测量放大装置和测量放大方法

摘要

本发明涉及测量放大方法和测量放大装置，用于在使用积分的模数转换器的情况下检测单极性输入信号(UE)，其中所述输入信号(UE)在其数字化之前按照所谓的斩波原理被变换并且转换成双极性中间信号(UZ)。本发明以下述内容而著称，即在模数转换中应用的参考电压(Uref)经受极性逆变，参考电压(Uref)与中间信号(UZ)的极性变换同步。通过偶数数目的单个测量的加和完全消除偏移和漂移。

权利要求

1.测量放大装置，用于检测单极性输入信号(UE)以及用于生成数字输出值作为所述输入信号(UE)的量度，所述测量放大装置包括：由脉冲发生器以极性变换脉冲控制的可切换的反相器(10)，所述反相器(10)将所述输入信号(UE)转换成随所述极性变换脉冲为双极性的中间信号(UZ)；以及模数转换器，所述模数转换器依赖于所述中间信号生成数字输出值，其中，所述模数转换器包括：

-积分器(18、20)，所述积分器(18、20)对在运行中持续加载到所述积分器上的所述中间信号(UZ)和间歇性加载到所述积分器上的双极性的参考信号(Uref)的工作电平进行重复性积分，所述参考信号(Uref)来源于由所述脉冲发生器控制的可切换的参考电压源(12、

24)；

-在所述积分器(18、20)后面串联的比较器(26)，所述比较器(26)将积分器输出信号与阈值进行比较，其中，依赖于比较结果的比较器输出信号作为控制信号(SZ)而被反馈至所述反相器和所述参考电压源；和-时间测量件，所述时间测量件检测所述参考信号(Uref)的工作电平加载到所述积分器(18、20)上的测量间隔(Tm)的持续时间，作为所述输入信号的量度的基础，其特征在于，所述可切换的参考电压源(12、24)借助用于预给定所述极性变换脉冲而被反馈的控制信号(SZ)而与所述反相器(10)同步，以使得所述参考信号(Uref)随所述极性变换脉冲而是双极性的。

2.按权利要求1所述的装置，其特征在于，所述比较器(26)用于测定所述积分器输出信号跨越所述阈值的每个时间点，并且为了反馈所述比较器输出信号而提供控制件(28)，所述控制件(28)依赖于测定的跨越时间点，控制所述可切换的反相器(10)以实现所述中间信号(UZ)的极性变换，并且控制所述可切换的参考电压源(12、24)以将所述参考信号(Uref)的工作电平与所述积分器(18、20)分离。

3.按权利要求2所述的装置，其特征在于，所述控制件(28)进一步被设定为，每次在所述参考信号(Uref)的工作电平与所述积分器(18、20)分离后的预先确定的时间间隔(Tc)之后，控制所述可切换的参考电压源(12、24)，以将所述参考信号(Uref)的工作电平重新加载到所述积分器(18、20)上。

4.按权利要求3所述的装置，其特征在于，在所述中间信号(UZ)的两个相邻的极性变换之间的总持续时间用作所述输入信号(UE)的量度的基础。

5.按权利要求2所述的装置，其特征在于，所述控制件(28)进一步被设定为，每次在前一次将所述参考信号(Uref)的工作电平加载到所述积分器(18、20)后的固定的时间间隔(TT)之后，控制所述可切换的参考电压源(12、24)，以将所述参考信号(Uref)的工作电平重新加载到所述积分器(18、20)上。

6.按前述权利要求之一所述的装置，其特征在于，设计有加法器和输出器，其中所述加法器用于加和偶数数目的测量间隔持续时间，输出器用于输出以加和的值为基础的输出值作为所述输入信号的量度。

7.按权利要求6所述的装置，其特征在于，所述加法器被设定为，将作为前一次确定的基础的测量间隔持续时间的序列去掉预先给定数目的最老的测量间隔的持续时间并且加入额外相同数目的在所述前一次确定中未考虑的最新的测量间隔的持续时间，作为所述加和的值的实时确定的基础。

