功率与驻波比的检测装置及方法

摘要

本发明公开了一种功率与驻波比的检测装置及方法，该装置具体电路包括：两个定向耦合器、内置单刀双掷开关的功率检波器、差分运放、有源滤波放大电路和内置AD转换器的单片机，两个定向耦合器按相反方向放置，正、反向耦合器输出端与功率检波器输入端相连，功率检波器的通道切换控制端与单片机一个控制端相连，功率检波器的休眠控制端与单片机另一个控制端相连，功率检波器输出端与差分运放同相输入端相连，功率检波器反馈端与差分运放反相输入端相连，差分运放输出端与有源滤波放大电路输入端相连，有源滤波放大电路输出端与AD转换器相连。本发明可应用于任何信号调制模式下无线通信系统中功率与驻波比的检测，成本低、精确度高。

权利要求

1.功率与驻波比的检测装置，其特征在于：该装置包括：

检波切换单元：用于对正、反向耦合器引入的两路射频信号分别进行检波，当收到触发信号时通过单片机控制单刀双掷开关来切换检波通路，并延时以消除串扰，每路射频信号经检波后转换为输出电压信号；触发计数单元：用于定时向检波切换单元发送触发信号，并对发送触发信号的次数进行计数，直到该次数到达预先设定的阈值；信号转换单元：用于将检波器的输出电压信号经过差分运放和有源滤波放大电路转换成直流电压信号，再通过单片机片内的AD变换器对所述直流电压信号进行定时采样，转换成该路信号对应的数字信号；功率与驻波比检测单元：用于调用功率检测子程序对每路数字信号进行检测，得到该路信号对应的功率值；以及用于对得到的各路信号对应的功率值取平均值作为功率的上报值，并由此计算得到驻波比值作为驻波比的上报值；

该装置的具体电路实现中包括：两个定向耦合器、内置单刀双掷开关的功率检波器、差分运放、有源滤波放大电路和内置AD转换器的单片机，其中：所述两个定向耦合器按相反方向放置，正、反向耦合器的输出端与所述功率检波器的输入端相连，功率检波器的通道切换控制端与所述单片机的一个控制端相连，功率检波器的休眠控制端与单片机的另一个控制端相连，功率检波器的输出端与所述差分运放的同相输入端相连，功率检波器的反馈端与差分运放的反相输入端相连，差分运放的输出端与所述有源滤波放大电路的输入端相连，有源滤波放大电路的输出端与内置于单片机的AD转换器相连。

2.如权利要求1所述的功率与驻波比的检测装置，其特征在于：所述信号转换单元中还包括：

线性校正子单元：用于通过采用软件补偿算法对检波输出电压信号及其AD采样值的非线性压缩进行线性校正。

3.如权利要求1所述的功率与驻波比的检测装置，其特征在于：所述有源滤波放大电路采用二阶巴特沃斯有源滤波放大电路。

4.如权利要求1所述的功率与驻波比的检测装置，其特征在于：所述差分运放和有源滤波放大电路采用轨对轨自稳零单电源双差分运放AD8572或AD8552作为运放。

5.如权利要求1所述的功率与驻波比的检测装置，其特征在于：所述单刀双掷开关为平方律功率检波器LMV232TL片内所集成的吸收式单刀双掷开关。

6.功率与驻波比的检测方法，其特征在于：该方法步骤如下：

a、正、反向耦合器引入的射频信号到达功率检波器内的单刀双掷开关，通过单片机控制单刀双掷开关选取其中一路射频信号进行检波，检波后同时得到检波输出电压和反馈电压；

b、上述检波输出电压和反馈电压信号经过差分运放和有源滤波放大电路被转换成直流电压信号，单片机片内AD变换器将所述直流电压信号定时采样，变换成相应的数字信号，再调用功率检测子程序得到该路射频信号对应的功率值；

c、通过单片机控制单刀双掷开关的切换来选择另一路射频信号进行检波，并通过延时以消除串扰，然后按照步骤b对该路检波输出电压和反馈电压信号进行处理，得到该路射频信号对应的功率值；

d、按照预先设定的次数重复步骤c，分别得到与两路射频信号对应的两组功率值，然后分别取上述两组功率值的平均值作为正、反向功率的上报值，并由此计算得到驻波比值作为驻波比的上报值。

