高频放大器

摘要

本发明提供一种高频放大器，该高频放大器对元件尺寸不同的两个放大元件进行并联连接，按照输出功率的大小对放大元件进行切换，特别设置了输出匹配电路，该输出匹配电路无论输出功率大时还是小时的任何情况下都匹配为特性阻抗(50欧姆)，并且提高从两个放大元件的输出侧的连接点看截止的放大元件的阻抗。结果是可以实现高输出、高效率的特性，另外，具有可以抑制被放大的信号转入到截止的放大元件侧的匹配电路的效果。

权利要求

1.一种高频放大器，包括：

第一放大元件，对从输入端子输入的高频信号进行放大；

第二放大元件，与所述第一放大元件并联连接，元件尺寸比所述第一放大元件小，对所述高频信号进行放大；

第一偏置控制电路，根据用于切换输出功率大的情况和小的情况的模式切换电压，使所述第一放大元件导通/截止；

第二偏置控制电路，根据所述模式切换电压，使所述第二放大元件导通/截止；以及输出匹配电路，与所述第一放大元件和第二放大元件的输出侧连接，所述输出匹配电路具有：

第一匹配电路，与所述第一放大元件的输出侧连接；

第二匹配电路，与所述第二放大元件的输出侧连接；以及

第三匹配电路，在所述第一匹配电路和第二匹配电路的输出侧的连接点与输出端子之间连接，匹配为50欧姆，所述高频放大器的特征在于，

所述第一匹配电路包括：与所述第一放大元件的输出侧连接的第一高通滤波器型匹配电路以及与所述第一高通滤波器型匹配电路连接的串联电感器；

所述第二匹配电路包括：与所述第二放大元件的输出侧连接的第二高通滤波器型匹配电路；

在输出功率大时即在所述第一放大元件导通、所述第二放大元件截止时的从所述连接点看所述第一匹配电路的第一阻抗、与在输出功率小时即在所述第二放大元件导通、所述第一放大元件截止时的从所述连接点看所述第二匹配电路的第二阻抗大致相同；

在输出功率大时即在所述第一放大元件导通、所述第二放大元件截止时的从所述连接点看所述第二匹配电路的第二阻抗高于从所述连接点看所述第一匹配电路的第一阻抗；且在输出功率小时即在所述第二放大元件导通、所述第一放大元件截止时的从所述连接点看所述第一匹配电路的第一阻抗高于从所述连接点看所述第二匹配电路的第二阻抗。

2.根据权利要求1所述的高频放大器，其特征在于，所述输出匹配电路进一步具有开关，该开关连接在所述第二匹配电路与所述连接点之间，根据所述模式切换电压在输出功率大时断开，在输出功率小时导通。

3.根据权利要求1所述的高频放大器，其特征在于，还包括：与所述第二放大元件射地-基地连接的第三放大元件；

所述第二偏置控制电路根据所述模式切换电压，在输出功率大时使所述第三放大元件截止，在输出功率小时使所述第三放大元件导通。

4.根据权利要求1所述的高频放大器，其特征在于，还包括：第三放大元件，与所述第一放大元件的输入侧连接；

第四放大元件，与所述第二放大元件的输入侧连接；

第一级间匹配电路，在所述第三放大元件与所述第一放大元件之间连接；以及第二级间匹配电路，在所述第四放大元件与所述第二放大元件之间连接，所述第一偏置控制电路根据所述模式切换电压，使所述第一放大元件和第三放大元件导通/截止，所述第二偏置控制电路根据所述模式切换电压，使所述第二放大元件和第四放大元件导通/截止。

5.一种高频放大器，包括：

第一放大元件，对从输入端子输入的高频信号进行放大；

第二放大元件，与所述第一放大元件并联连接，元件尺寸比所述第一放大元件小，对所述高频信号进行放大；

第一偏置控制电路，根据用于切换输出功率大的情况和小的情况的模式切换电压，使所述第一放大元件导通/截止；

第二偏置控制电路，根据所述模式切换电压，使所述第二放大元件导通/截止；以及输出匹配电路，与所述第一放大元件和第二放大元件的输出侧连接，所述输出匹配电路具有：

第一匹配电路，与所述第一放大元件的输出侧连接；

第二匹配电路，与所述第二放大元件的输出侧连接；以及

第三匹配电路，在所述第一匹配电路和第二匹配电路的输出侧的连接点与输出端子之间连接，匹配为50欧姆，所述高频放大器的特征在于，

所述第一匹配电路包括：与所述第一放大元件的输出侧连接的第一高通滤波器型匹配电路；

所述第二匹配电路包括：与所述第二放大元件的输出侧连接的串联电感器以及与所述串联电感器连接的第二高通滤波器型匹配电路；

在输出功率大时即在所述第一放大元件导通、所述第二放大元件截止时的从所述连接点看所述第一匹配电路的第一阻抗、与在输出功率小时即在所述第二放大元件导通、所述第一放大元件截止时的从所述连接点看所述第二匹配电路的第二阻抗大致相同；

在输出功率大时即在所述第一放大元件导通、所述第二放大元件截止时的从所述连接点看所述第二匹配电路的第二阻抗高于从所述连接点看所述第一匹配电路的第一阻抗；且在输出功率小时即在所述第二放大元件导通、所述第一放大元件截止时的从所述连接点看所述第一匹配电路的第一阻抗高于从所述连接点看所述第二匹配电路的第二阻抗。

6.根据权利要求5所述的高频放大器，其特征在于，所述输出匹配电路进一步具有开关，该开关连接在所述第二匹配电路与所述连接点之间，根据所述模式切换电压在输出功率大时断开，在输出功率小时导通。

7.根据权利要求5所述的高频放大器，其特征在于，还包括：与所述第二放大元件射地-基地连接的第三放大元件；

所述第二偏置控制电路根据所述模式切换电压，在输出功率大时使所述第三放大元件截止，在输出功率小时使所述第三放大元件导通。

8.根据权利要求5所述的高频放大器，其特征在于，还包括：第三放大元件，与所述第一放大元件的输入侧连接；

第四放大元件，与所述第二放大元件的输入侧连接；

第一级间匹配电路，在所述第三放大元件与所述第一放大元件之间连接；以及第二级间匹配电路，在所述第四放大元件与所述第二放大元件之间连接，所述第一偏置控制电路根据所述模式切换电压，使所述第一放大元件和第三放大元件导通/截止，所述第二偏置控制电路根据所述模式切换电压，使所述第二放大元件和第四放大元件导通/截止。

9.一种高频放大器，包括：

第一放大元件，对从输入端子输入的高频信号进行放大；

第二放大元件，与所述第一放大元件并联连接，元件尺寸比所述第一放大元件小，对所述高频信号进行放大；

第一偏置控制电路，根据用于切换输出功率大的情况和小的情况的模式切换电压，使所述第一放大元件导通/截止；

第二偏置控制电路，根据所述模式切换电压，使所述第二放大元件导通/截止；以及输出匹配电路，与所述第一放大元件和第二放大元件的输出侧连接，所述输出匹配电路具有：

第一匹配电路，与所述第一放大元件的输出侧连接；

第二匹配电路，与所述第二放大元件的输出侧连接；以及

第三匹配电路，在所述第一匹配电路和第二匹配电路的输出侧的连接点与输出端子之间连接，匹配为50欧姆，所述高频放大器的特征在于，

所述第一匹配电路包括：与所述第一放大元件的输出侧连接的低通滤波器型匹配电路以及与所述低通滤波器型匹配电路连接的第一串联电感器；

所述第二匹配电路包括：与所述第二放大元件的输出侧连接的高通滤波器型匹配电路以及与所述高通滤波器型匹配电路连接的第二串联电感器；

在输出功率大时即在所述第一放大元件导通、所述第二放大元件截止时的从所述连接点看所述第一匹配电路的第一阻抗、与在输出功率小时即在所述第二放大元件导通、所述第一放大元件截止时的从所述连接点看所述第二匹配电路的第二阻抗大致相同；

在输出功率大时即在所述第一放大元件导通、所述第二放大元件截止时的从所述连接点看所述第二匹配电路的第二阻抗高于从所述连接点看所述第一匹配电路的第一阻抗；且在输出功率小时即在所述第二放大元件导通、所述第一放大元件截止时的从所述连接点看所述第一匹配电路的第一阻抗高于从所述连接点看所述第二匹配电路的第二阻抗。

10.根据权利要求9所述的高频放大器，其特征在于，所述低通滤波器型匹配电路与所述第一放大元件的输出侧连接，第三串联电感器和第一并联电容器的电路以两级构成。

11.根据权利要求10所述的高频放大器，其特征在于，所述低通滤波器型匹配电路还包括：在所述第一放大元件的输出侧与所述两级的电路之间连接的第二并联电容器。

12.根据权利要求9所述的高频放大器，其特征在于，所述输出匹配电路进一步具有开关，该开关连接在所述第二匹配电路与所述连接点之间，根据所述模式切换电压在输出功率大时断开，在输出功率小时导通。

13.根据权利要求9所述的高频放大器，其特征在于，还包括：与所述第二放大元件射地-基地连接的第三放大元件；

所述第二偏置控制电路根据所述模式切换电压，在输出功率大时使所述第三放大元件截止，在输出功率小时使所述第三放大元件导通。

14.根据权利要求9所述的高频放大器，其特征在于，还包括：第三放大元件，与所述第一放大元件的输入侧连接；

第四放大元件，与所述第二放大元件的输入侧连接；

第一级间匹配电路，在所述第三放大元件与所述第一放大元件之间连接；以及第二级间匹配电路，在所述第四放大元件与所述第二放大元件之间连接，所述第一偏置控制电路根据所述模式切换电压，使所述第一放大元件和第三放大元件导通/截止，所述第二偏置控制电路根据所述模式切换电压，使所述第二放大元件和第四放大元件导通/截止。