8.测量放大方法，用于检测单极性输入信号(UE)并且用于生成数字输出值作为所述输入信号(UE)的量度，在所述测量放大方法中借助由脉冲发生器以极性变换脉冲控制的可切换的反相器(10)将所述输入信号(UE)转换成随所述极性变换脉冲为双极性的中间信号(UZ)，并且借助模数转换器依赖于所述中间信号(UZ)生成所述数字输出值，其中，为了重复性积分，在运行中将所述中间信号(UZ)持续地加载到所述模数转换器的积分器(18、20)上，并且将双极性的参考信号(Uref)的工作电平间歇性地加载到所述模数转换器的所述积分器(18、20)上，所述参考信号(Uref)来源于由所述脉冲发生器控制的可切换的参考电压源(12、24)；

在所述积分器(18、20)后面串联的比较器(26)将积分器输出信号与阈值进行比较，其中，依赖于比较结果的比较器输出信号作为控制信号(SZ)而被反馈至所述反相器(10)和所述参考电压源(12、24)；并且由时间测量件确定所述参考信号(Uref)的工作电平加载到所述积分器(18、20)上的测量间隔(Tm)的持续时间，作为所述输入信号的量度的基础，其特征在于，

所述可切换的参考电压源(12、24)借助用于预给定所述极性变换脉冲而被反馈的控制信号(SZ)而与所述反相器(10)同步，以使得所述参考信号(Uref)随所述极性变换脉冲而是双极性的。

9.按权利要求8所述的方法，其特征在于，在所述积分器输出信号与阈值的比较中，测定所述积分器输出信号跨越所述阈值的时间点，并且所述中间信号(UZ)的极性变换以及所述参考信号(Uref)的工作电平与所述积分器(18、20)的分离依赖于所检测到的所述时间点而实现。

10.按权利要求9所述的方法，其特征在于，每次在所述参考信号(Uref)的工作电平与所述积分器(18、20)分离后的预先确定的时间间隔(Tc)之后，将所述参考信号(Uref)的工作电平重新加载到所述积分器(18、20)上。

11.按权利要求10所述的方法，其特征在于，在所述中间信号(UZ)的两个相邻的极性变换之间的总持续时间(TT)用作对于所述输入信号(UE)的量度的基础。

12.按权利要求9所述的方法，其特征在于，每次在前一次将所述参考信号(Uref)的工作电平加载到所述积分器(18、20)上后的固定的时间间隔(TT)之后，将所述参考信号(Uref)的工作电平重新加载到所述积分器(18、20)上。

13.按权利要求8至12之一所述的方法，其特征在于，加和偶数数目的相邻的测量间隔持续时间，并且以加和的值为基础输出所述输入信号的量度。

14.按权利要求13所述的方法，其特征在于，作为前一次确定的基础的测量间隔持续时间的序列去掉预先给定数目的最老的测量间隔的持续时间并且加入额外相同数目的在所述前一次确定中未考虑的最新的测量间隔的持续时间，作为所述加和的值的实时确定的基础。

说明书

测量放大装置和测量放大方法

技术领域

[0001] 本发明涉及一种测量放大装置，用于检测单极性输入信号以及用于生成数字输出值作为输入信号的量度，该测量放大装置包括：由脉冲发生器以极性变换脉冲控制的、可切换的反相器，反相器将输入信号转换成随同极性变换脉冲为双极性的中间信号；以及模数转换器，其依赖于中间信号生成数字输出信号。

[0002] 本发明进一步涉及一种测量放大方法，用于检测单极性输入信号并且用于生成数字输出值作为输入信号的量度，在该测量放大方法中借助由脉冲发生器以极性变换脉冲控制的可切换的反相器将输入信号转换成随同极性变换脉冲为双极性的中间信号并且借助模数转换器依赖于中间信号生成数字的输出值。

背景技术

[0003] DE 694 24 931 T1公开了一种类属的装置和类属的方法。这种用于数字化地检测测量信号的方法和装置在概念斩波(Chopper)放大或者斩波转换中被公知并且应在下面进一步被阐述。