7.如权利要求6所述的功率与驻波比的检测方法，其特征在于：

采用软件补偿算法对输出电压信号的非线性压缩进行线性校正。

8.如权利要求6所述的功率与驻波比的检测方法，其特征在于：步骤b中所述功率检测子程序的算法为：选定落在线性动态范围中间的某一功率值及该功率值对应的AD采样值的均值作为一个参考点，以无功率时的检波输出采样值为另一个参考点，按照功率检波器的输入射频功率与整个检波电路末级输出电压的AD采样平均值具有的线性对应关系，根据当前AD采样平均值，计算得到对应的射频功率值。

9.如权利要求6所述的功率与驻波比的检测方法，其特征在于：步骤b中输出电压信号经过差分运放后采用二阶巴特沃斯有源滤波放大电路对检波电压进行强滤波处理。

说明书

功率与驻波比的检测装置及方法

技术领域

[0001] 本发明涉及无线通信技术领域，特别是涉及功率与驻波比的检测装置及方法。 背景技术

[0002] 在无线通信领域，基站天馈系统和功率发射系统的匹配情况直接影响到信号收发质量和设备的安全，驻波比VSWR(Voltage StandingWave Ratio，全称电压驻波比)是表征天馈系统匹配状况的关键指标。

[0003] 实际应用中检测驻波比是通过对耦合的正反向功率信号进行检波，得到两个方向的功率值或功率比值，从而得到驻波比。检测驻波比一般有两种实现方案：一种是纯模拟电路方案，这种方案的实现电路比较复杂，而且普遍存在检测精度不高、抗干扰性能较差的问题；另一种是比较常见的含单片机的检测方案，这种方案需要通过软件算法处理数据，但实现起来比较灵活，一般有两种方案：一种是双检波通道方案；另一种是单刀双掷开关加单个检波通道方案。

[0004] 对于双检波通道方案，当两个检波通道的温度频率特性不一致时，在不同温度频率下检测精度将降低；对于单刀双掷开关加单个检波通道的方案，温飘和频率的影响得到改善，但这与器件在动态范围内的线性度等指标有关系。检波器的输入输出特性一般分为两类：一种是包络检波，一种是均方根检波，这两种检波器都可以是对数特性和非对数特性的。

[0005] 对于对数包络检波器，这种器件在非调制的连续波情况下的线性 度(对数线性度)往往很好，所以驻波比的检测可以具有较高的精度(尤其在单频连续波情况下)，但是在调制模式下对功率的检测结果只是一个相对值，不同调制模式下相差很大，并不是绝对的真实功率值，尤其是在多载波调制情况下；对于对数均方根检波器，如AD8362或HMC610等，基本能反映多载波调制模式下的真实功率，参见图1和图2所示，但在整个动态范围内其对数线性度却往往不如对数包络检波器如AD8313或HMC601等，因为它们的误差都随着输入功率呈现出一种不同程度的起伏，所以在点频下检测驻波比VSWR的精度往往还不如对数包络检波器，而且在不同调制模式下的误差虽小很多，仍难以基本消除，在-30℃～+75℃的温度范围内检波结果的漂移也很明显。

[0006] 上述方案(对数包络或对数均方根检波)还存在一个硬件滤波与软件滤波的问题，在调制波情况下，如果检波输出不加硬件低通滤波，则随着调制信号的峰均比PAR的增加，波动会变得较大，导致采样数据不稳，软件处理的开销将增加；但如果加常用的RC滤波电路，由于RC滤波电路是积分特性，对数输出的积分相当于一种失真和误差，所以需要综合软硬件处理。

[0007] 对于在不同调制模式下既要精确检测驻波比VSWR又要精确检测出不同调制模式下真实功率的应用场合，例如：有的产品要求以瓦为单位上报真实平均功率，在-30℃～+75℃的温度范围内功率的误差小于±10％，现有的上述方案就难以简单地实现了。 发明内容

[0008] 本发明的目的是为了克服上述背景技术的不足，提供一种适用于任何信号调制模式下的无线通信系统中功率与驻波比的检测装置及方法，具体应用于从双工滤波器到天馈系统的正反向功率及驻波比 VSWR的检测上报。