15.一种高频放大器，包括：

第一放大元件，对从输入端子输入的高频信号进行放大；

第二放大元件，与所述第一放大元件并联连接，元件尺寸比所述第一放大元件小，对所述高频信号进行放大；

第一偏置控制电路，根据用于切换输出功率大的情况和小的情况的模式切换电压，使所述第一放大元件导通/截止；

第二偏置控制电路，根据所述模式切换电压，使所述第二放大元件导通/截止；以及输出匹配电路，与所述第一放大元件和第二放大元件的输出侧连接，所述输出匹配电路具有：

第一匹配电路，与所述第一放大元件的输出侧连接；

第二匹配电路，与所述第二放大元件的输出侧连接；以及

第三匹配电路，在所述第一匹配电路和第二匹配电路的输出侧的连接点与输出端子之间连接，匹配为50欧姆，所述高频放大器的特征在于，

所述第一匹配电路包括：与所述第一放大元件的输出侧连接的低通滤波器型匹配电路、与所述低通滤波器型匹配电路连接的第一高通滤波器型匹配电路以及与所述第一高通滤波器型匹配电路连接的第一串联电感器；

所述第二匹配电路包括：与所述第二放大元件的输出侧连接的第二高通滤波器型匹配电路以及与所述第二高通滤波器型匹配电路连接的第二串联电感器；

在输出功率大时即在所述第一放大元件导通、所述第二放大元件截止时的从所述连接点看所述第一匹配电路的第一阻抗、与在输出功率小时即在所述第二放大元件导通、所述第一放大元件截止时的从所述连接点看所述第二匹配电路的第二阻抗大致相同；

在输出功率大时即在所述第一放大元件导通、所述第二放大元件截止时的从所述连接点看所述第二匹配电路的第二阻抗高于从所述连接点看所述第一匹配电路的第一阻抗；且在输出功率小时即在所述第二放大元件导通、所述第一放大元件截止时的从所述连接点看所述第一匹配电路的第一阻抗高于从所述连接点看所述第二匹配电路的第二阻抗。

16.根据权利要求15所述的高频放大器，其特征在于，所述输出匹配电路进一步具有开关，该开关连接在所述第二匹配电路与所述连接点之间，根据所述模式切换电压在输出功率大时断开，在输出功率小时导通。

17.根据权利要求15所述的高频放大器，其特征在于，还包括：与所述第二放大元件射地-基地连接的第三放大元件；

所述第二偏置控制电路根据所述模式切换电压，在输出功率大时使所述第三放大元件截止，在输出功率小时使所述第三放大元件导通。

18.根据权利要求15所述的高频放大器，其特征在于，还包括：第三放大元件，与所述第一放大元件的输入侧连接；

第四放大元件，与所述第二放大元件的输入侧连接；

第一级间匹配电路，在所述第三放大元件与所述第一放大元件之间连接；以及第二级间匹配电路，在所述第四放大元件与所述第二放大元件之间连接，所述第一偏置控制电路根据所述模式切换电压，使所述第一放大元件和第三放大元件导通/截止，所述第二偏置控制电路根据所述模式切换电压，使所述第二放大元件和第四放大元件导通/截止。

说明书

高频放大器

技术领域

[0001] 本发明涉及一种高频放大器，对尺寸不同的两个放大元件进行并联连接，按照输出功率的大小对放大元件进行切换，特别涉及一种输出匹配电路，无论输出功率大小的任何情况下都匹配为特性阻抗(50欧姆)，使从两个放大元件的输出侧的连接点看截止(OFF)的放大元件的阻抗提高。

背景技术

[0002] 高频放大器一般具有随着输出电平趋近于饱和电平而效率增高的特性。反言之，存在输出电平低时效率低的问题。例如，在具有宽动态范围的输出功率的系统中使用了高频放大器时，由于低输出时的效率降低，所以提高低输出时的效率成为课题。

[0003] 现有的高频放大器，例如，像非专利文献1的高频放大器这样对尺寸不同的放大器进行并联连接，并以当输出电平大时使大尺寸的放大器动作、当输出电平小时使小放大器动作的方式，按照输出电平对放大器进行切换，从而致力于提高低输出时的效率。

[0004] 另外，在专利文献1中，作为对放大器的尺寸进行切换的方法，使用由晶体管构成的开关。

[0005] 另外，在专利文献2中，公开了一种输出匹配电路，对放大器进行了切换时，放大器的输出阻抗在任何情况下都被匹配为特性阻抗50欧姆(Ω)。

[0006] 另外，在专利文献3中，公开了通过控制放大器的集电极电压来提高低输出时的效率的办法。另外，公开了在改变放大器的尺寸时，同时利用开关改变输出匹配电路来提高低输出时的效率的办法。

[0007] 另外，在专利文献4中，公开了对放大器的尺寸进行切换时，利用开关对输出匹配电路进行切换来提高低输出时的效率的办法。

[0008] 而且，在专利文献5中，公开了在利用输出电平对两级放大器的尺寸进行切换的放大器中，在放大器的级间设置开关，通过断开对要截止的放大器设置的开关来提高隔离，抑制振荡的办法。

[0009] 专利文献1：日本特开2000-278109号公报

[0010] 专利文献2：日本特开2003-046340号公报

[0011] 专利文献3：日本特开2002-353751号公报

[0012] 专利文献4：日本特开2004-134823号公报

[0013] 专利文献5：日本特开2003-087059号公报

[0014] 非 专 利 文 献 1：J.H.Kim，etc.，“A Power Efficient W-CDMA SmartPower Amplifier With Emitter Area Adjusted For Output PowerLevels”，2004 IEEE International Microwave Symposium(MTT-S)Digest，pp.1165-1168.

[0015] 在非专利文献1和专利文献1的现有的高频放大器中存在以下问题，即由于针对两个放大器的匹配电路是同一匹配电路，所以通过放大器的切换，输出的负载阻抗并不是最佳，特性劣化。另外，存在以下问题，即截止的放大器的阻抗产生影响从而导致输出匹配电路的损失增大，输出功率、效率等的特性劣化。而且，还存在以下问题，即由于截止的放大器的隔离不充分，所以有可能因转入到截止的放大器的高频信号而引起振荡。

[0016] 在专利文献2的现有的高频放大器中，示出了对放大器进行了切换时，任何情况下都匹配为输出的特性阻抗。但是，存在以下问题，即截止的放大器的阻抗产生影响从而导致输出匹配电路的损失增大，输出功率、效率等的特性劣化。而且，还存在以下问题，即由于截止的放大器的隔离不充分，所以有可能因转入到截止的放大器的高频信号而引起振荡。

[0017] 关于专利文献3和专利文献4，示出了对放大器进行了切换时，同时用开关对匹配电路也进行切换，从而在任何情况下都匹配为输出的特性阻抗。但是，存在以下问题，即由于使用开关所以导致电路尺寸变大，因开关的损失造成输出匹配电路的损失增大，输出功率、效率等的特性劣化。另外，存在以下问题，即截止的放大器的阻抗产生影响从而导致输出匹配电路的损失增大，输出功率、效率等的特性劣化。而且，还存在以下问题，即由于截止的放大器的隔离不充分，所以有可能因转入到截止的放大器的高频信号而引起振荡。

[0018] 在专利文献5的现有的高频放大器中，示出了由两级放大器构成要切换的放大器，在两级放大器的级间设置开关，当使放大器截止时开关也断开，从而能够充分获得隔离，防止因转入到截止的放大器的高频信号而引起的振荡。但是，存在由于设置开关所以电路尺寸变大的问题。另外，还存在以下问题，即对放大器进行了切换时，输出的负载阻抗并不是最佳，特性劣化。而且，还存在以下问题，截止的放大器的阻抗产生影响从而导致输出匹配电路的损失增大，输出功率、效率等的特性劣化。

发明内容

[0019] 本发明是为了解决上述问题而提出的，本发明的目的在于获得一种高频放大器，无论输出功率大时还是小时的任何情况下，都能够匹配为特性阻抗50欧姆(Ω)，能够实现高输出、高效率的特性。

[0020] 另外，获得一种高频放大器，能够抑制被放大的高频信号转入到截止的放大元件侧的匹配电路，能够降低输出匹配电路的损失，而且能够提高截止的放大元件侧的输出-输入之间的隔离，能够抑制因经由截止的放大元件的转入而引起的振荡。

[0021] 本发明的高频放大器设置：第一放大元件，对从输入端子输入的高频信号进行放大；第二放大元件，与所述第一放大元件并联连接，元件尺寸比所述第一放大元件小，对所述高频信号进行放大；第一偏置控制电路，根据用于切换输出功率大的情况和小的情况的模式切换电压，使所述第一放大元件导通/截止；第二偏置控制电路，根据所述模式切换电压，使所述第二放大元件导通/截止；以及输出匹配电路，与所述第一放大元件和第二放大元件的输出侧连接，所述输出匹配电路具有：第一匹配电路，与所述第一放大元件的输出侧连接；第二匹配电路，与所述第二放大元件的输出侧连接；以及第三匹配电路，在所述第一匹配电路和第二匹配电路的输出侧的连接点与输出端子之间连接，匹配为50欧姆，其中，所述第一匹配电路包括：与所述第一放大元件的输出侧连接的第一高通滤波器型匹配电路、以及与所述第一高通滤波器型匹配电路连接的串联电感器；所述第二匹配电路包括：与所述第二放大元件的输出侧连接的第二高通滤波器型匹配电路，其中，在输出功率大时即在所述第一放大元件导通、所述第二放大元件截止时的从所述连接点看所述第一匹配电路的第一阻抗、与在输出功率小时即在所述第二放大元件导通、所述第一放大元件截止时的从所述连接点看所述第二匹配电路的第二阻抗大致相同；在输出功率大时即在所述第一放大元件导通、所述第二放大元件截止时的从所述连接点看所述第二匹配电路的第二阻抗高于从所述连接点看所述第一匹配电路的第一阻抗；且在输出功率小时即在所述第二放大元件导通、所述第一放大元件截止时的从所述连接点看所述第一匹配电路的第一阻抗高于从所述连接点看所述第二匹配电路的第二阻抗。