[0004] 在斩波原理的导入之前待测量的直流电压信号借助直流电压放大器放大并且接下来在模数转换器中数字化，直流电压信号在此总称为输入信号并且其具体的来源对于本发明是不重要的。为了进行数字化例如所谓的积分的模数转换器是适用的。

[0005] 积分的模数转换器的原理以丰富多样的变动方案久已被公知。在此例如可以提及DE 21 14 141、DE 28 20 601 C2以及DE 100 40 373A1。在积分的模数转换器中测量信号加载在作为积分器布线的运算放大器的输入端。为了作为积分器布线，运算放大器的输出端通过电容器与其测量输入端连接。同样，直流电压参考信号的输入与运算放大器的测量信号输入端相连接。该参考信号仅间歇性地以工作电平接入。在其余时间内参考信号以数量上较低的静电平加载或者完全与运算放大器的输入端分离。在测量脉冲的第一脉冲部分期间(在该脉冲部分中参考信号的工作电平没有被加载)电容器通过在运算放大器中放大的测量信号被充电。如果在预先给定的时间跨度之后参考信号的工作电平被接入，则电容器在第二脉冲部分期间放电，由此积分器输出信号下降。积分器输出信号的过零的时间点或者通用的过阈值的时间点借助在后面串联的比较器检测，比较器在其一侧通过控制件促使，参考信号的工作电平重新从积分器输入端分离，从而一个新的测量脉冲能够以电容器的充电开始。第二脉冲部分的持续时间，也就是说，时间跨度以合适的时间测量件，例如定时的计数器测量，在该时间跨度期间参考信号的工作电平加载在积分器上。测量的时间段，在此称为测量间隔，表示对于电容器的在第一脉冲部分中进行的充电的量度以及因此对于测量信号的电平的量度。在借助定时的计数器进行时间测量的情况下，计数器值可以直接地被用作测量信号的数字量度。

[0006] 在过去，直流电压输入信号的精确预放大由于与此相联系的偏移电压和其漂移而具有困难。部分的补救措施通过斩波原理的导入而实现，斩波原理也显示关于1/f噪声的抑制方面的优点。

[0007] 在应用斩波原理的情况下输入信号被“切碎”，也就是说借助反相器变形为双极性中间信号。中间信号基本上是双极性矩形信号，其极性随同极性变换脉冲而改变。极性变换脉冲由脉冲发生器预先给定，脉冲发生器通过相应的控制信号与反相器联接或者就是反相器自身整体的组成部分。双极性中间信号借助公知的交流电压放大器预放大。预放大的交流电压中间信号接下来能够通过相位合适的整流和接下来的低通滤波过滤重新转换回直流电压测量信号，其中，反相器典型地由相同的脉冲发生器控制，以确保逆变过程以及随后的整流过程的同步化。于是能够如上面所阐述的那样借助积分的模数转换器接下来进行所产生的整流信号的数字化。

[0008] 作为前面逆变的信号的相位合适的整流和接下来的低通滤波过滤的代替，公知：双极性反相器输出信号直接地和高频地被探测，其中，在反相器输出信号的各相邻的半时段检测到的探测值的平均值的差可以被用作待确定信号的量度。这种方法相对于前面所述的相位合适的整流和接下来的低通滤波过滤的方法具有数字地消除交流电压预放大的偏移和漂移的优点。然而在此不利的是，很高频率的但在其分辨率 方面受到限制的探测器是必需的。

[0009] 从US 2005/0219105 A1中公知一种Sigma-Delta模数转换器，其根据特别的脉冲发生器的指示对单极性输入信号进行预采样并且以离散的间隔传输到作为模拟的低通滤波过滤器工作的双极的积分器中。在此，预采样的信号的极性根据固定的、由脉冲发生器预先给定的极性变换脉冲进行转换，以使得两个平行的预采样电容器的可能的误差配合以及测量信号的可能的偏移得以补偿。积分器输出信号在后面串联的作为1位模数转换器工作的比较器中转换成非常高频的、数字的脉冲序列，该脉冲序列被输送给作为1位数模转换器工作的参考信号开关。参考信号开关根据1位信号的高电平(HIGH-Level)或者低电平(LOW-Level)改变同样加载到积分器上的参考信号的极性，以便借助模拟的过滤器的输入信号实现数字的1位信号的对于Sigma-Delta转换特征性的负反馈。

