双隔离升压型多输入直流变换器

摘要

本发明涉及一种双隔离升压型多输入直流变换器，其电路结构是由一个多输入单输出的高频变压器将多个相互隔离的、带有输入LC滤波器和储能电感的有源箝位高频逆变电路和一个共用的输出整流滤波电路联接构成，高频变压器的每个输入端与每个高频逆变电路的输出端一一对应联接，高频变压器的输出端与输出整流滤波电路的输入端相联接；本发明具有输入直流电源共地或不共地、高频逆变电路之间以及输出与输入之间双隔离、电压匹配能力强、多个输入电源同时或分时供电、电路拓扑简洁、共用高频变压器和输出回路、功率密度高、变换效率高、输入电流纹波小、负载短路时可靠性高、成本低等优点，为多种可再生能源联合供电的分布式供电系统奠定了关键技术。

权利要求

1.一种双隔离升压型多输入直流变换器，其特征在于：这种变换器由一个多输入单输出的高频变压器将多个相互隔离的、带有输入LC滤波器和储能电感的有源箝位高频逆变电路和一个共用的输出整流滤波电路联接构成，高频变压器的每个输入端与每个高频逆变电路的输出端一一对应联接，高频变压器的输出端与输出整流滤波电路的输入端相联接，所述的每个带有输入LC滤波器和储能电感的有源箝位高频逆变电路均由输入LC滤波器、储能电感、有源箝位电路、高频逆变器依序级联构成，所述的输出整流滤波电路由一个或多个高频整流二极管构成的高频整流器、输出滤波电容依序级联构成，所述的有源箝位电路由源极、漏极分别对应于高频逆变电路正、负母线的功率开关与承受直流电压的电容串联构成；所述双隔离升压型多输入直流变换器的电路拓扑为单端式、推挽全波式、推挽桥式、半桥全波式、半桥桥式、全桥全波式或全桥桥式电路，所述推挽全波式、推挽桥式、半桥全波式、半桥桥式电路以多路占空比相同、多个输入源在一个开关周期内同时对直流负载供电的方式工作，所述单端式、全桥全波式、全桥桥式电路以多路占空比不同、多个输入源在一个开关周期内存在同时和分时对直流负载供电的方式工作。

2.根据权利要求1所述的双隔离升压型多输入直流变换器，其特征在于：所述推挽全波式、推挽桥式、半桥全波式、半桥桥式电路采用多路占空比相同的电压瞬时值反馈控制策略来实现多种能源的同时供电，所述单端式、全桥全波式、全桥桥式电路采用多路占空比不同的第1、2、…、n-1路输出功率固定和第n路补充负载所需的不足功率的主从式电压、电流瞬时值反馈控制策略来实现多种能源的同时和分时供电，其中n为自然数。

说明书

双隔离升压型多输入直流变换器

技术领域

[0001] 本发明所涉及的双隔离升压型多输入直流变换器，属电力电子变换技术。

背景技术

[0002] 直流变换器是应用功率半导体器件，将一种直流电能变换成另一种直流电能的静止变换装置，供直流负载使用。输出直流负载与输入直流电源间有高频电气隔离的变换器，称为隔离型直流变换器。高频电气隔离元件在变换器中主要起到了如下作用：1)实现了变换器输出与输入之间的电气隔离，提高了变换器运行的安全可靠性和电磁兼容性；2)实现了变换器输出电压与输入电压之间的匹配，即实现了变换器的输出电压可以高于、等于或低于输入电压的技术效果，其应用范围得到了大大拓宽；3)当高频变压器或高频储能式变压器的工作频率在20kHz以上时，其体积、重量大大降低了，音频噪音消除了。因此，在以直流发电机、蓄电池、太阳能电池和燃料电池等为主直流电源的二次电能变换场合，隔离型直流变换器具有重要的应用价值。