[0022] 本发明的高频放大器，具有如下效果：无论输出功率大时还是小时的任何情况下，都能够匹配为特性阻抗50欧姆(Ω)，能够实现高输出、高效率的特性。另外，还具有以下效果：能够抑制被放大的信号转入到截止的放大元件侧的匹配电路，能够降低输出匹配电路的损失，而且能够提高截止的放大元件侧的输出-输入之间的隔离，能够抑制因经由截止的放大元件的转入而产生的振荡。

附图说明

[0023] 图1是表示本发明实施例1的高频放大器的结构的电路图；

[0024] 图2是用于说明史密斯圆图上的阻抗的图；

[0025] 图3是用于说明史密斯圆图上的阻抗的图；

[0026] 图4是表示本发明实施例1的高频放大器的输出匹配电路的阻抗的史密斯圆图；

[0027] 图5是表示本发明实施例2的高频放大器的结构的电路图；

[0028] 图6是表示本发明实施例2的高频放大器的输出匹配电路的阻抗的史密斯圆图；

[0029] 图7是表示本发明实施例3的高频放大器的结构的电路图；

[0030] 图8是表示本发明实施例3的高频放大器的输出匹配电路的阻抗的史密斯圆图；

[0031] 图9是表示本发明实施例4的高频放大器的结构的电路图；

[0032] 图10是表示本发明实施例4的高频放大器的输出匹配电路的阻抗的史密斯圆图；

[0033] 图11是表示本发明实施例5的高频放大器的结构的电路图；

[0034] 图12是表示本发明实施例5的高频放大器的输出匹配电路的阻抗的史密斯圆图；

[0035] 图13是表示本发明实施例6的高频放大器的结构的电路图；

[0036] 图14是表示本发明实施例7的高频放大器的结构的电路图；

[0037] 图15是表示本发明实施例8的高频放大器的结构的电路图。

具体实施方式

[0038] 下面对本发明实施例1至实施例8的高频放大器进行说明。

[0039] 实施例1

[0040] 参考图1至图4对本发明实施例1的高频放大器进行说明。图1是表示本发明实施例1的高频放大器的结构的电路图。此外，下面各图中，相同符号表示相同或相当部分。

[0041] 在图1中，本实施例1的高频放大器100设置有输入端子1、输出端子2、集电极(漏极)偏置端子4、基极(栅极)偏置设置端子5、以及模式切换端子6。

[0042] 另外，高频放大器100中设置有高输出时用末级放大元件(第一放大元件)11、低输出时用末级放大元件(第二放大元件)12、两个输入匹配电路13、输出匹配电路15、以及两个基极(栅极)偏置控制电路(第一和第二偏置控制电路)16。此外，两个基极(栅极)偏置控制电路16分别与电源端子28连接。

[0043] 输出匹配电路15中设置有第一匹配电路34、第二匹配电路35、以及第三匹配电路36。此外，第一和第二匹配电路34、35通过连接点29与第三匹配电路36连接。

[0044] 第一匹配电路34中设置有高通滤波器型匹配电路(第一高通滤波器型匹配电路)27、以及串联电感器25。另外，高通滤波器型匹配电路27中设置有由集电极(漏极)偏置线路23和旁路电容器24构成的短路短截线(short stub)、串联电容器17、以及并联电感器18。此外，旁路电容器24的一端和并联电感器18的一端分别与地线19连接。

[0045] 第二匹配电路35中设置有高通滤波器型匹配电路(第二高通滤波器型匹配电路)27。另外，高通滤波器型匹配电路27中设置有集电极(漏极)偏置施加用电感器26、旁路电容器24、以及串联电容器17。此外，旁路电容器24的一端与地线19连接。

[0046] 第三匹配电路36中设置有低通滤波器型匹配电路30。另外，低通滤波器型匹配电路30中设置有串联电感器25、以及并联电容器22。此外，并联电容器22的一端与地线19连接。

[0047] 这里，在对高频放大器的动作进行说明之前，对史密斯圆图(Smith chart)上的复数阻抗(Z＝R+jX)[Ω]进行说明。图2和图3是用于说明史密斯圆图上的阻抗的图。

[0048] 在图2中，X＝0的线LX0的上侧的半圆SCA上为电感性阻抗。即，当由X＝jωL＞0考虑为X＞0时为电感性阻抗。另外，X＝0的线LX0的下侧的半圆SCB上为电容性阻抗。即，当由X＝1/(jωC)＝-j/ωC＜0考虑为X＜0时为电容性阻抗。越向左走阻抗越低，左端的点ZA为Z＝0(R＝0、X＝0)。越向右走阻抗越高，右端的点ZB为Z＝∞(无穷大)(R＝∞、X＝0)。此外，Z＝∞的X严格来讲是X＝±∞，但为了方便设为X＝0。而且，左端的点ZA与右端的点ZB的中间的点ZC为Z＝50(欧姆)(R＝50、X＝0)。这个点ZC是大圆的中心。

[0049] 在图3中，在(a)所示的串联电容器Cs的情况下，如图(e)所示，串联电容器Cs越小，从右侧的端子看的阻抗Z_Cs在通过阻抗Z1和Z＝∞(ZB)的圆上越以逆时针方向移动。在(b)所示的串联电感器Ls的情况下，如图(e)所示，串联电感器Ls越大，从右侧的端子看的阻抗Z_Ls在通过阻抗Z1和Z＝∞(ZB)的圆上越以顺时针方向移动。在(c)所示的并联电容器Cp的情况下，如图(e)所示，并联电容器Cp越大，从右侧的端子看的阻抗Z_Cp在通过阻抗Z1和Z＝0(ZA)的圆上越以顺时针方向移动。在(d)所示的并联电感器Lp的情况下，如图(e)所示，并联电感器Lp越小，从右侧的端子看的阻抗Z_Lp在通过阻抗Z1和Z＝0(ZA)的圆上越以逆时针方向移动。

[0050] 下面，参考附图对本实施例1的高频放大器的动作进行说明。图4是表示本发明实施例1的高频放大器的输出匹配电路的阻抗的史密斯圆图。

[0051] 如图1所示，高频放大器100包括高输出时用末级放大元件11、低输出时用末级放大元件12、两个输入匹配电路13、输出匹配电路15、以及两个基极(栅极)偏置控制电路16。高输出时用末级放大元件11的元件尺寸大于低输出时用末级放大元件12的尺寸。

[0052] 放大元件11、12由异质结双极晶体管(HBT：HeterobipolarTransistor)、双极结晶体管(BJT：Bipolar Junction Transistor)等双极晶体管、或金属半导体场效应晶体管(MESFET：Metal-Semiconductor FET)、高电子迁移率晶体管(HEMT：HighElectron Mobility Transistor)等场效应晶体管(FET：Field EffectTransistor)等构成。

[0053] 施加于集电极(漏极)偏置端子4的集电极偏压，从旁路电容器24侧经由集电极(漏极)偏置线路23被提供给高输出时用末级放大元件11。另外，施加于集电极(漏极)偏置端子4的集电极偏压，从旁路电容器24侧经由集电极(漏极)偏置施加用电感器26被提供给低输出时用末级放大元件12。这里，代替集电极(漏极)偏置线路23，也可以使用集电极(漏极)偏置施加用电感器26，反之亦可。即，代替集电极(漏极)偏置施加用电感器26，也可以使用集电极(漏极)偏置线路23。另外，集电极(漏极)偏置线路23和集电极(漏极)偏置施加用电感器26兼作为匹配元件。

[0054] 放大元件11或12的基极(栅极)偏压，从施加于基极(栅极)偏置设置端子5的电压通过基极(栅极)偏置控制电路16被提供。基极(栅极)偏置控制电路16中包含偏置电路，该偏置电路从施加于基极(栅极)偏置设置端子5的电压转换为对放大元件11或12施加的基极(栅极)电压。基极(栅极)偏置控制电路16的电源电压由电源端子28提供。

[0055] 基极(栅极)偏置控制电路16根据施加于模式切换端子6的、用于切换输出功率大的情况和小的情况的模式切换电压，设置高输出时用末级放大元件11的基极(栅极)电压，以在高频放大器100的输出功率大时，使高输出时用末级放大元件11导通。另外，基极(栅极)偏置控制电路16设置低输出时用末级放大元件12的基极(栅极)电压，以使低输出时用末级放大元件12截止。

[0056] 相反地，根据施加于模式切换端子6的模式切换电压，在高频放大器100的输出功率小时，基极(栅极)偏置控制电路16设置低输出时用末级放大元件12的基极(栅极)电压，以使低输出时用末级放大元件12导通。另外，基极(栅极)偏置控制电路16设置高输出时用末级放大元件11的基极(栅极)电压，以使高输出时用末级放大元件11截止。

[0057] 在高频放大器100的输出功率大时，从输入端子1输入的高频信号经由输入匹配电路13在高输出时用末级放大元件11中被放大。之后，通过第一匹配电路34匹配为放大元件11与高频放大器100的输入输出的特性阻抗50欧姆(Ω)之间的中间阻抗。之后，通过第三匹配电路36匹配为特性阻抗50欧姆(Ω)，并从输出端子2输出。

[0058] 如上所述，第一匹配电路34由高通滤波器型匹配电路27和串联电感器25构成。高通滤波器型匹配电路27包括由集电极(漏极)偏置线路23和旁路电容器24构成的短路短截线、串联电容器17、以及并联电感器18。另外，第三匹配电路36由低通滤波器型匹配电路30构成。低通滤波器型匹配电路30由串联电感器25和并联电容器22构成。

[0059] 这里，示出了第三匹配电路36为单级的梯形低通滤波器型匹配电路30的情况，但只要是能够将中间阻抗匹配为50欧姆(Ω)的匹配电路则可以是任何电路结构。因此，可以是多级的低通滤波器型匹配电路，也可以是单级或多级的高通滤波器型匹配电路，还可以是组合了低通滤波器型匹配电路与高通滤波器型匹配电路的匹配电路。

[0060] 在高频放大器100的输出功率小时，从输入端子1输入的高频信号经由输入匹配电路13在低输出时用末级放大元件12中被放大。之后，通过第二匹配电路35匹配为放大元件12与高频放大器100的输出输入的特性阻抗50欧姆(Ω)之间的中间阻抗。之后，通过第三匹配电路36匹配为特性阻抗50欧姆(Ω)，并从输出端子2输出。