[0010] 由US 5,229,772公知一种模数转换电路，在该模数转换电路中，单极性输入信号同样被预采样并且与同样预采样的参考信号一起以离散的间隔传输到积分器中。在预采样的范畴内，为了增加充电测量信号和参考信号的各自的极性发生转变。然而仅测量信号的极性不连续地加载到积分器上。测量信号的极性变换和参考信号的极性变换以单独的脉冲发生器为基础而进行。参考信号除了在较远之前描述的类型中生成累积阶段和去累积阶段以外还依赖于在积分器后面串联的比较器的输出信号而进行换极。

[0011] 在DE 36 33 790 A1中公知测量电桥的失调信号的电压/频率转换的装置，其中按照失调信号的变换的累积和去累积的原理以及按照与比较器中的阈值进行比较的原理生成脉冲列，该脉冲列的频率对于电桥失调具有代表性。在公知的装置中，测量电桥的供电电压根据外部的极性变换脉冲任意地进行换极。相应地，在测量电桥上加载的失调信号也变换其极性，这通常在累积阶段期间发生，相对于累积阶段的持续时间，去累积阶段的持续时间是可被忽略地短。由此为了在脉冲列中不包括误推移的(fehlverschobenen)脉冲，启动充电平衡回路，其造成待输出脉冲的延迟，该脉冲同样导入下一个去累积阶段。

发明内容

[0012] 本发明的任务在于，将类属的测量放大装置和测量放大方法如此进一步改进，以使得能够在不引入附加的高频的但是分辨率受限的元件的情况下实现预放大器的良好的偏移减少和漂移减少。

[0013] 该任务与权利要求1的前序部分的特征相关联通过下述方式得以解决，即模数转换器包括：积分器，用于对在运行中持续加载到其上的中间信号和间歇性加载到其上的与随极性变换脉冲为双极性参考信号的工作电平进行重复性积分，参考信号来源于由脉冲发生器控制的参考电压源；在积分器后面串联的比较器(26)，用于将积分器输出信号与阈值进行比较，其中，依赖于比较结果的比较器输出信号作为用于预给定极性变换脉冲的控制信号而被反馈至反相器和参考电压源；以及时间测量件，用于确定参考信号的工作电平加载到积分器上的测量间隔的持续时间，作为输入信号的量度的基础。

[0014] 上述任务进一步与权利要求8的前序部分的特征相关联通过下述方式得以解决，即为了重复性积分，在运行中中间信号持续地加载到模数转换器的积分器上并且随同极性性变换脉冲为双极性参考信号(Uref)的工作电平间歇性地加载到模数转换器的积分器上，参考信号(Uref)来源于由脉冲发生器控制的参考电压源；在积分器(18、20)后面串联的比较器(26)将积分器输出信号与阈值进行比较，其中，依赖于比较结果的比较器输出信号作为用于预给定极性变换脉冲的控制信号而被反馈至反相器和参考电压源；时间测量件确定参考信号(Uref)的工作电平加载到积分器(18、20)上的测量间隔(Tm)的持续时间，作为输入信号的量度的基础。

[0015] 本发明的基本思想在于通过将参考信号相应地与中间信号的极性相配合而实现可能的预放大的中间信号的直接数字化，中间信号的极性通过反相器的状态进行确定。在两个相邻的累积阶段期间积分器的电容器以相反的方向充电并且随后重又放电。如从现有技术所公知的那样，在此放电时间作为测量间隔被测量，也即其间加载参考信号的工作电平的时间作为对于中间信号的电平的量度进而作为对于输入信号的量度而被测量。

[0016] 本发明的重要优点在于实现了对模拟的中间信号(也就是说基本上是反相器输出信号)的在现有技术中所必需的整流和低通滤波过滤的放弃。由此省去了一些构件和与这些构件相联系的误差源。另一方面，也略去了在数字范围内的“整流”，也就是说，略去在探测到的双极数字化中间信号中的平均值构成以及差构成，其导致上面已经阐述的缺点。事实上整流作为借助双极参考信号进行数字化的“自然的”结果而发生。