[0003] 太阳能、风能、潮汐能和地热能等可再生能源(也称为绿色能源)，具有清洁无污染、廉价、可靠、丰富等优点，因而具有广泛的应用前景。由于石油、煤和天然气等化石能源(不可再生的能源)日益紧张、环境污染严重、导致全球变暖以及核能的生产又会产生核废料和污染环境等原因，可再生能源的开发和利用越来越受到人们的重视。可再生能源发电主要有光伏、风力、燃料电池、水力、地热等类型，均存在电力供应不稳定、不连续、随气候条件变化等缺陷，因此需要采用多种能源联合供电的分布式供电系统。

[0004] 传统的可再生能源分布式供电系统，如图1所示。该系统通常是采用多个单输入直流变换器将太阳能电池、燃料电池、风力发电机等可再生能源发电设备输出的直流电变换成负载变换器所需要的公共直流母线电压Udc，然后再通过与直流母线相连的负载变换器将Udc变换成负载所需要的直流或交流电压，根据负载的性质选择负载变换器的类型。为了使可再生能源发电部分能够协调工作，多种能源必须分别进行电能变换后连接到公共的直流母线上，因此需要多个单输入直流变换器并在输出端加以并联，因而存在电路结构复杂、成本高等缺陷。

[0005] 为了简化电路结构，可以用一个多输入直流变换器取代多个单输入直流变换器，组成新型的可再生能源分布式供电系统，如图2所示。多输入直流变换器允许多种能源输入，输入源的性质、幅值和特性可以相同，也可以差别很大。该供电系统具有电路结构简洁、成本低、一个高频开关周期内多个输入源可同时或分时向负载供电、可提高系统的稳定性和灵活性、可实现能源的优先利用等优点。

[0006] 因此，寻求一类允许多种可再生能源联合供电的多输入直流变换器已迫在眉睫，对于简化系统电路结构、降低成本、允许一个高频开关周期内多个输入源同时或分时向负载供电、提高系统的稳定性和灵活性、实现可再生能源的优先利用将具有十分重要的意义。

发明内容

[0007] 本发明目的是要提供一种具有输入直流电源共地或不共地、高频逆变电路之间以及输出与输入之间双隔离、电压匹配能力强、多个输入电源同时或分时供电、电路拓扑简洁、共用高频变压器和输出回路、功率密度高、变换效率高、输入电流纹波小、负载短路时可靠性高、成本低、应用前景广泛等优点的双隔离升压型多输入直流变换器。

[0008] 本发明的双隔离升压型多输入直流变换器，其特征在于：这种变换器由一个多输入单输出的高频变压器将多个相互隔离的、带有输入LC滤波器和储能电感的有源箝位高频逆变电路和一个共用的输出整流滤波电路联接构成，高频变压器的每个输入端与每个高频逆变电路的输出端一一对应联接，高频变压器的输出端与输出整流滤波电路的输入端相联接，所述的每个带有输入LC滤波器和储能电感的有源箝位高频逆变电路均由输入LC滤波器、储能电感、有源箝位电路、高频逆变器依序级联构成，所述的输出整流滤波电路由一个或多个高频整流二极管构成的高频整流器、输出滤波电容依序级联构成，所述的有源箝位电路由源极、漏极分别对应于高频逆变电路正、负母线的功率开关与承受直流电压的电容串联构成；所述双隔离升压型多输入直流变换器的电路拓扑为单端式、推挽全波式、推挽桥式、半桥全波式、半桥桥式、全桥全波式或全桥桥式电路，所述推挽全波式、推挽桥式、半桥全波式、半桥桥式电路以多路占空比相同、多个输入源在一个开关周期内同时对直流负载供电的方式工作，所述单端式、全桥全波式、全桥桥式电路以多路占空比不同、多个输入源在一个开关周期内存在同时和分时对直流负载供电的方式工作。

[0009] 本发明将传统的可再生能源分布式供电系统中输出端并联的多个单输入直流变换器电路结构，构建为双隔离升压型多输入直流变换器电路结构，提出了双隔离升压型多输入直流变换器新概念、电路结构和拓扑族。