[0061] 如上所述，第二匹配电路35由高通滤波器型匹配电路27构成。高通滤波器型匹配电路27包括由集电极(漏极)偏置施加用电感器26和旁路电容器24构成的电路、以及串联电容器17。

[0062] 此外，图1所示的电路主要使用集中常数元件构成，但也可以使用分布常数电路，串联电感器25也可以由串联线路构成，并联电容器22也可以由开路短截线(open stub)构成，并联电感器18也可以由短路短截线构成。

[0063] 这里，在第一匹配电路34和第二匹配电路35中，对从第一匹配电路34和第二匹配电路35的连接点29看的阻抗有要求。“第一个条件”是在输出功率大时即在高输出时用末级放大元件11导通、低输出时用末级放大元件12截止时的从连接点29看第一匹配电路34的阻抗(第一阻抗)、与在输出功率小时即在低输出时用末级放大元件12导通、高输出时用末级放大元件11截止时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗(第二阻抗)大致相同。据此，在按照输出功率的大小对放大元件11、12进行切换的任何情况下，高频放大器
100的输出阻抗Zout都能够通过第三匹配电路36匹配为50欧姆(Ω)。

[0064] “第二个条件”是在输出功率大时即在高输出时用末级放大元件11导通、低输出时用末级放大元件12截止时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗(第二阻抗)充分高于在输出功率小时的从连接点29看第一匹配电路34的阻抗(第一阻抗)。据此，由高输出时用末级放大元件11进行放大并经由第一匹配电路34流向连接点29的高频信号不会向第二匹配电路35这一方转入，而是经由第三匹配电路36从输出端子2输出。

[0065] 因此，在输出匹配电路15内，能够减小因高频信号向第二匹配电路35这一方转入而产生的损失，能够提高输出功率大时的输出功率、效率等的特性。同时，高频信号不向第二匹配电路35这一方转入，从而在输出功率大时，能够抑制由于由高输出时用末级放大元件11放大的高频信号经由截止的低输出时用末级放大元件12向输入侧反馈而产生的振荡。即，能够提高截止的低输出时用末级放大元件12侧的电路的输出-输入间的隔离，能够抑制振荡。

[0066] “第三个条件”是在输出功率小时即在低输出时用末级放大元件12导通、高输出时用末级放大元件11截止时的从连接点29看第一匹配电路34的阻抗(第一阻抗)充分高于在输出功率小时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗(第二阻抗)。据此，由低输出时用末级放大元件12进行放大并经由第二匹配电路35流向连接点29的高频信号不会向第一匹配电路34这一方转入，而是经由第三匹配电路36从输出端子2输出。

[0067] 因此，在输出匹配电路15内，能够减小因高频信号向第一匹配电路34这一方转入而产生的损失，能够提高输出功率小时的输出功率、效率等的特性。同时，高频信号不向第一匹配电路34这一方转入，从而在输出功率小时，能够抑制因由低输出时用末级放大元件12放大的高频信号经由截止的高输出时用末级放大元件11向输入侧反馈而产生的振荡。
即，能够提高截止的高输出时用末级放大元件11侧的电路的输出-输入间的隔离，能够抑制振荡。

[0068] 这里，对图1所示的高频放大器100的输出匹配电路15的动作进行说明。图4(a)和(b)用实线箭头示出了在输出功率大时和小时的从连接点29看第一匹配电路34侧的阻抗的轨迹，图4(c)和(d)用实线箭头示出了在输出功率大时和小时的从连接点29看第二匹配电路35侧的阻抗的轨迹。另外，将从连接点29至输出端子2的阻抗的轨迹也一并用虚线箭头示出。图4中的Zout1、Z11、Z12、Z13、Z14、Zout2、Z21、Z22、Z3、Zout分别是从图1的电路图上所示的位置看的阻抗。

[0069] 图4(a)是表示在输出功率大时的从连接点29看第一匹配电路34侧的阻抗的图；图4(b)是表示在输出功率小时的从连接点29看第一匹配电路34侧的阻抗的图；图4(c)是表示在输出功率大时的从连接点29看第二匹配电路35侧的阻抗的图；图4(d)是表示在输出功率小时的从连接点29看第二匹配电路35侧的阻抗的图。

[0070] 由图4(a)和(d)可知，在输出功率大时的从连接点29看第一匹配电路34的阻抗Z14与在输出功率小时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗Z22大致相等。因此，可以满足上述“第一个条件”。据此，在按照输出功率的大小对放大元件11、12进行切换的任何情况下，高频放大器100的输出阻抗Zout都能够通过第三匹配电路36匹配为50欧姆(Ω)。因此，无论输出功率大时还是小时，高频放大器100都能够实现高输出、高效率的特性。

[0071] 由图4(c)和(a)可知，在输出功率大时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗Z22充分高于在输出功率大时的从连接点29看第一匹配电路34的阻抗Z14。因此，可以满足上述“第二个条件”。据此，在输出匹配电路15内，能够减小因高频信号向第二匹配电路35这一方转入而产生的损失，在输出功率大时能够实现高输出、高效率的特性。同时，高频信号不向第二匹配电路35这一方转入，从而在输出功率大时，能够抑制由于由高输出时用末级放大元件11放大的高频信号经由截止的低输出时用末级放大元件12向输入侧反馈而产生的振荡。即，能够提高截止的低输出时用末级放大元件12侧的电路的输出-输入间的隔离，能够抑制振荡。

[0072] 这里，对提高在输出功率大时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗Z22的方法进行说明。如图4(c)所示，由于低输出时用末级放大元件12的截止时的输出阻抗Zout2处于电容性阻抗，所以第二匹配电路35可以通过使用集电极(漏极)偏置施加用电感器26、串联电容器17等的高通滤波器型的匹配元件来提高从连接点29看的阻抗Z22。如此，需要在第二匹配电路35的连接点29侧设置高通滤波器型匹配电路27。

[0073] 由图4(b)和(d)可知，在输出功率小时的从连接点29看第一匹配电路34的阻抗Z14充分高于在输出功率小时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗Z22。因此，可以满足上述“第三个条件”。据此，在输出匹配电路15内，能够减小因高频信号向第一匹配电路34这一方转入而产生的损失，在输出功率小时能够实现高输出、高效率的特性。同时，高频信号不向第一匹配电路34这一方转入，从而在输出功率小时，能够抑制由于由低输出时用末级放大元件12放大的高频信号经由截止的高输出时用末级放大元件11向输入侧反馈而产生的振荡。即，能够提高截止的高输出时用末级放大元件11侧的电路的输出-输入间的隔离，能够抑制振荡。

[0074] 这里，对提高在输出功率小时的从连接点29看第一匹配电路34的阻抗Z14的方法进行说明。如图4(b)所示，由于高输出时用末级放大元件11的截止时的输出阻抗Zout1处于电容性阻抗，所以第一匹配电路34可以通过设置高通滤波器型匹配电路27来提高从连接点29看的阻抗Z14，该高通滤波器型匹配电路27包括由集电极(漏极)偏置线路23和旁路电容器24构成的短路短截线、串联电容器17、并联电感器18等的高通滤波器型的匹配元件。利用高通滤波器型匹配电路27提高了阻抗时，成为电感性阻抗(Z13)，所以通过在最接近于连接点29的位置设置串联电感器25来进一步提高阻抗。如此，需要在第一匹配电路34的连接点29侧设置高通滤波器型匹配电路27和串联电感器25。

[0075] 根据本实施方式1，在图1所示的高频放大器100中，由于分别在高输出时用末级放大元件11的输出侧设置第一匹配电路34，在低输出时用末级放大元件12的输出侧设置第二匹配电路35，在它们的后级设置第三匹配电路36，所以无论输出功率大时还是小时的任何情况下，都能够匹配为特性阻抗50欧姆(Ω)，作为高频放大器能够实现高输出、高效率的特性。

[0076] 另外，由于无论输出功率大时还是小时的任何情况下，都能够使从连接点29看截止的放大元件侧的匹配电路的阻抗充分高于从连接点29看导通的放大元件侧的匹配电路的阻抗，所以能够抑制被放大的高频信号转入到截止的放大元件侧的匹配电路，能够降低输出匹配电路15的损失，作为高频放大器能够实现高输出、高效率的特性。而且，能够提高截止的放大元件侧的输出-输入之间的隔离，能够抑制因经由截止的放大元件的转入而产生的振荡。

[0077] 实施例2

[0078] 参考图5和图6对本发明实施例2的高频放大器进行说明。图5是表示本发明实施例2的高频放大器的结构的电路图。

[0079] 在图5中，本实施例2的高频放大器100设置有输入端子1、输出端子2、集电极(漏极)偏置端子4、基极(栅极)偏置设置端子5、以及模式切换端子6。

[0080] 另外，高频放大器100中设置有高输出时用末级放大元件(第一放大元件)11、低输出时用末级放大元件(第二放大元件)12、两个输入匹配电路13、输出匹配电路15、以及两个基极(栅极)偏置控制电路(第一和第二偏置控制电路)16。高输出时用末级放大元件11的元件尺寸大于低输出时用末级放大元件12的尺寸。此外，两个基极(栅极)偏置控制电路16分别与电源端子28连接。

[0081] 输出匹配电路15中设置有第一匹配电路34、第二匹配电路35、以及第三匹配电路36。此外，第一和第二匹配电路34、35通过连接点29与第三匹配电路36连接。

[0082] 第一匹配电路34中设置有高通滤波器型匹配电路(第一高通滤波器型匹配电路)27。另外，高通滤波器型匹配电路27中设置有由集电极(漏极)偏置线路23和旁路电容器24构成的短路短截线。此外，旁路电容器24的一端与地线19连接。

[0083] 第二匹配电路35中设置有串联电感器25和高通滤波器型匹配电路(第二高通滤波器型匹配电路)27。另外，高通滤波器型匹配电路27中设置有集电极(漏极)偏置施加用电感器26、旁路电容器24、以及串联电容器17。此外，旁路电容器24的一端与地线19连接。