[0017] 本发明特别优选的实施方式在从属权利要求中进行限定。

[0018] 有利的是，中间信号和参考信号对于比较器输出信号的依赖性如此具体化，以使得比较器用于测定积分器输出信号跨越阈值的每个时间点，特别是过零点，并且为了反馈比较器输出信号而提供控制件，这些控制件依赖于测定的跨越时间点，控制可切换的反相器以实现中间信号的极性变换，并且控制可切换的参考电压源以将参考信号的工作电平与积分器分离。换言之，优选设计为，在将积分器输出信号与阈值特别是零点值的比较中，测定积分器输出信号跨越阈值的时间点，并且中间信号的极性变换以及参考信号的工作电平与积分器的分离依赖于所检测到的时间点而实现。典型地，该控制如此设定，以使得积分器输出信号的阈值跨越或者过零、中间信号的极性变换以及参考信号的工作电平与积分器输入端的分离基本上与为了时间测量而使用的定时的计数器的脉冲同时地或者脉冲同步地进行。然而与脉冲同步的同时性的针对性偏离能够被调适。用于改善模数转换装置的收敛特性的可比较的偏离由已经提及的DE 100 40 373 A1所公知。那里所公开的原理以简单的方式也应用在本发明中。

[0019] 在本发明的该实施方式的特别优选的改进构造方案中设计为，控制件进一步被设定为，每次在参考信号的工作电平与积分器分离后的预先确定的时间间隔之后，控制可切换的参考电压源，以将参考信号的工作电平重新加载到积分器上。关于根据本发明的方法意味着，每次在参考信号的工作电平与积分器分离后的预先确定的时间间隔之后，将参考信号的工作电平重新加载到积分器上。换言之，在积分器上不加载参考信号的时间段或者说加载参考信号的静电平的时间段，进而积分器的电容器被充电时的时间段基本上被固定地调适。同样为积分器维持预先限定的充电时间。与此相反，可变的并且依赖于累积的充电的量的是电容器的放电时间，也就是说，其间加载参考信号的工作电平的时间。该阶段，测量间隔，通过比较器输出信号而结束并且其持续时间被确定，作为中间信号电平的量度。可以注意到，在本发明的该实施方式中为了确定测量间隔在实践中总的测量脉冲的持续时间，也就是累积阶段和去累积阶段的持续时间(其在本发明的优选的实施方式中等于在供电电压的两次极性变换之间的持续时间)也能被用作对于中间信号的量度以及因此对于输入信号的量度，因为仅恒定的时间段，也即电容器的充电阶段的持续时间加至可变的脉冲部分，也就是测量间隔或者电容器的放电阶段上。

[0020] 作为对前面描述的具有可变的测量脉冲的变动方案的替代可以在本发明另外的同样有利的实施方式中使得测量脉冲保持恒定。由此设计为，控制件进一步被设定为，每次在前一次将参考信号的工作电平加载到积分器后的固定的时间间隔之后，控制可切换的参考电压源，以将参考信号的工作电平重新加载到积分器上。关于根据本发明的方法这意味着，每次在前一次将参考信号加载到积分器后的固定的时间间隔之后，将参考信号的工作电平重新加载到积分器上。也就是说用于将参考信号的工作电平加载到积分器上的两个相邻的切换过程之间的时间跨度保持恒定。与此相反，可变的是其间将参考信号的工作电平加载保持到积分器上的时间跨度或者是其间不加载参考信号到积分器上或将参考信号的静电平加载到积分器上的时间。因此，充电阶段和放电阶段的比例在固定的测量脉冲内是可变的。可以注意到，由于放电阶段和充电阶段的持续时间的相互之间的简单依赖，在实践中，每个这种阶段为了确定测量间隔而被测量并且可以用作对于中间信号的电平的量度的基础或者说因此用作对于输入信号的量度的基础。