[0009] 本发明提供的功率与驻波比的检测装置包括：检波切换单元：用于对正、反向耦合器引入的两路射频信号中的一路分别进行检波，以及当收到触发信号时通过单片机控制单刀双掷开关来切换检波通路，并延时以消除串扰，每路射频信号经检波后转换为输出电压信号；触发计数单元：用于定时向检波切换单元发送触发信号，并对发送触发信号的次数进行计数，直到该次数到达预先设定的阈值；信号转换单元：用于将检波器的每路输出电压信号经过差分运放和有源滤波放大电路转换成直流电压信号，再通过单片机片内的AD变换器对所述直流电压信号进行定时采样，转换成该路信号对应的数字信号；功率与驻波比检测单元：用于调用功率检测子程序对每路数字信号进行检测，得到该路信号对应的功率值；以及用于对得到的各路信号对应的功率值取平均值作为功率的上报值，并由此计算得到驻波比值作为驻波比的上报值；

[0010] 该装置的具体电路实现中包括：两个定向耦合器、内置单刀双掷开关的功率检波器、差分运放、有源滤波放大电路和内置AD转换器的单片机，其中：所述两个定向耦合器按相反方向放置，正、反向耦合器的输出端与所述功率检波器的输入端相连，功率检波器的通道切换控制端与所述单片机的一个控制端相连，功率检波器的休眠控制端与单片机的另一个控制端相连，功率检波器的输出端与所述差分运放的同相输入端相连，功率检波器的反馈端与差分运放的反相输入端相连，差分运放的输出端与所述有源滤波放大电路的输入端相连，有源滤波放大电路的输出端与内置于单片机的AD转换器相连。

[0011] 在上述技术方案中，信号转换单元中还可以包括：

[0012] 线性校正子单元：用于通过采用软件补偿算法对检波输出电压信 号及其AD采样值的非线性压缩进行线性校正。

[0013] 在上述技术方案中，所述有源滤波放大电路最好采用二阶巴特沃斯有源滤波放大电路。

[0014] 在上述技术方案中，所述差分运放和有源滤波放大电路最好采用轨对轨自稳零单电源双差分运放AD8572或AD8552作为运放。

[0015] 在上述技术方案中，所述单刀双掷开关最好为平方律功率检波器LMV232TL片内集成的吸收式单刀双掷开关。

[0016] 本发明提供的功率与驻波比的检测方法步骤如下：a、正、反向耦合器引入的射频信号到达功率检波器内的单刀双掷开关，通过单片机控制单刀双掷开关选取其中一路射频信号进行检波，检波后同时得到检波输出电压和反馈电压；b、上述检波输出电压和反馈电压信号经过差分运放和有源滤波放大电路被转换成直流电压信号，单片机片内AD变换器将所述直流电压信号定时采样，变换成相应的数字信号，再调用功率检测子程序得到该路射频信号对应的功率值；c、通过单片机控制单刀双掷开关的切换来选择另一路射频信号进行检波，并通过延时以消除串扰，然后按照步骤b对该路检波输出电压和反馈电压信号进行处理，得到该路射频信号对应的功率值；d、按照预先设定的次数重复步骤c，分别得到与两路射频信号对应的两组功率值，然后分别取上述两组功率值的平均值作为正、反向功率的上报值，并由此计算得到驻波比值作为驻波比的上报值。

[0017] 在上述技术方案中，步骤b中还可以采用软件补偿算法对输出电压信号的非线性压缩进行线性校正。

[0018] 在上述技术方案中，步骤b中所述功率检测子程序的算法为：选定落在线性动态范围中间的某一功率值及该功率值对应的AD采样值的均值作为一个参考点，以无功率时的检波输出采样值为另一个参考点，按照功率检波器的输入射频功率与整个检波电路末级输出电压的AD采样平均值具有的线性对应关系，根据当前AD采样平均值，计算得到对应的射频功率值。

[0019] 在上述技术方案中，步骤b中输出电压信号经过差分运放后采用二阶巴特沃斯有源滤波放大电路对检波电压进行强滤波处理。

[0020] 与现有技术相比本发明的优点如下：

[0021] (1)所采用的功率检波器LMV232TL成本低、封装小、节省印刷电路板PCB的空间，由于其输入功率(单位为W)与检波输出电压(单位为mV)成线性关系，参见图3所示，单片机计算处理比较方便，不需太复杂的算法，尤其适合需要知道准确真实功率的大功率数字集群系统的功率检测。

[0022] (2)调制波和非调制波的功率检测误差极小，在TETRA模式下二者可偏差约2-3％，目前其他常规的功率与驻波比检测的IC器件很难达到。

[0023] (3)利用轨对轨自稳零单电源双差分运放分别接LMV232TL的检波输出端和反馈端，使整个电路的温度漂移得到极大改善，特别是减小了在小信号检波时因温飘引起的相对误差，在限定检测精度要求的条件下，使器件的全温检波动态范围向低端得到了延伸，在-30℃～+75℃的温度范围内，基本不需软件温度补偿。