[0084] 第三匹配电路36中设置有低通滤波器型匹配电路30。另外，低通滤波器型匹配电路30中设置有两级的串联电感器25和并联电容器22的电路。此外，两个并联电容器22的一端分别与地线19连接。

[0085] 图5所示的实施例2的高频放大器100与图1所示的实施例1的高频放大器100进行比较，不同之处在于：第一匹配电路34仅由高通滤波器型匹配电路27构成；以及高通滤波器型匹配电路27仅包括由集电极(漏极)偏置线路23和旁路电容器24构成的短路短截线。

[0086] 另外，不同之处在于第二匹配电路35由串联电感器25和高通滤波器型匹配电路27构成。

[0087] 而且，不同之处在于第三匹配电路36由两级的低通滤波器型匹配电路30构成。

[0088] 下面，参考附图对本实施例2的高频放大器的动作进行说明。图6是表示本发明实施例2的高频放大器的输出匹配电路的阻抗的史密斯圆图。

[0089] 关于高频放大器100的信号流、偏置的施加方法、以及对输出匹配电路15要求的条件，与上述实施例1同样，所以省略说明。

[0090] 对图5所示的高频放大器100的输出匹配电路15的动作进行说明。图6(a)和(b)用实线箭头示出了在输出功率大时和小时的从连接点29看第一匹配电路34侧的阻抗的轨迹，图6(c)和(d)用实线箭头示出了在输出功率大时和小时的从连接点29看第二匹配电路35侧的阻抗的轨迹。另外，从连接点29至输出端子2的阻抗的轨迹也一并用虚线箭头示出。图6中的Zout1、Z11、Zout2、Z21、Z22、Z23、Z3、Z4、Z5、Zout分别是从图5的电路图上所示的位置看的阻抗。

[0091] 图6(a)是表示在输出功率大时的从连接点29看第一匹配电路34的阻抗的图；图6(b)是表示在输出功率小时的从连接点29看第一匹配电路34的阻抗的图；图6(c)是表示在输出功率大时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗的图；图6(d)是表示在输出功率小时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗的图。

[0092] 由图6(a)和(d)可知，在输出功率大时的从连接点29看第一匹配电路34的阻抗(第一阻抗)Z11与在输出功率小时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗(第二阻抗)Z23大致相等。因此，可以满足上述“第一个条件”。据此，在按照输出功率的大小对放大元件11、12进行切换的任何情况下，高频放大器100的输出阻抗Zout都能够通过第三匹配电路36匹配为50欧姆(Ω)。因此，无论输出功率大时还是小时，高频放大器100都能够实现高输出、高效率的特性。

[0093] 由图6(c)和(a)可知，在输出功率大时的看第二匹配电路35的阻抗(第二阻抗)Z23充分高于在输出功率大时的从连接点29看第一匹配电路34的阻抗(第一阻抗)Z11。因此，可以满足上述“第二个条件”。据此，在输出匹配电路15内，能够减小因高频信号向第二匹配电路35这一方转入而产生的损失，在输出功率大时能够实现高输出、高效率的特性。同时，高频信号不向第二匹配电路35这一方转入，从而在输出功率大时，能够抑制由于由高输出时用末级放大元件11放大的高频信号经由截止的低输出时用末级放大元件12向输入侧反馈而产生的振荡。即，能够提高截止的低输出时用末级放大元件12侧的电路的输出-输入间的隔离，能够抑制振荡。

[0094] 这里，对提高在输出功率大时的看第二匹配电路35的阻抗Z23的方法进行说明。如图6(c)所示，由于低输出时用末级放大元件12的截止时的输出阻抗Zout2处于电容性阻抗，所以第二匹配电路35虽然在放大元件12的输出侧直接与串联电感器25连接，但其大小在阻抗处于电容性的范围内不能过大。在此基础上，可以通过使用集电极(漏极)偏置施加用电感器26、串联电容器17等的高通滤波器型的匹配元件来提高从连接点29看的阻抗Z23。如此，需要在第二匹配电路35的连接点29侧设置串联电感器25和高通滤波器型匹配电路27。

[0095] 由图6(b)和(d)可知，在输出功率小时的从连接点29看第一匹配电路34的阻抗(第一阻抗)Z11充分高于在输出功率小时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗(第二阻抗)Z23。因此，可以满足上述“第三个条件”。据此，在输出匹配电路15内，能够减小因高频信号向第一匹配电路34这一方转入而产生的损失，在输出功率小时能够实现高输出、高效率的特性。同时，高频信号不向第一匹配电路34这一方转入，从而在输出功率小时，能够抑制由于由低输出时用末级放大元件12放大的高频信号经由截止的高输出时用末级放大元件11向输入侧反馈而产生的振荡。即，能够提高截止的高输出时用末级放大元件11侧的电路的输出-输入间的隔离，能够抑制振荡。

[0096] 这里，对提高在输出功率小时的看第一匹配电路34的阻抗Z11的方法进行说明。如图6(b)所示，由于高输出时用末级放大元件11的截止时的输出阻抗Zout1处于电容性阻抗，所以第一匹配电路34可以通过设置由短路短截线构成的高通滤波器型匹配电路27来提高从连接点29看的阻抗Z11。该短路短截线由集电极(漏极)偏置线路23和旁路电容器24构成。即，第一匹配电路34在最接近于连接点29的位置设置高通滤波器型匹配电路27。

[0097] 另外，对本实施例2的高频放大器100与上述实施例1的高频放大器100进行比较，在输出功率大时成为导通的高输出时用末级放大元件11与输出端子2之间的匹配电路在实施例1中由一部分兼作为偏置电路的高通滤波器型匹配电路和低通滤波器型匹配电路构成，与此相对，在本实施例2中，除了偏置电路以外全部由低通滤波器型匹配电路构成。

[0098] 高通滤波器型匹配电路如果在低阻抗中使用并联的电感器，则会出现由电感器的寄生电阻造成的损失变大的问题。本实施例2的高频放大器100中，输出匹配电路15主要由低通滤波器型匹配电路构成，与实施例1的高频放大器100进行比较，输出功率大时的输出匹配电路15的损失降低，能够使高频放大器100进一步实现高输出、高效率。

[0099] 根据本实施例2，在图5所示的高频放大器100中，由于分别在高输出时用末级放大元件11的输出侧设置第一匹配电路34，在低输出时用末级放大元件12的输出侧设置第二匹配电路35，在它们的后级设置第三匹配电路36，所以无论输出功率大时还是小时的任何情况下，都能够匹配为特性阻抗50欧姆(Ω)，作为高频放大器能够实现高输出、高效率的特性。

[0100] 另外，由于无论输出功率大时还是小时的任何情况下，都能够使从连接点29看截止的放大元件侧的匹配电路的阻抗充分高于从连接点29看导通的放大元件侧的匹配电路的阻抗，所以能够抑制被放大的高频信号转入到截止的放大元件侧的匹配电路，能够降低输出匹配电路15的损失，作为高频放大器能够实现高输出、高效率的特性。而且，能够提高截止的放大元件侧的输出-输入之间的隔离，能够抑制因经由截止的放大元件的转入而产生的振荡。

[0101] 而且，在输出功率大时，高输出时用末级放大元件11导通时的输出匹配电路15主要由低通滤波器型匹配电路构成，所以输出功率大时的输出匹配电路15的损失降低，能够使高频放大器100进一步实现高输出、高效率。

[0102] 此外，本实施例2中所示的电路是主要使用集中常数元件而构成的，但串联电感器25也可以由串联线路构成，并联电容器22也可以由开路短截线构成，并联电感器也可以由短路短截线构成。放大元件11、12由异质结双极晶体管(HBT)构成，但也可以由其他的双极晶体管、或金属半导体场效应晶体管(MESFET)、高电子迁移率晶体管(HEMT)等场效应晶体管(FET)等构成。另外，代替集电极(漏极)偏置线路23，也可以使用集电极(漏极)偏置施加用电感器26，反之亦可。即，代替集电极(漏极)偏置施加用电感器26，也可以使用集电极(漏极)偏置线路23。另外，集电极(漏极)偏置线路23和集电极(漏极)偏置施加用电感器26兼作为匹配元件。

[0103] 实施例3

[0104] 参考图7和图8对本发明实施例3的高频放大器进行说明。图7是表示本发明实施例3的高频放大器的结构的电路图。

[0105] 在图7中，本实施例3的高频放大器100设置有输入端子1、输出端子2、集电极(漏极)偏置端子4、基极(栅极)偏置设置端子5、以及模式切换端子6。

[0106] 另外，高频放大器100中设置有高输出时用末级放大元件(第一放大元件)11、低输出时用末级放大元件(第二放大元件)12、两个输入匹配电路13、输出匹配电路15、以及两个基极(栅极)偏置控制电路(第一和第二偏置控制电路)16。高输出时用末级放大元件11的元件尺寸大于低输出时用末级放大元件12的尺寸。此外，两个基极(栅极)偏置控制电路16分别与电源端子28连接。

[0107] 输出匹配电路15中设置有第一匹配电路34、第二匹配电路35、以及第三匹配电路36。此外，第一和第二匹配电路34、35通过连接点29与第三匹配电路36连接。

[0108] 第一匹配电路34中设置有由集电极(漏极)偏置线路23和旁路电容器24构成的短路短截线、低通滤波器型匹配电路30、以及串联电感器(第一串联电感器)25。另外，低通滤波器型匹配电路30中设置有两级的串联电感器(第三串联电感器)25和并联电容器(第一并联电容器)22的电路。此外，旁路电容器24的一端和并联电容器22的一端与地线19连接。

[0109] 第二匹配电路35中设置有高通滤波器型匹配电路27和串联电感器(第二串联电感器)25。另外，高通滤波器型匹配电路27中设置有集电极(漏极)偏置施加用电感器26、旁路电容器24、以及串联电容器17。此外，旁路电容器24的一端与地线19连接。

[0110] 第三匹配电路36中设置有串联电容器17。

[0111] 图7所示的实施例3的高频放大器100与图1所示的实施例1的高频放大器100进行比较，不同之处在于：第一匹配电路34包括由集电极(漏极)偏置线路23和旁路电容器24构成的短路短截线、由两级的串联电感器25和并联电容器22的电路构成的低通滤波器型匹配电路30、以及串联电感器25。