[0010] 本发明的双隔离升压型多输入直流变换器，能够将多个共地或不共地、不稳定的输入直流电压变换成一个所需电压大小、稳定的、高质量的输出直流电压，具有输入直流电源共地或不共地、高频逆变电路之间以及输出与输入之间双隔离、电压匹配能力强、多个输入电源同时或分时供电、电路拓扑简洁、共用高频变压器和输出回路、功率密度高、变换效率高、输入电流纹波小、负载短路时可靠性高、成本低、应用前景广泛等优点。双隔离升压型多输入直流变换器的综合性能，将比传统的输出端并联的多个单输入直流变换器优越。

附图说明

[0011] 图1，传统的可再生能源分布式供电系统。

[0012] 图2，新型的可再生能源分布式供电系统。

[0013] 图3，双隔离升压型多输入直流变换器原理框图。

[0014] 图4，双隔离升压型多输入直流变换器电路结构图。

[0015] 图5，双隔离升压型多输入直流变换器同一占空比供电时原理波形图。

[0016] 图6，双隔离升压型多输入直流变换器不同占空比供电时原理波形图。

[0017] 图7，双隔离升压型多输入直流变换器电路拓扑实例一——推挽全波式电路原理图。

[0018] 图8，双隔离升压型多输入直流变换器电路拓扑实例二——推挽桥式电路原理图。

[0019] 图9，双隔离升压型多输入直流变换器电路拓扑实例三——半桥全波式电路原理图。

[0020] 图10，双隔离升压型多输入直流变换器电路拓扑实例四——半桥桥式电路原理图。

[0021] 图11，双隔离升压型多输入直流变换器电路拓扑实例五——单端式电路原理图。

[0022] 图12，双隔离升压型多输入直流变换器电路拓扑实例六——全桥全波式电路原理图。

[0023] 图13，双隔离升压型多输入直流变换器电路拓扑实例七——全桥桥式电路原理图。

[0024] 图14，推挽全波式、推挽桥式、半桥全波式、半桥桥式双隔离升压型多输入直流变换器同一占空比供电时的电压瞬时值反馈控制框图。

[0025] 图15，推挽全波式、推挽桥式、半桥全波式、半桥桥式双隔离升压型多输入直流变换器同一占空比供电时的电压瞬时值反馈控制原理波形图。

[0026] 图16，单端式双隔离升压型多输入直流变换器不同占空比供电时的主从式电压、电流瞬时值反馈控制框图。

[0027] 图17，单端式双隔离升压型多输入直流变换器不同占空比供电时的主从式电压、电流瞬时值反馈控制原理波形图。

[0028] 图18，全桥全波式、全桥桥式双隔离升压型多输入直流变换器不同占空比供电时的主从式电压、电流瞬时值反馈控制框图。

[0029] 图19，全桥全波式、全桥桥式双隔离升压型多输入直流变换器不同占空比供电时的主从式电压、电流瞬时值反馈控制原理波形图。

具体实施方式

[0030] 下面结合附图及实施例对本发明做进一步描述。

[0031] 双隔离升压型多输入直流变换器电路结构，是由一个多输入单输出的高频变压器将多个相互隔离的、带有输入LC滤波器和储能电感的有源箝位高频逆变电路和一个共用的输出整流滤波电路联接构成，高频变压器的每个输入端与每个高频逆变电路的输出端一一对应联接，高频变压器的输出端与输出整流滤波电路的输入端相联接，所述的每个带有输入LC滤波器和储能电感的有源箝位高频逆变电路均由输入LC滤波器、储能电感、有源箝位电路、高频逆变器依序级联构成，所述的输出整流滤波电路由一个或多个高频整流二极管构成的高频整流器、输出滤波电容依序级联构成，所述的有源箝位电路由源极、漏极分别对应于高频逆变电路正、负母线的功率开关与承受直流电压的电容串联构成。

