变信号dθm/dt乘上系数fref/Kvco。本发明所提出的调变方法为使用适当的系数调整并结合式(1)与(2)如下：

[0054] 式(3)

[0055] 式(3)代表可使本发明的直接频率调变器(DFM)调变任何速率的数据，并 且与回路滤波器的动态范围独立的一全通特性。直观地看来，虽然调变三角积分调变器(SDM)的高频数据是被低通回路滤波器的有限频宽抑制，但被过滤的高频信息可通过具有高通特性的压控振荡器路径使用调变信号补偿。

[0056] 如图5所示的功能方块的数学模型可结合线性相位修正单元(LPCU)进行分析。图7是显示结合的模型。为了简化计算，三角积分调变器(SDM)并不包括于此模型中。首先，数字调变码(D)被量化并正规化成M位，其最重要位MSB为一符号位(sign bit)，因此，于C的信号可表示为：

[0057] D·2M-1·αIbg·βRbg/Dmax 式(4)

[0058] 此信号接着被乘上一增益系数fref/Kvco，因此，于端点X的信号可表示为： [0059] 式(5)

[0060] 由于注入的电流，如图4所示的变容二极管的电压变化为注入的电流乘上线性相位修正单元(LPCU)的电阻。于端点B的信号可表示为：

[0061] 式(6)

[0062] 由于电阻与电流源是镜射自带隙基准电路，乘积Ibg*Rbg代表： [0063] Ibg·Rbg＝Vbg 式(7)

[0064] 将式(7)代入式(6)，可得到于端点B馈入数字控制振荡器的信号为： [0065] 式(8)

[0066] 可以看出可编程的充电泵仅与装置的镜射比例α与β以及带隙电压Vbg与压控震荡器增益Kvco相关，其中此数值如上述可精确地被控制与校正。此架构不需要工厂调整即可应用于执行两点调变，并且可使用简单的设计获得宽频的直接频率调变器(DFM)。 [0067] 本发明所揭露的直接频率调变器(DFM)可通过于GSM通信系统所使用安捷伦(Agilent)先进设计系统的一模拟设定验证。GSM符码率(symbol rate)为 270KHz。对于锁相回路而言，选择Kvco＝2MHz/V用以调变，并且回路频宽约为19.1KHz，其小于1/14的GSM符码率。M＝5位用以正规化调变数据，因此使用16个电流源。单位电流等于12.5uA，并且对应的量化错误为1.875mV。图8是显示通过由GSM规格所定义的输出射频频谱(output radio-frequencyspectrum，ORFS)的调变信号频谱，其中相位错误方均根为0.764度。随着上与下充电泵的1％的增益不匹配，图9是显示加上小于0.7度的额外的相位错误的结果。结合的相位错误结果远低于GSM规格的5度。

[0068] 由于在各码设定的频率偏移可被数字地测量，所述的压控振荡器增益校正方法也可用于可编程充电泵电流不匹配的校正。使用于可编程的充电泵的电流源可不需设计为串联(cascade)结构以得到额外的供应电压负担。

[0069] 对于电路实施，充电泵单位电流可选为αIbg＝12.5μA与βRbg＝150欧姆。因此，在变容二极管的各电流单位开关为1.875mV。当使用16个电流源时，动态范围仅为
60mV，因此可轻易地达到线性的压控振荡器增益，而不需要增加压控振荡器增益线性度校正电路。

[0070] 本发明所揭露的调变器建立于混合式时间/数字分数N锁相回路，其具有高压控振荡器增益校正解析度。调变的方式通过结合线性相位修正单元(LPCU)与可编程的充电泵，可应用于传统的充电泵锁相回路。电路拓扑并不包括运算放大器(operational amplifier)，并且电流源操作于定电压VDD/2。因此，即使于先进工艺中使用低电压，电晶体可保持操作于饱和区域。

[0071] 本发明提供一种基于充电泵的直接频率调变器。根据混合式时间/数字分数N锁相回路，此架构具有多种优点。首先，数据速率与锁相回路的频宽无关。由于调变信号不需被提升，可移除数字预先加强滤波器。因此，不需要锁相回路的反转移函数的信息。这同时也排除了为了降低由预先加强滤波器与锁相回路转移函数间的不匹配所产生的相位错误所需使用的复杂校正电路。由于仅需要一个额外的可编程的充电泵，电路复杂度可大幅度降低。使用GMSK调变器的模拟结果显示本发明所提出的架构可达到高达回路频宽14 倍的数据速率。

[0072] 本发明虽以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明的范围，任何本领域的技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可做些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视后附的权利要求所界定范围为准。