[0024] (4)采用了软件线性补偿技术，使检波器件能满足限定精度要求的线性动态范围向高端得到了延伸。

[0025] (5)采用在正反向耦合器后取不同衰减量的方法，使功率相对较小的反向信号也能落在检波器的动态范围内，从而拓展了LMV232TL本身的驻波比检测的工作动态范围。 [0026] (6)采用运放构成的二阶巴特沃斯Butterworth有源滤波电路，对于TETRA等高峰均比调制模式下的功率检波输出电压信号进行强滤波处理，大大降低了采样时间间隔要求和软件滤波开销。例如：实施例按所附原理图中设置有源滤波的RC参数，对于每帧约57mS的TETRAπ/4DQPSK调制信号，每隔1mS只需要采样一次即可。

[0027] 本发明在TETRAπ/4DQPSK的调制模式的1～4个时隙任意组合状态下均能正常上报功率与驻波比，还可以使用于TETRA数字集群系统的双工器中作为数字功率计DPM的核心部分，由单片机通过CAN总线接口向系统上报功率与驻波比信息。

附图说明

[0028] 图1为对数RMS检波器AD8362的检波特性曲线图；

[0029] 图2为对数RMS检波器HMC610的检波特性曲线图；

[0030] 图3为功率检波器LMV232TL的检波特性曲线图；

[0031] 图4为本发明功率与驻波比的检测装置的结构示意图；

[0032] 图5为本发明实施例具体装置的示意框图；

[0033] 图6为本发明实施例具体电路的示意框图；

[0034] 图7为本发明功率与驻波比的检测方法的步骤流程图；

[0035] 图8为本发明实施例功率与驻波比检测的软件算法流程图；

[0036] 图9为本发明实施例功率检测子函数的软件算法流程图；

[0037] 图10为本发明实施例的门限设置与调试流程图。

具体实施方式

[0038] 下面结合附图及实施例对本发明作进一步的详细描述，但该实施例不应理解为对本发明的限制。

[0039] 本发明提供一种与信号调制模式无关的功率与驻波比的检测装 置，参见图4所示，该装置包括：检波切换单元：用于对正、反向耦合器引入的两路射频信号中的一路分别进行检波，以及当收到触发信号时通过单片机控制单刀双掷开关来切换检波通路，并延时以消除串扰，每路射频信号经检波后同时得到检波输出电压和反馈电压；触发计数单元：用于定时向检波切换单元发送触发信号，并对发送触发信号的次数进行计数，直到该次数到达预先设定的阈值；信号转换单元：用于将检波器的每路输出电压信号经过差分运放和有源滤波放大电路转换成直流电压信号，再通过单片机片内的AD变换器对所述直流电压信号进行定时采样，转换成该路信号对应的数字信号；功率与驻波比检测单元：用于调用功率检测子程序对每路数字信号进行检测计算，得到该路信号对应的功率值；以及用于对得到的各路信号对应的功率值取平均值作为功率的上报值，并由此计算得到驻波比值作为驻波比的上报值。

[0040] 其中，信号转换单元中还可以包括线性校正子单元：用于通过采用软件补偿算法对检波输出电压信号及其AD采样值的非线性压缩进行线性校正。

[0041] 参见图5所示，在具体的电路实现中，该装置可以包括两个定向耦合器、内置单刀双掷开关的功率检波器、差分运放、有源滤波放大电路和集成了10位A/D转换通道的单片机，其中：功率检波器采用片内集成吸收式单刀双掷开关的平方律功率检波器LMV232TL，其两通道之间的隔离度大于50dB，且调制波与非调制连续波的功率检测结果偏差极小；有源滤波放大电路采用二阶巴特沃斯有源滤波放大电路，差分运放和有源滤波放大电路内的运放可以采用轨对轨自稳零单电源双差分运放AD8572或AD8552。两个定向耦合器具有高方向性，布置在双工器发射滤波器的输出主杆与天线接插件之间。两个定 向耦合器按相反方向放置，正、反向耦合器的输出端与功率检波器的输入端相连，功率检波器的通道切换控制端与单片机的一个控制端相连，功率检波器的休眠控制端与单片机的另一个控制端相连，功率检波器的输出端与差分运放的同相输入端相连，功率检波器的反馈端与差分运放的反相输入端相连，差分运放的输出端与所述有源滤波放大电路的输入端相连，有源滤波放大电路的输出端与内置于单片机的AD转换器相连。