[0032] 双隔离升压型多输入直流变换器原理框图、电路结构、同一占空比供电时原理波形和不同占空比供电时原理波形，分别如图3、4、5、6所示。由于双隔离升压型多输入直流变换器是电流型变换器，其原理相当于多个升压型单输入直流变换器在输出端电流的叠加，即输出电压Uo与输入直流电压(Ui1、Ui2、…、Uin)、高频变压器匝比(N2/N11、N2/N12、…、N2/N1n)、占空比(D1、D2、…、Dn)之间的关系为Uo＝Ui1N2/[N11(1-D1)]＝Ui2N2/[N12(1-D2)]＝…＝UinN2/[N1n(1-Dn)]。Uo在适当的占空比(D1、D2、…、Dn)和高频变压器匝比(N2/N11、N2/N12、…、N2/N1n)时可以大于、等于或小于Ui1、Ui2、…、Uin，所以这类变换器电路结构中的高频变压器不但起到了提高变换器运行的安全可靠性和电磁兼容性，更重要的是起到了匹配输出电压与输入电压的作用，即实现了变换器的输出电压高于、等于或低于输入直流电压Ui1、Ui2、…、Uin的技术效果，其应用范围得到了大大拓宽。由于0＜D1、D2、…、Dn＜1，所以Uo＞Ui1N2/N11、Uo＞Ui2N2/N12、…、Uo＞UinN2/N1n，即输出直流电压Uo总是高于输入直流电压(Ui1、Ui2、…、Uin)与高频变压器匝比(N2/N11、N2/N12、…、N2/N1n)的乘积(Ui1N2/N11、Ui2N2/N12、…、UinN2/N1n)；又由于变换器的n个带有输入LC滤波器和储能电感的有源箝位高频逆变电路之间相互隔离，变换器输出直流负载与输入电源之间相互隔离，故将这类变换器称为双隔离升压型多输入直流变换器。该电路结构中的高频逆变器由多个能够承受双向电压应力、单向电流应力的两象限高频功率开关构成，高频整流器由一个或多个高频整流二极管构成。该电路结构同一占空比供电时，D1＝D2＝…＝Dn，意味着n个输入源在一个高频开关周期内只存在同时对直流负载供电的单一模式；不同占空比供电时，D1≠D2≠…≠Dn，意味着n个输入源在一个高频开关周期内存在同时和分时对直流负载供电的两种模式。

[0033] 当电源向负载传递功率时，高频逆变器将储能电感L1、L2、…、Ln中的高频脉动直流电流iL1、iL2、…、iLn逆变成单极性两态或双极性三态的高频脉冲电流iN11、iN12、…、iN1n，经高频变压器T电气隔离、传输和电流匹配后得到单极性两态或双极性三态的多电平高频脉冲电流iN2，高频整流器和输出滤波电容Cf将其整流、滤波成高质量的输出直流电压Uo，储能电感L1、L2、…、Ln中的高频脉动直流电流iL1、iL2、…、iLn经输入LC滤波器Li1-Ci1、Li2-Ci2、…、Lin-Cin后在输入直流电源Ui1、Ui2、…、Uin中可获得平滑的输入直流电流Ii1、Ii2、…、Iin，Sc1与Cc1、Sc2与Cc2、…、Scn与Ccn串联构成的n个有源箝位电路分别用来抑制高频变压器n个原边绕组的漏感阻碍储能电感L1、L2、…、Ln能量释放时所引起的电压尖峰。

[0034] 本发明的双隔离升压型多输入直流变换器，由于共用一个高频变压器和一个输出整流滤波电路，与传统的可再生能源分布式供电系统中输出端并联的多个单输入直流变换器电路结构存在重要的区别。因此，本发明所述变换器具有创造性，具有高频逆变电路之间以及输出与输入之间双隔离、变换效率高(意味着能量损耗小)、功率密度高(意味着体积、重量小)、输入电流纹波小、负载短路时可靠性高、成本低、应用前景广泛等优点，在大力倡导建设节能型、节约型社会的今天，更具有重要价值。