[0021] 正如已经提及的，可能使用的交流电压预放大器的偏移和漂移代表了关于输入信号的测量精确性的严重问题。偏移导致，在两个相邻的具有不同的中间信号极性的测量脉冲期间不同的测量信号电平加载在积分器上。而漂移导致，这种偏移不是通过一次性的调适就可以被消除，因为它随时间而改变，例如由于温度或者湿度。然而这种改变相对于测量脉冲的持续时间通常进行得非常缓慢。因此为了消除可随时间改变的偏移在本发明的优选的改进构造方案中设计有加法器和输出器，其中加法器用于加和偶数数目的测量间隔持续时间，输出器用于输出以加和的值为基础的输出值作为对于输入信号的量度。关于根据本发明的方法这意味着，加和偶数数目的相邻的测量间隔持续时间，并且以加和的值为基础输出输入信号的量度。由此，各个实时的偏移完全被消除。

[0022] 通过测量间隔持续时间的加和同时改善了总体测量的分辨率。借助定时的计数器独立测量间隔持续时间被赋予计数器脉冲的误差。因此，直接说明，包括(偶数)数目的间隔持续时间并且同样仅被赋予计数器脉冲误差的连续的测量具有较小的相对误差，也就是说具有更好的分辨率。然而如果加和(偶数)数目的相邻的、单独测量的测量间隔持续时间，那么在上述情况下的分辨率改善也发生了。这关系到，由于对参考信号的脉冲同步的控制电容器充电间隔的持续时间不是不依赖于测量间隔的持续时间，在测量间隔之间电容器充电间隔被嵌入，也就是说所谓的高斯误差传递法则不能被使用。因此对偶数数目的测量间隔持续时间进行加和的分辨率改善效应从上述的每个变动方案中得出。

[0023] 优选设计为，加法器被设定为，将作为前一次确定的基础的测量间隔持续时间的序列去掉预先给定的数目的最老的测量间隔的持续时间并且加入额外相同数目的在前一次确定中未考虑的最新的测量间隔的持续时间作为加和的值的实时确定的基础。关于根据本发明的方法这意味着，将作为前一次确定的基础的测量间隔持续时间的序列去掉预先给定的数目的最老的测量间隔的持续时间并且加入额外的相同数目的在前一次确定中未考虑的最新的测量间隔的持续时间作为加和的值的实时确定的基础。换言之，测量间隔的序列按照“滑动窗口”的形式被确定，测量间隔的多个持续时间分别为了测定输入信号的无偏移的量度而被加和。例如，在时间t1、t2、t3和t4(其中t1＜t2＜t3＜t4)上所测量的测量间隔持续时间为了确定加和的值而被相加时，在随后的确定中在时间t2、t3、t4和t5(其中t2＜t3＜t4＜t5)上所测量的间隔持续时间可被相加。以这种方式在每次确定测量间隔持续时间之后都输出输入信号的实时化的量度，其中，每个实时输出值都受益于由加和所产生的无偏移性和分辨率高度。在这个例子中“滑动窗口”分别推移一个测量间隔。然而，不言而喻的是，以其他步量的推移也是可能的。

[0024] 最后，还须提示危险，即通过根据本发明的中间信号和参考信号的换极能够生成附加的误差源。在此，由此导入的误差随着换极的频繁性而增长。因此在本法明的变动方案中可以设计为，中间信号的极性变换以及因此还有参考电压的极性变换不是在每个测量脉冲中被控制，而是按照仅在每第n个测量脉冲中，也就是说按照每第n个测量间隔而被控制，其中，n优选位于2和100之间，特别是位于2和10之间。对n的具体选择是在权衡通过转换频繁性导入的误差相对于在选择较大的n时上升的反应惰性情况下而作出的。为了通过加和来消除偏移也就是在本实施方式中对偶数倍n测量间隔持续时间进行加和是必需的。而步量的选择在使用滑动窗口的情况下在该变动方案中不受限制。