[0112] 另外，不同之处在于第二匹配电路35由高通滤波器型匹配电路27和串联电感器25构成，其中，高通滤波器型匹配电路27包括由集电极(漏极)偏置施加用电感器26和旁路电容器24构成的电路、以及串联电容器17。

[0113] 而且，不同之处在于第三匹配电路36仅由串联电容器17构成。但是，关于第三匹配电路36，虽然在图7中仅由串联电容器17构成，但只要是能够将中间阻抗匹配为50欧姆(Ω)的匹配电路则可以是任何电路结构。第三匹配电路36也可以由基于串联电容器和串联电感器的电路构成。另外，与上述实施例1同样，可以由单级的低通滤波器型匹配电路30构成，也可以由多级的低通滤波器型匹配电路构成，还可以由单级或多级的高通滤波器型匹配电路构成，还可以由组合了低通滤波器型匹配电路和高通滤波器型匹配电路的匹配电路构成。

[0114] 下面，参考附图对本实施例3的高频放大器的动作进行说明。图8是表示本发明实施例3的高频放大器的输出匹配电路的阻抗的史密斯圆图。

[0115] 关于高频放大器100的信号流、偏置的施加方法、以及对输出匹配电路15要求的条件，与上述各实施例同样，所以省略说明。

[0116] 对图7所示的高频放大器100的输出匹配电路15的动作进行说明。图8(a)和(b)用实线箭头示出了在输出功率大时和小时的从连接点29看第一匹配电路34侧的阻抗的轨迹，图8(c)和(d)用实线箭头示出了在输出功率大时和小时的从连接点29看第二匹配电路35侧的阻抗的轨迹。另外，从连接点29至输出端子2的阻抗的轨迹也一并用虚线箭头示出。图8中的Zout1、Z11、Z12、Z13、Z14、Z15、Z16、Zout2、Z21、Z22、Z23、Zout分别是从图7的电路图上所示的位置看的阻抗。

[0117] 图8(a)是表示在输出功率大时的从连接点29看第一匹配电路34的阻抗的图；图8(b)是表示在输出功率小时的从连接点29看第一匹配电路34的阻抗的图；图8(c)是表示在输出功率大时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗的图；图8(d)是表示在输出功率小时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗的图。

[0118] 由图8(a)和(d)可知，在输出功率大时的从连接点29看第一匹配电路34的阻抗(第一阻抗)Z16与在输出功率小时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗(第二阻抗)Z23大致相等。因此，可以满足上述“第一个条件”。据此，在按照输出功率的大小对放大元件11、12进行切换的任何情况下，高频放大器100的输出阻抗Zout都能够通过第三匹配电路36匹配为50欧姆(Ω)。因此，无论输出功率大时还是小时，高频放大器100都能够实现高输出、高效率的特性。另外，由于阻抗Z16和Z23被匹配为大致50欧姆(Ω)，所以仅通过串联电容器17这样的简单的电路结构就能够匹配为50欧姆(Ω)。

[0119] 由图8(c)和(a)可知，在输出功率大时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗(第二阻抗)Z23充分高于在输出功率大时的从连接点29看第一匹配电路34的阻抗(第一阻抗)Z16。因此，可以满足上述“第二个条件”。据此，在输出匹配电路15内，能够减小因高频信号向第二匹配电路35这一方转入而产生的损失，在输出功率大时能够实现高输出、高效率的特性。同时，高频信号不向第二匹配电路35这一方转入，从而在输出功率大时，能够抑制由于由高输出时用末级放大元件11放大的高频信号经由截止的低输出时用末级放大元件12向输入侧反馈而产生的振荡。即，能够提高截止的低输出时用末级放大元件12侧的电路的输出-输入间的隔离，能够抑制振荡。

[0120] 这里，对提高在输出功率大时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗Z23的方法进行说明。如图8(c)所示，由于低输出时用末级放大元件12的截止时的输出阻抗Zout2处于电容性阻抗，所以可以通过使用集电极(漏极)偏置施加用电感器26、串联电容器17等的高通滤波器型的匹配元件来提高从连接点29看的阻抗Z23。在此基础上，由于阻抗Z22成为电感性阻抗，所以在第二匹配电路35中，在最接近于连接点29的位置设置串联电感器25。如此，需要在第二匹配电路35的连接点29侧设置高通滤波器型匹配电路27和串联电感器25。

[0121] 由图8(b)和(d)可知，在输出功率小时的从连接点29看第一匹配电路34的阻抗(第一阻抗)Z16充分高于在输出功率小时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗(第二阻抗)Z23。因此，可以满足上述“第三个条件”。据此，在输出匹配电路15内，能够减小因高频信号向第一匹配电路34这一方转入而产生的损失，在输出功率小时能够实现高输出、高效率的特性。同时，高频信号不向第一匹配电路34这一方转入，从而在输出功率小时，能够抑制由于由低输出时用末级放大元件12放大的高频信号经由截止的高输出时用末级放大元件11向输入侧反馈而产生的振荡。即，能够提高截止的高输出时用末级放大元件11侧的电路的输出-输入间的隔离，能够抑制振荡。

[0122] 这里，对提高在输出功率小时的从连接点29看第一匹配电路34的阻抗Z16的方法进行说明。如图8(b)所示，由于高输出时用末级放大元件11的截止时的输出阻抗Zout1处于电容性阻抗，所以第一匹配电路34可以通过设置短路短截线来提高从连接点29看的阻抗Z11。该短路短截线由集电极(漏极)偏置线路23和旁路电容器24构成。但是，为了高输出时用末级放大元件11导通时的匹配，在第一匹配电路34中设置有低通滤波器型匹配电路30。因此导致阻抗降低(Z12→Z13→Z14→Z15)。此时，由于阻抗Z15成为电感性阻抗，所以需要通过在最接近于连接点29的位置插入串联电感器25来提高阻抗(Z16)。如此，需要在第一匹配电路34的连接点29侧设置串联电感器25。

[0123] 另外，对本实施例3的高频放大器100与上述实施例1的高频放大器100进行比较，在输出功率大时导通的高输出时用末级放大元件11与输出端子2之间的匹配电路在实施例1中由一部分兼作为偏置电路的高通滤波器型匹配电路和低通滤波器型匹配电路构成，与此相对，在本实施例3中，除了偏置电路以外主要由低通滤波器型匹配电路构成。

[0124] 高通滤波器型匹配电路如果在低阻抗中使用并联的电感器，则会出现因电感器的寄生电阻造成的损失大的问题。本实施例3的高频放大器100中，输出匹配电路15主要采用低通滤波器型匹配电路的构成，与实施例1的高频放大器100进行比较，输出功率大时的输出匹配电路15的损失降低，能够使高频放大器100进一步实现高输出、高效率。

[0125] 根据本实施例3，在图7所示的高频放大器100中，由于分别在高输出时用末级放大元件11的输出侧设置第一匹配电路34，在低输出时用末级放大元件12的输出侧设置第二匹配电路35，在它们的后级设置第三匹配电路36，所以无论输出功率大时还是小时的任何情况下，都能够匹配为特性阻抗50欧姆(Ω)，作为高频放大器能够实现高输出、高效率的特性。

[0126] 另外，由于无论输出功率大时还是小时的任何情况下，都能够使从连接点29看截止的放大元件侧的匹配电路的阻抗充分高于从连接点29看导通的放大元件侧的匹配电路的阻抗，所以能够抑制被放大的高频信号转入到截止的放大元件侧的匹配电路，能够降低输出匹配电路15的损失，作为高频放大器能够实现高输出、高效率的特性。而且，能够提高截止的放大元件侧的输出-输入之间的隔离，能够抑制因经由截止的放大元件的转入而产生的振荡。

[0127] 而且，在输出功率大时，高输出时用末级放大元件11导通时的输出匹配电路15主要由低通滤波器型匹配电路构成，所以输出功率大时的输出匹配电路15的损失降低，能够使高频放大器100进一步实现高输出、高效率。

[0128] 此外，本实施例3中所示的电路主要使用集中常数元件而构成，但串联电感器25也可以由串联线路构成，并联电容器22也可以由开路短截线构成，并联电感器也可以由短路短截线构成。放大元件11、12由异质结双极晶体管(HBT)构成，但也可以由其他的双极晶体管、或金属半导体场效应晶体管(MESFET)、高电子迁移率晶体管(HEMT)等场效应晶体管(FET)等构成。另外，代替集电极(漏极)偏置线路23，也可以使用集电极(漏极)偏置施加用电感器26，反之亦可。即，代替集电极(漏极)偏置施加用电感器26，也可以使用集电极(漏极)偏置线路23。另外，集电极(漏极)偏置线路23和集电极(漏极)偏置施加用电感器26兼作为匹配元件。

[0129] 实施例4

[0130] 参考图9和图10对本发明实施例4的高频放大器进行说明。图9是表示本发明实施例4的高频放大器的结构的电路图。

[0131] 在图9中，本实施例4的高频放大器100设置有输入端子1、输出端子2、集电极(漏极)偏置端子4、基极(栅极)偏置设置端子5、以及模式切换端子6。

[0132] 另外，高频放大器100中设置有高输出时用末级放大元件(第一放大元件)11、低输出时用末级放大元件(第二放大元件)12、两个输入匹配电路13、输出匹配电路15、以及两个基极(栅极)偏置控制电路(第一和第二偏置控制电路)16。高输出时用末级放大元件11的元件尺寸大于低输出时用末级放大元件12的尺寸。此外，两个基极(栅极)偏置控制电路16分别与电源端子28连接。

[0133] 输出匹配电路15中设置有第一匹配电路34、第二匹配电路35、以及第三匹配电路36。此外，第一和第二匹配电路34、35通过连接点29与第三匹配电路36连接。

[0134] 第一匹配电路34中设置有由集电极(漏极)偏置线路23和旁路电容器24构成的短路短截线、低通滤波器型匹配电路30、以及串联电感器(第一串联电感器)25。另外，低通滤波器型匹配电路30中设置有并联电容器(第二并联电容器)22、以及两级的串联电感器(第三串联电感器)25和并联电容器(第一并联电容器)22的电路。此外，旁路电容器24的一端和并联电容器22的一端与地线19连接。