[0042] 工作原理具体如下：

[0043] 参见图6所示，LMV232TL的检波输出端A3和反馈端A2分别接双差分运放AD8572内部第一个差分运放的同相输入端与反向输入端，以降低基准电压的温飘对检测结果的影响，从而保证在小功率(动态范围的低端)情况下的相对误差比较小，提高驻波比检测精度。然后AD8572内部第二个运放与阻容网络构成了二阶巴特沃斯有源滤波电路将第一个运放的输出信号进行滤波、放大。由于器件的平方律特性，输入功率(以W位单位)与输出电压(以mV为单位)成线性关系，所以可以对电路进行强滤波，而不会出现象其它对数特性的检波器件一样的失真，软件滤波算法只剩下简单的求和再平均，就可以得到真实平均功率。

[0044] 单片机的两个控制端连接射频功率检波器LMV232TL的通道切换控制端和休眠控制端，用来切换两路功率信号交替进行检波，与决定是否进入休眠省电模式。单片机的输入端接收整个功率检波(含滤波、放大)模块电路输出的直流信号，通过其片内10位AD变换器将此直流电压信号变换为数字量。

[0045] 双定向耦合器分别耦合无线通信基站的前向功率与反射功率，经过衰减器后，由单刀双掷开关引入功率检波器转换为输出电压；经自 稳零差分运放取出检波电压，再经过放大和有源滤波送到单片机的A/D口进行定时采样和模数转换；正反向采样数据经过软件滤波后计算得到正反向功率值和电压驻波比VSWR。软件中对器件在大功率检波时的非线性失真进行线性校正，从而以较低的软硬件成本实现在任意信号调制模式下准确检测真实功率和上报驻波比。

[0046] 在上述功率与驻波比的检测装置的基础上，本发明还提供一种功率与驻波比的检测方法，参见图7所示，该方法步骤如下：

[0047] 步骤a、正、反向耦合器引入的射频信号到达功率检波器内的单刀双掷开关，通过单片机控制单刀双掷开关选取其中一路信号进行检波，检波后同时得到检波输出电压和反馈电压；

[0048] 步骤b、上述检波输出电压和反馈电压信号经过差分运放和有源滤波放大电路被转换成直流电压信号，单片机片内AD变换器将所述直流电压信号定时采样，变换成相应的数字信号，再调用功率检测子程序得到该路射频信号对应的相应的功率值； [0049] 步骤c、通过单片机控制单刀双掷开关选取另一路射频信号进行检波，并延时以消除串扰，然后按照步骤b对该路检波输出电压和反馈电压信号进行处理，得到该路射频信号对应的功率值；

[0050] 步骤d、按照预先设定的次数(本实施例设定为至少四次)重复步骤c，分别得到与两路射频信号对应的两组功率值，然后分别取上述两组功率值的平均值作为正、反向功率的上报值，并由此计算得到驻波比值，作为功率与驻波比的上报值。 [0051] 其中：步骤a中正、反向耦合器分别耦合无线通信基站的前向功率与反射功率，经过衰减器后由单刀双掷开关引入功率检波器转换为输出电压；步骤b中检波电压经过差分运放后采用二阶巴特沃斯有源滤波放大电路对检波电压进行强滤波处理，使软件滤波开销降低；步 骤b中所述功率检测子程序的算法为：取所述数字信号中若干帧的平均值，并选定落在线性动态范围中间的某一功率值及该功率值对应的AD采样值的均值作为一个参考点，以无功率时的检波输出采样值为另一个参考点，按照功率检波器的输入射频功率与整个检波电路末级输出电压的AD采样平均值具有的线性对应关系，根据当前AD采样平均值，计算得到对应的射频功率值；采用软件补偿算法对输出电压信号及其AD采样值的非线性压缩进行线性校正。

[0052] 在大功率区间(动态范围的高端)对于器件的非线性压缩采用软件补偿算法，使其动态范围得以扩展。具体的，当功率超过参考点一定范围时，检波电压及其AD采样值会出现压缩现象，使检测误差迅速赠加。通过在软件中进行线性校正，例如，功率每增加一倍，补偿3％，可以基本消除这种非线性压缩的影响，提高大功率检测精度，从而扩大功率检测动态范围。