[0035] 双隔离升压型多输入直流变换器电路拓扑族实施例，如图7、8、9、10、11、12、13所示。图7为推挽全波式电路，图8为推挽桥式电路，图9为半桥全波式电路，图10为半桥桥式电路，图11为单端式电路，图12为全桥全波式电路，图13为全桥桥式电路。图11中的N31与Dc1、N32与Dc2、…、N3n与Dcn串联构成的支路，用来实现高频变压器T的磁复位。从高频逆变器侧看，推挽式、半桥式电路高频功率开关的电压应力为折算到原边的输出电压值的两倍(2UoN11/N2、2UoN12/N2、…、2UoN1n/N2)，全桥式电路高频功率开关的电压应力为折算到原边的输出电压值(UoN11/N2、UoN12/N2、…、UoN1n/N2)。从输出高频整流器看，全波式电路高频整流二极管的电压应力为两倍的输出电压值(2Uo)，变压器副边绕组利用率低；桥式电路高频整流二极管的电压应力为输出电压值(Uo)，变压器副边绕组利用率高。功率开关Sc1、Sc2、…、Scn的电压应力为折算到原边的输出电压值(UoN11/N2、UoN12/N2、…、UoN1n/N2)，仅在半桥全波式、半桥桥式电路中其电压应力为折算到原边的输出电压值与半个输入电压值之和(UoN11/N2+U11/2、UoN12/N2+Ui2/2、…、UoN1n/N2+Uin/2)。故推挽全波式、半桥全波式、全桥全波式电路适用于低压大电流输出变换场合，推挽桥式、半桥桥式、全桥桥式电路适用于高压小电流输出变换场合，而单端式电路高频功率开关S11、S21、…、Sn1的电压应力为折算到原边的输出电压值(UoN11/N2、UoN12/N2、…、UoN1n/N2)，高频功率开关S12、S22、…、Sn2的电压应力为折算到原边的输出电压值和折算到原边的输入电压值(UoN11/N2和UiN11/N31、UoN12/N2和UiN12/N31、…、UoN1n/N2和UiN1n/N3n)中的较大值，故适用于低压输入、低压输出变换场合。单端式、半桥式、推挽式和全桥式电路分别适用于小、中、大功率变换场合。该电路拓扑族适用于将多个共地或不共地、不稳定的输入直流电压变换成一个所需电压大小、稳定的、高质量的输出直流电压，可用来实现具有优良性能和广泛应用前景的新型可再生能源分布式供电系统中的多输入直流变换器，如光伏电池40-60VDC/360VDC、10kw质子交换膜燃料电池85-120V/360VDC、中小型户用风力发电24-36-48VDC/360VDC、大型风力发电1000VDC/360VDC等多输入源对直流负载供电。

[0036] 推挽全波式、推挽桥式、半桥全波式、半桥桥式双隔离升压型多输入直流变换器用来实现多种能源同时供电时，可采用n路占空比相同的电压瞬时值反馈控制二策略，其控制框图和控制原理波形分别如图14、15所示。将变换器的输出电压反馈信号Uof与基准正弦电压Ur进行比较其误差电压经比例积分调节器后得到了误差电压放大信号Ue，Ue与锯齿形载波 uc进行交截，得到了信号uhf。将uhf信号分别与uc的下降沿二分频信号usy及其反向信号 相或并经驱动电路1、2后，分别得到了功率开关S11、S21、…、Sn1和S12、S22、…、Sn2的驱动信号；uhf的反向信号经上升沿延时整形电路与驱动电路3后得到了功率开关Sc1、Sc2、…、Scn的驱动信号。

[0037] 单端式双隔离升压型多输入直流变换器，可用来实现多种能源同时或分时供电，可采用第1、2、…、n-1路输出功率固定和第n路补充负载所需的不足功率的主从式电压、电流瞬时值反馈控制策略，其控制框图和控制原理波形分别如图16、17所示。将变换器1、2、…、n-1的输入电流反馈信号Ii1f、Ii2f、…、Ii(n-1)f分别与基准电流Ii1r、Ii2r、…、Ii(n-1)r进行比较，其误差信号经比例积分调节器后得到了误差电流放大信号I1e、I2e、…、I(n-1)e，将变换器的输出电压反馈信号Uof与基准电压Ur进行比较，其误差信号经比例积分调节器后得到了误差电压放大信号Ue，I1e、I2e、…、I(n-1)e、Ue分别与锯齿形载波uc进行交截，得到了PWM信号uhf11、uhf21、…、uhfn1及其反向信号uhf12、uhf22、…、uhfn2。这些PWM信号及其反向信号经驱动电路11、21、…、n1及12、22、…、n2后分别得到了功率开关S11、S21、…、Sn1和S12、S22、…、Sn2的驱动信号，uhf12、uhf22、…、uhfn2经上升沿延时整形电路与驱动电路c1、c2、…、cn后分别得到了功率开关Sc1、Sc2、…、Scn的驱动信号。