[0135] 第二匹配电路35中设置有高通滤波器型匹配电路27和串联电感器(第二串联电感器)25。另外，高通滤波器型匹配电路27中设置有集电极(漏极)偏置施加用电感器26、旁路电容器24、以及串联电容器17。此外，旁路电容器24的一端与地线19连接。

[0136] 第三匹配电路36中设置有串联电容器17。

[0137] 图9所示的实施例4的高频放大器100与图7所示的实施例3的高频放大器100进行比较，不同之处仅在于：在第一匹配电路34中的低通滤波器型匹配电路30中，在最接近于放大元件11的位置增加了并联电容器22。

[0138] 下面，参考附图对本实施例4的高频放大器的动作进行说明。图10是表示本发明实施例4的高频放大器的输出匹配电路的阻抗的史密斯圆图。

[0139] 关于高频放大器100的信号流、偏置的施加方法、以及对输出匹配电路15要求的条件，与上述各实施例同样，所以省略说明。

[0140] 对图9所示的高频放大器100的输出匹配电路15的动作进行说明。图10(a)和(b)用实线箭头示出了在输出功率大时和小时的从连接点29看第一匹配电路34侧的阻抗的轨迹，图10(c)和(d)用实线箭头示出了在输出功率大时和小时的从连接点29看第二匹配电路35侧的阻抗的轨迹。另外，从连接点29至输出端子2的阻抗的轨迹也一并用虚线箭头示出。图10中的Zout1、Z11、Z12、Z13、Z14、Z15、Z16、Z17、Zout2、Z21、Z22、Z23、Zout分别是从图9的电路图上所示的位置看的阻抗。

[0141] 图10(a)是表示在输出功率大时的从连接点29看第一匹配电路34的阻抗的图；图10(b)是表示在输出功率小时的从连接点29看第一匹配电路34的阻抗的图；图10(c)是表示在输出功率大时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗的图；图10(d)是表示在输出功率小时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗的图。

[0142] 由图10(a)和(d)可知，在输出功率大时的从连接点29看第一匹配电路34的阻抗(第一阻抗)Z17、与在输出功率小时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗(第二阻抗)Z23大致相等。另外，阻抗Z17与Z23被匹配为大致50欧姆(Ω)。基于在低通滤波器型匹配电路30的最接近于高输出时用末级放大元件11的位置新增加的并联电容器22的阻抗的轨迹，由于阻抗低所以从Z11到Z12减小。由此可知，即使新增加并联电容器22，也可以毫无问题地进行匹配。因此，可以满足上述“第一个条件”。据此，在按照输出功率的大小对放大元件11、12进行切换的任何情况下，高频放大器100的输出阻抗Zout都能够通过第三匹配电路36匹配为50欧姆(Ω)。因此，无论输出功率大时还是小时，高频放大器100都能够实现高输出、高效率的特性。

[0143] 由图10(c)和(a)可知，在输出功率大时的看第二匹配电路35的阻抗(第二阻抗)Z23充分高于在输出功率大时的从连接点29看第一匹配电路34的阻抗(第一阻抗)Z17。因此，可以满足上述“第二个条件”。据此，在输出匹配电路15内，能够减小因高频信号向第二匹配电路35这一方转入而产生的损失，在输出功率大时能够实现高输出、高效率的特性。同时，高频信号不向第二匹配电路35这一方转入，从而在输出功率大时，能够抑制由于由高输出时用末级放大元件11放大的高频信号经由截止的低输出时用末级放大元件12向输入侧反馈而产生的振荡。即，能够提高截止的低输出时用末级放大元件12侧的电路的输出-输入间的隔离，能够抑制振荡。

[0144] 这里，对提高在输出功率大时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗Z23的方法进行说明。如图10(c)所示，由于低输出时用末级放大元件12的截止时的输出阻抗Zout2处于电容性阻抗，所以第二匹配电路35可以通过使用集电极(漏极)偏置施加用电感器26、串联电容器17等的高通滤波器型的匹配元件来提高从连接点29看的阻抗。在此基础上，由于阻抗Z22成为电感性，所以在最接近于连接点29位置设置串联电感器25。如此，需要在第二匹配电路35的连接点29侧设置高通滤波器型匹配电路27和串联电感器25。

[0145] 由图10(b)和(d)可知，在输出功率小时的从连接点29看第一匹配电路34的阻抗(第一阻抗)Z17充分高于在输出功率小时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗(第二阻抗)Z23。通过在低通滤波器型匹配电路30的最接近于高输出时用末级放大元件11的位置插入新增加的并联电容器22，从而与没有插入的图8(b)的情况进行比较，可以提高从连接点29看第一匹配电路34的阻抗Z17。因此，可以满足上述“第三个条件”。据此，在输出匹配电路15内，能够减小因高频信号向第一匹配电路34这一方转入而产生的损失，在输出功率小时能够实现高输出、高效率的特性。同时，高频信号不向第一匹配电路34这一方转入，从而在输出功率小时，能够抑制由于由低输出时用末级放大元件12放大的高频信号经由截止的高输出时用末级放大元件11向输入侧反馈而产生的振荡。即，能够提高截止的高输出时用末级放大元件11侧的电路的输出-输入间的隔离，能够抑制振荡。

[0146] 这里，对提高在输出功率小时的从连接点29看第一匹配电路34的阻抗Z17的方法进行说明。如图10(b)所示，由于高输出时用末级放大元件11的截止时的输出阻抗Zout1处于电容性阻抗，所以第一匹配电路34可以通过设置短路短截线来提高阻抗。该短路短截线由集电极(漏极)偏置线路23和旁路电容器24构成。但是，为了高输出时用末级放大元件11导通时的匹配而设置了低通滤波器型匹配电路30，因此导致阻抗降低。此时，由于阻抗(Z16)成为电感性，所以需要通过在最接近于连接点29的位置插入串联电感器25来提高阻抗。

[0147] 另外，当对本实施例4的高频放大器100与上述实施例3的高频放大器100进行比较时，如上所述，在输出功率小时，通过在低通滤波器型匹配电路30的最接近于放大元件11的位置新插入并联电容器22，可以提高从连接点29看第一匹配电路34的阻抗Z17。因此，在输出功率小时，在输出匹配电路15内，能够进一步减小因高频信号向第一匹配电路34这一方转入而产生的损失，能够进一步提高输出功率小时的输出、效率。同时，高频信号不向第一匹配电路34这一方转入，从而在输出功率小时，能够进一步抑制由于由低输出时用末级放大元件12放大的高频信号经由截止的高输出时用末级放大元件11向输入侧反馈而产生的振荡。即，能够进一步提高截止的高输出时用末级放大元件11侧的电路的输出-输入间的隔离，能够进一步抑制振荡。

[0148] 根据本实施例4，在图9所示的高频放大器100中，由于分别在高输出时用末级放大元件11的输出侧设置第一匹配电路34，在低输出时用末级放大元件12的输出侧设置第二匹配电路35，在它们的后级设置第三匹配电路36，所以无论输出功率大时还是小时的任何情况下，都能够匹配为特性阻抗50欧姆(Ω)，作为高频放大器能够实现高输出、高效率的特性。

[0149] 另外，由于无论输出功率大时还是小时的任何情况下，都能够使从连接点29看截止的放大元件侧的匹配电路的阻抗充分高于从连接点29看导通的放大元件侧的匹配电路的阻抗，所以能够抑制被放大的高频信号转入到截止的放大元件侧的匹配电路，能够降低输出匹配电路15的损失，作为高频放大器能够实现高输出、高效率的特性。而且，能够提高截止的放大元件侧的输出-输入之间的隔离，能够抑制因经由截止的放大元件的转入而产生的振荡。

[0150] 而且，在输出功率大时，高输出时用末级放大元件11导通时的输出匹配电路15主要由低通滤波器型匹配电路构成，所以输出功率大时的输出匹配电路15的损失降低，能够使高频放大器100进一步实现高输出、高效率。

[0151] 而且，在输出功率小时，可以使从连接点29看第一匹配电路34的阻抗Z17变得更高，在输出匹配电路15内，能够进一步减小因高频信号向第一匹配电路34这一方转入而产生的损失，能够进一步提高输出功率小时的输出、效率。另外，能够进一步提高截止的高输出时用末级放大元件11侧的电路的输出-输入间的隔离，能够进一步抑制振荡。

[0152] 此外，本实施例4中所示的电路主要使用集中常数元件而构成，但串联电感器25也可以由串联线路构成，并联电容器22也可以由开路短截线构成，并联电感器也可以由短路短截线构成。放大元件11、12由异质结双极晶体管(HBT)构成，但也可以由其他的双极晶体管、或金属半导体场效应晶体管(MESFET)、高电子迁移率晶体管(HEMT)等场效应晶体管(FET)等构成。另外，代替集电极(漏极)偏置线路23，也可以使用集电极(漏极)偏置施加用电感器26，反之亦可。即，代替集电极(漏极)偏置施加用电感器26，也可以使用集电极(漏极)偏置线路23。另外，集电极(漏极)偏置线路23和集电极(漏极)偏置施加用电感器26兼作为匹配元件。

[0153] 实施例5

[0154] 参考图11和图12对本发明实施例5的高频放大器进行说明。图11是表示本发明实施例5的高频放大器的结构的电路图。

[0155] 在图11中，本实施例5的高频放大器100设置有输入端子1、输出端子2、集电极(漏极)偏置端子4、基极(栅极)偏置设置端子5、以及模式切换端子6。

[0156] 另外，高频放大器100中设置有高输出时用末级放大元件(第一放大元件)11、低输出时用末级放大元件(第二放大元件)12、两个输入匹配电路13、输出匹配电路15、以及两个基极(栅极)偏置控制电路(第一和第二偏置控制电路)16。高输出时用末级放大元件11的元件尺寸大于低输出时用末级放大元件12的尺寸。此外，两个基极(栅极)偏置控制电路16分别与电源端子28连接。