[0053] 本发明实施例的使用环境具体如下：工作频率为300MHz～900MHz，其中任意的连续50MHz带宽；功率检测范围为正向平均功率2.5W～150W，反向平均功率为0.63W～40W；工作温度为-30℃～+75℃；检波电路电源为+5V，耗流≤30mA；采用的单片机为带片内10位AD转换通道，集成CAN总线控制器的Freescale单片机MC9S12C32；所采用的耦合器的具体指标参见表1所示，正向耦合器后衰减量≤10dB，反向耦合器后衰减量≤5dB。 [0054]
耦合器指标 正向耦合器 反向耦合器
耦合度 35dB±0.8dB 35dB±0.8dB
带内耦合波动 ≤0.15dB ≤0.15dB
耦合度温飘 ±0.15dB以内 ±0.15dB以内
方向性 ≥22dB ≥33dB

[0055] 表1

[0056] 本发明实施例中平方律功率检波器的输入射频功率(单位为W)与输出检波电压(单位为mV)具有线性对应关系，输出检波电压经过差分运放和二阶有源滤波放大电路后送到单片机片内的AD转换器进行采样和处理，根据功率门限计算得到真实功率和驻波比。门限的调试和设置是通过上位机与单片机的串口通讯来实现的，串口动态上报当前采样数据和计算得到的功率值。

[0057] 参见图8所示，本发明实施例中功率和驻波比检测的软件算法的具体步骤如下： [0058] 步骤101：(首先进行初始化)单片机控制单刀双掷开关切换到正向，并延时； [0059] 步骤102：调用功率检测子程序，得到一个正向功率数据；

[0060] 步骤103：单片机控制单刀双掷开关切换到反向，并延时；

[0061] 步骤104：调用功率检测子程序，得到一个反向功率数据；

[0062] 步骤105：单片机中计数器记录次数，自动增一；

[0063] 步骤106：判断当前记录的次数是否大于4，若是，则转到步骤107；若否，则转到步骤101；

[0064] 步骤107：计算正、反向平均功率和驻波比值，并上报。

[0065] 参见图9所示，上述步骤102和步骤104中涉及的功率检测子程序的具体步骤如下：

[0066] 步骤201：(首先进行初始化)判断采样次数是否已满，若是，则转到步骤207；若否，则转到步骤202；

[0067] 步骤202：判断采样间隔是否已到，若是，则转到步骤203；若否，则转到步骤201； [0068] 步骤203：采样一次检波电压并上报调试界面；

[0069] 步骤204：判断采样值是否大于V1，若是，则转到步骤205；若 否，则转到步骤206；

[0070] 步骤205：对采样值进行线性补偿；

[0071] 步骤206：对采样值进行求和，转到步骤201；

[0072] 步骤207：上报采样平均值，并根据门限值计算出一个功率值； [0073] 步骤208：返回功率值。

[0074] 参见图10所示，门限设置与调试(包括人工调试或自动调试)的具体步骤如下： [0075] 步骤301：记录无功率时检波电路的正反向初始电压采样值V0； [0076] 步骤302：记录正向功率为P1(W)时的正向检波电压采样值V1； [0077] 步骤303：得到正向功率方程：Pf＝P1×(Vf-V0)/(V1-V0)；

[0078] 步骤304：记录反向检波电压采样值为V1时的反向功率P2(W)； [0079] 步骤305：得到反向功率方程：Pr＝P2×(Vr-V0)/(V1-V0)；

[0080] 步骤306：检测大功率压缩情况，调节和设置线性补偿系数Ladj； [0081] 步骤307：将V0、V1、P1、P2、Ladj等值作为调试门限存入单片机片内FLASH供程序调用。

[0082] 在软件中对正、反向功率的线性补偿实际提前到对AD采样值V的线性补偿： [0083] 当V≤V1时，不进行补偿；

[0084] 当V＞V1时，对采样值进行二次校正；

[0085] K＝Ladj×0.03×(V-V1)/V1，

[0086] Vadj＝V×(1+K)为校正后的采样值，替换功率方程中的采样值V，其中Ladj为调试时根据需要而设定的一个值，一般小于1，调试经验值多在0.2～0.4之间。 [0087] 下面描述一个应用实施例——TETRA双工器产品中DPM的功率测试的部分数据，工作频带为390-395MHz，测试条件是在ANT 或TX端口分别接吸收衰减器(VSWR＜1.2)和终端式功率计agilentE4418，校准后分别读DPM的上报数据和E4418对比，表2中同时列出了带内中心频率392.5MHz在高低温情况下的试验测试数据。

[0088]

[0089] 表2

[0090] 显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

[0091] 本说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。