[0038] 全桥全波式、全桥桥式双隔离升压型多输入直流变换器，可用来实现多种能源的同时或分时供电，可采用第1、2、…、n-1路输出功率固定和第n路补充负载所需的不足功率的主从式电压、电流瞬时值反馈控制策略，其控制框图和控制原理波形分别如图18、19所示。将变换器1、2、…、n-1的输入电流反馈信号Ii1f、Ii2f、…、Ii(n-1)f分别与基准电流Ii1r、Ii2r、…、Ii(n-1)r进行比较，其误差信号经比例积分调节器后得到了误差电流放大信号I1e、I2e、…、I(n-1)e，将变换器的输出电压反馈信号Uof与基准电压Ur进行比较，其误差信号经比例积分调节器后得到了误差电压放大信号Ue，I1e、I2e、…、I(n-1)e、Ue分别与锯齿形载波uc进行交截，得到了PWM信号uhf1、uhf2、…、uhfn。锯齿形载波uc经下降沿二分频电路后得到了信号usy及其反向信号 usy、 经驱动电路1、2后就分别得到了功率开关S12、S22、…、Sn2和S11、S21、…、Sn1的驱动信号；uhf1、uhf2、…、uhfn分别与信号usy相异或后得到了PWM信号uhf13、uhf23、…、uhfn3及其反向信号uhf14、uhf24、…、uhfn4，uhf13、uhf23、…、uhfn3及其反向信号uhf14、uhf24、…、uhfn4经驱动电路13、23、…、n3及14、24、…、n4后分别得到了功率开关S13、S23、…、Sn3和S14、S24、…、Sn4的驱动信号。uhf1、uhf2、…、uhfn的反向信号经上升沿延时整形、驱动电路c1、c2、…、cn后分别得到功率开关Sc1、Sc2、…、Scn的驱动信号。

[0039] 因此，当输入电压或负载变化时，通过调节基准电压Ur和基准电流Ii1r、Ii2r、…、Ii(n-1)r，即调节了误差电压信号Ue和误差电流信号I1e、I2e、…、I(n-1)e来改变占空比D或移相角θ，便可实现双隔离升压型多输入直流变换器输出电压、输入电流(输出功率)的稳定与调节。

[0040] 对于图7～10所示推挽全波式、推挽桥式、半桥全波式、半桥桥式电路而言，功率开关S11与S12、S21与S22、…、Sn1与Sn2的驱动信号相位相差180°、占空比相同且大于0.5，在TS/2内其共同导通时间为Tcom＝(Ts/2)·θ/180°(Ts为高频开关周期)，变换器占空比D1＝D2＝…＝Dn＝Tcom/(TS/2)＝θ/180°(0＜θ＜180°为共同导通时间所对应
的角度)；对于图11所示单端式电路而言，D1＝TON1/TS、D2＝TON2/TS、…、Dn＝TONn/TS分别为功率开关S11、S21、…、Sn1的占空比；对于图12、13所示全桥全波式、全桥桥式电路而言，所有功率开关占空比均为0.5，上桥臂功率开关驱动信号互为反相，下桥臂功率开关驱动信号互为反相，功率开关S14、S24、…、Sn4驱动信号相对于功率开关S11、S21、…、Sn1驱动信号和功率开关S13、S23、…、Sn3驱动信号相对于功率开关S12、S22、…、Sn2驱动信号的移相均分别为θ1、θ2、…、θn，变换器占空比D1＝Tcom1/(TS/2)＝θ1/180°、D2＝Tcom2/(TS/2)＝θ2/180°、…、Dn＝Tcomn/(TS/2)＝θn/180°(0＜θ1、θ2、…、θn＜180°为共同导通时间Tcom1、Tcom2、…、Tcomn所对应的角度)。