附图说明

[0025] 其他的特征和优点从下面的专门性描述和附图中给出。其中：

[0026] 图1示出本发明的实施方式的示意性等效电路图；

[0027] 图2示出图1中反相器的可替换的实施方式；

[0028] 图3示出本发明的第一实施方式示意性的时序图；

[0029] 图4示出本发明的第二实施方式示意性的时序图。

具体实施方式

[0030] 图1示意性示出根据本发明的装置的等效电路图。在图1的左边区域示出带有两个可同时切换的开关12a、12b的反相器电路10，其将加载在反相器10的输入端上的输入信号UE，也就是要测量的单极性电压转换成基本上矩形的、双极性中间信号UZ。该转换在反相器10的电路的脉冲中实现，该转换在其一方面由控制信号SZ预先确定，控制信号SZ加载在反相器10的控制输入端上。在此所述脉冲被称为极性变换脉冲。

[0031] 图2示出反相器10的可替换的实施方式，其只涉及一个待控制的开关，然而为此需要附加的运算放大器。

[0032] 反相器10的具体的构造方式对于本发明而言是不重要的并且能够由专业人士在考虑具体应用的专门要求的情况下进行选择。同时本发明也与输入信号UE的来源无关。

[0033] 由逆变装置所产生的中间信号UZ在根据图1的实施方式中由交流电压预放大器14合适地预放大。预放大器14典型地具有偏移和漂移，以致在这种情况下典型的是待校正的误差进入到测量中。

[0034] 预放大器14的输出电压通过电阻16转变成相应的电流，该电流加载到作为积分器布线的运算放大器18的第一输入端上。运算放大器18的第二输入端在所述情况下接地，然而其中，基本上也可以加载任何其他的恒定电势。运算放大器18作为积分器布线通过将其输出信号经过积分电容器20(在积分电容器20上加载电容器电压UC)反馈至其第一输入端而实现。

[0035] 同样加载到运算放大器18的第一输入端上的是通过电阻22转换成电流的参考电压Uref。参考电压Uref源于可切换的参考电压源12，该参考电压源以合适的方式与反相器12同步。这在图1中所示的实施方式中特别地具有优点地以下述方式实现，可切换的直流电压源作为参考电压源12与附加的开关24共同应用，其中，可切换的直流电压源由与反相器10相同的控制信号SZ控制。以这种方式确保，参考电压Uref在极性变换脉冲中，也就是始终与中间信号UZ同时经历极性变换，然而其中，通过附加的开关24可以出现附加的定时。开关24通过特有的控制信号Sref被控制。可以注意到，在所示的实施例中，参考电压Uref或者加载到运算放大器的输入端上或者与运算放大器的输入端分离。在其他可考虑的实施例中，可以代替该分离状况设计加载有大小上较低的静电平(Ruhepegel)。

[0036] 在由运算放大器18和电容器20所组成的积分器之后串联的是比较器26，比较器26在所示的实施例中构成为接地的微分放大器。在其他实施例中，比较器也可以相对于不同于大地的电势接通。借助比较器检测积分器输出电压的过零时间点。在比较器26后面串联的控制件28处理比较器输出信号，以生成用于控制反相器10或者参考电压源12的控制信号SZ和Sref。控制件28在图1中作为纯功能块示出并且能够以不同的方式以纯硬件或者作为硬件和软件的组合实现。下面对于本发明的两个特别优选的实施例借助图3和4的时序图对其功能原理加以阐述。

[0037] 图3示出根据本发明的第一实施例的时序图。考虑该图示只是为了显示单个信号的相互之间的相对的、时间上的关系，其中该图示以任意的单位实现。如已经阐述的那样，双极中间信号UZ跟随控制信号SZ，控制信号SZ在所示的实施方式中是单极性信号，但是不言而喻也可能例如双极地实施和/或者实施为脉冲信号。重要的是，中间信号UZ以及参考电压Uref的极性变换依赖于控制信号Ss实现。为了简化图示，反向的预放大器14的输出信号在图3中未示出，该输出信号相对于中间信号UZ能够具有可能的时间上的可改变的偏移。可以注意到，预放大器14的反向的特性与发明无关，而是依赖于在电路的不同位置上加载的电势的布局(Konstellation)。仅取决于下述内容，即预放大的中间信号具有不同于参考信号的另一极性。

[0038] 如所阐述的那样，参考电压Uref显示出与中间信号UZ基本上相同的极性变换。此外，通过控制信号Sref来定时。在根据图3的实施方式中，参考电压Uref在每个测量脉冲的开始从积分器18、20的输入端分离。在这段时间期间在运算放大器18的输入端仅加载反向预放大的中间信号UZ。在测量脉冲TT的第一脉冲部分Tc期间电容器20充电，这导致电容器电压Uc(数量上)的上升。在预先确定的、在图3的实施方式中恒定的时间Tc之后，通过开关24依赖于控制信号Sref的切换(Umlegen)，参考电压Uref附加地加载到积分器18、20的输入端上。由于参考电压Uref的与中间信号UZ相反的极性在现在接下来的脉冲部分Tm期间，电容器20放电而且放电如此久，直到电容器电压Uc经过过零点，该过零点由比较器26记录。该时间点在图3中通过闪电形箭头标志。过零的时间点由控制件28转译成控制信号SZ和Sref的时钟脉冲同步的改变，以使得一方面中间信号UZ的极性和参考电压Uref的极性改变，并且另外参考电压Uref从积分器18、20的输入端分离。下面的测量脉冲以如上述那样同样的方式运行，然而在相反的极性情况下。

[0039] 中间信号UZ的电平通过下述时间段表示，该时间段是必需的，以便将电容器20在恒定的充电时间Tc之后重新放电，也即直到Uc的过零点。该时间段是测量间隔Tm。因为充电时间Tc如所提及的那样是恒定的，不仅测量间隔Tm的持续时间而且总的测量时间脉冲TT＝Tc+Tm的持续时间能够确定为中间信号UZ的电平的量度。对Tm或者TT＝Tc+Tm的持续时间的检测优选通过高频的计数器实现，该计数器在Tc或者Tm的起始优选依赖于Sref和/或者SZ被激活。不同的间隔持续时间可以以同一个计数器进行检测。

[0040] 如已经提及的那样，可能的情况是，通过预放大器14将偏差引入中间信号UZ中。这可能意味着，不同极性的间隔将提供中间信号UZ的不同电平。这可能进一步导致下述结果，即不同极性的两个相邻的测量脉冲具有不同的持续时间，其中，可能一个测量脉冲的持续时间过长的量与另一个测量脉冲的持续时间过短的量一样。因此通过两个测量间隔持续时间或者测量脉冲持续时间的相加或者偶数的多个测量间隔持续时间或者测量脉冲持续时间总体相加可以校正这种误差，以使得加和的值是输入信号UE的精确量度。可以注意到，这种修正不依赖于偏移的时间性漂移，只要该漂移与加和的总持续时间相比是缓慢的。由于充电时段Tc的恒定性不仅是相邻的测量间隔Tm1和Tm2而且两个相邻的完整的测量时间脉冲的持续时间均可用于(Tc+Tm1)+(Tc+Tm2)。由此如上面已进一步阐述的那样可以改善数字化的分辨率。对于输入信号UE的输出量度的迅速更新可以通过对要加和的测量间隔持续时间根据上面进一步阐述的“滑动窗口”方法进行选择来实现。

[0041] 图4示出本发明第二实施方式的示意性时序图，对于该图示而言，上面图3图示所述的内容同样有效。与根据图3的实施方式不同，在图4中各个测量脉冲TT的总持续时间是恒定的。可变的仅是充电阶段的相对比率和本来的测量间隔Tm的比率，这里也就是指下述时间，该段时间是必需的，以便将充电的电容器通过附加加载参考电压Uref而进行放电。

[0042] 此外，对图4的时序图类似于图3的阐述而进行阐释。可以注意到，Uc的单个节段的不同的斜率以(可能的预放大的)中间信号UZ和参考电压Uref的相对电平为条件。

[0043] 当然在附图中所示出的和在具体描述中所论及的实施方式仅表示本发明的例证性的实施例。本领域专业人员在局部公开的指导下可以获得丰富多样的变动可能性。特别地，可以从单个的、可切换的信号的严格的同步性发生微小的偏离，例如以便在输入信号UE的较强的电平改变情况下达到数字化的信号的迅速收敛。