[0157] 输出匹配电路15中设置有第一匹配电路34、第二匹配电路35、以及第三匹配电路36。此外，第一和第二匹配电路34、35通过连接点29与第三匹配电路36连接。

[0158] 第一匹配电路34中设置有由集电极(漏极)偏置线路23和旁路电容器24构成的短路短截线、低通滤波器型匹配电路30、高通滤波器型匹配电路(第一高通滤波器型匹配电路)27、以及串联电感器(第一串联电感器)25。另外，低通滤波器型匹配电路30中设置有串联电感器25和并联电容器22。高通滤波器型匹配电路27中设置有串联电容器17和并联电感器18。此外，旁路电容器24的一端、并联电容器22的一端、和并联电感器18的一端与地线19连接。

[0159] 第二匹配电路35中设置有高通滤波器型匹配电路(第二高通滤波器型匹配电路)27和串联电感器(第二串联电感器)25。另外，高通滤波器型匹配电路27中设置有集电极(漏极)偏置施加用电感器26、旁路电容器24、串联电容器17、以及并联电感器18。此外，旁路电容器24的一端和并联电感器18的一端与地线19连接。

[0160] 第三匹配电路36中设置有串联电容器17。

[0161] 图11所示的实施例5的高频放大器100与图7所示的实施例3的高频放大器100进行比较，不同之处仅在于：第一匹配电路34包括由集电极(漏极)偏置线路23和旁路电容器24构成的短路短截线、由串联电感器25和并联电容器22构成的低通滤波器型匹配电路30、由串联电容器17和并联电感器18构成的高通滤波器型匹配电路27、以及串联电感器25。

[0162] 下面，参考附图对本实施例5的高频放大器的动作进行说明。图12是表示本发明实施例5的高频放大器的输出匹配电路的阻抗的史密斯圆图。

[0163] 关于高频放大器100的信号流、偏置的施加方法、以及对输出匹配电路15要求的条件，与上述各实施例同样，所以省略说明。

[0164] 对图11所示的高频放大器100的输出匹配电路15的动作进行说明。图12(a)和(b)用实线箭头示出了在输出功率大时和小时的从连接点29看第一匹配电路34侧的阻抗的轨迹，图12(c)和(d)用实线箭头示出了在输出功率大时和小时的从连接点29看第二匹配电路35侧的阻抗的轨迹。另外，从连接点29至输出端子2的阻抗的轨迹也一并用虚线箭头示出。图12中的Zout1、Z11、Z12、Z13、Z14、Z15、Z16、Zout2、Z21、Z22、Z23、Z24、Zout分别是从图11的电路图上所示的位置看的阻抗。

[0165] 图12(a)是表示在输出功率大时的从连接点29看第一匹配电路34的阻抗的图；图12(b)是表示在输出功率小时的从连接点29看第一匹配电路34的阻抗的图；图12(c)是表示在输出功率大时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗的图；图12(d)是表示在输出功率小时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗的图。

[0166] 由图12(a)和(d)可知，本实施例5的第一匹配电路34的结构与实施例3的第一匹配电路34不同，但在输出功率大时的从连接点29看第一匹配电路34的阻抗(第一阻抗)Z16、与在输出功率小时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗(第二阻抗)Z24大致相等。因此，可以满足上述“第一个条件”。据此，在按照输出功率的大小对放大元件11、12进行切换的任何情况下，高频放大器100的输出阻抗Zout都能够通过第三匹配电路36匹配为50欧姆(Ω)。因此，无论输出功率大时还是小时，高频放大器100都能够实现高输出、高效率的特性。

[0167] 由图12(c)和(a)可知，虽然本实施例5的第一匹配电路34的结构与实施例3的第一匹配电路34不同，但在输出功率大时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗(第二阻抗)Z24充分高于在输出功率大时的从连接点29看第一匹配电路34的阻抗(第一阻抗)Z16。因此，可以满足上述“第二个条件”。据此，在输出匹配电路15内，能够减小因高频信号向第二匹配电路35这一方转入而产生的损失，在输出功率大时能够实现高输出、高效率的特性。同时，高频信号不向第二匹配电路35这一方转入，从而在输出功率大时，能够抑制由于由高输出时用末级放大元件11放大的高频信号经由截止的低输出时用末级放大元件12向输入侧反馈而产生的振荡。即，能够提高截止的低输出时用末级放大元件12侧的电路的输出-输入间的隔离，能够抑制振荡。

[0168] 这里，对提高在输出功率大时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗Z24的方法进行说明。如图12(c)所示，由于低输出时用末级放大元件12的截止时的输出阻抗Zout2处于电容性阻抗，所以第二匹配电路35可以通过使用串联电容器17、并联电感器18等的高通滤波器型的匹配元件来提高从连接点29看的阻抗。在此基础上，由于阻抗(Z23)成为电感性，所以第二匹配电路35在最接近于连接点29的位置设置串联电感器25。如此，需要在第二匹配电路35的连接点29侧设置高通滤波器型匹配电路27和串联电感器25。

[0169] 由图12(b)和(d)可知，虽然本实施例5的第一匹配电路34的结构与实施例3的第一匹配电路34不同，但在输出功率小时的从连接点29看第一匹配电路34的阻抗(第一阻抗)Z16充分高于在输出功率小时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗(第二阻抗)Z24。因此，可以满足上述“第三个条件”。据此，在输出匹配电路15内，能够减小因高频信号向第一匹配电路34这一方转入而产生的损失，在输出功率小时能够实现高输出、高效率的特性。同时，高频信号不向第一匹配电路34这一方转入，从而在输出功率小时，能够抑制由于由低输出时用末级放大元件12放大的高频信号经由截止的高输出时用末级放大元件11向输入侧反馈而产生的振荡。即，能够提高截止的高输出时用末级放大元件11侧的电路的输出-输入间的隔离，能够抑制振荡。

[0170] 这里，对提高在输出功率小时的从连接点29看第一匹配电路34的阻抗Z16的方法进行说明。如图12(b)所示，由于高输出时用末级放大元件11的截止时的输出阻抗Zout1处于电容性阻抗，所以第一匹配电路34可以通过设置短路短截线来提高阻抗(Z11)。该短路短截线由集电极(漏极)偏置线路23和旁路电容器24构成。但是，由于为了高输出时用末级放大元件11导通时的匹配而设置了低通滤波器型匹配电路30，因此导致阻抗(Z13)降低，但由于该低通滤波器型匹配电路30是单级，所以阻抗成为电容性。因此，第一匹配电路34可以通过设置串联电容器17、并联电感器18等的高通滤波器型的匹配元件来提高从连接点29看的阻抗。在此基础上，由于阻抗成为电感性，所以第一匹配电路34在最接近于连接点29的位置设置串联电感器25。如此，需要在第一匹配电路34的连接点29侧设置高通滤波器型匹配电路27和串联电感器25。

[0171] 另外，对本实施例5的高频放大器100与上述实施例3的高频放大器100进行比较，在实施例3中低通滤波器型匹配电路30是两级结构，与此相对，在本实施例5中低通滤波器型匹配电路30是单级，且在靠近连接点29的位置设置有高通滤波器型匹配电路27来代替单级的低通滤波器型匹配电路，所以与图8(b)所示的实施例3进行比较，可以进一步提高在输出功率小时从连接点29看截止的高输出时用末级放大元件11侧的第一匹配电路34的阻抗Z16。因此，在输出功率小时，在输出匹配电路15内，能够进一步减小因高频信号向第一匹配电路34这一方转入而产生的损失，能够进一步提高输出功率小时的输出、效率。同时，高频信号不向第一匹配电路34这一方转入，从而在输出功率小时，能够进一步抑制由于由低输出时用末级放大元件12放大的高频信号经由截止的高输出时用末级放大元件11向输入侧反馈而产生的振荡。即，能够进一步提高截止的高输出时用末级放大元件11侧的电路的输出-输入间的隔离，进一步抑制振荡。

[0172] 根据本实施例5，在图11所示的高频放大器100中，由于分别在高输出时用末级放大元件11的输出侧设置第一匹配电路34，在低输出时用末级放大元件12的输出侧设置第二匹配电路35，在它们的后级设置第三匹配电路36，所以无论输出功率大时还是小时的任何情况下，都能够匹配为特性阻抗50欧姆(Ω)，作为高频放大器能够实现高输出、高效率的特性。

[0173] 另外，由于无论输出功率大时还是小时的任何情况下，可以使从连接点29看截止的放大元件侧的匹配电路的阻抗充分高于从连接点29看导通的放大元件侧的匹配电路的阻抗，所以能够抑制被放大的高频信号转入到截止的放大元件侧的匹配电路，能够降低输出匹配电路15的损失，作为高频放大器能够实现高输出、高效率的特性。而且，能够提高截止的放大元件侧的输出-输入之间的隔离，能够抑制经由截止的放大元件的转入而产生的振荡。

[0174] 而且，在输出功率小时，可以进一步提高从连接点29看第一匹配电路34的阻抗，在输出匹配电路15内，能够进一步减小因高频信号向第一匹配电路34这一方转入而产生的损失，能够进一步提高输出功率小时的输出、效率。另外，能够进一步提高截止的高输出时用末级放大元件11侧的电路的输出-输入间的隔离，能够进一步抑制振荡。

[0175] 此外，本实施例5中所示的电路主要使用集中常数元件构成，但串联电感器25也可以由串联线路构成，并联电容器22也可以由开路短截线构成，并联电感器也可以由短路短截线构成。放大元件11、12由异质结双极晶体管(HBT)构成，但也可以由其他的双极晶体管、或金属半导体场效应晶体管(MESFET)、高电子迁移率晶体管(HEMT)等场效应晶体管(FET)等构成。另外，代替集电极(漏极)偏置线路23，也可以使用集电极(漏极)偏置施加用电感器26，反之亦可。即，代替集电极(漏极)偏置施加用电感器26，也可以使用集电极(漏极)偏置线路23。而且，集电极(漏极)偏置线路23和集电极(漏极)偏置施加用电感器26兼作为匹配元件。

[0176] 实施例6

[0177] 参考图13对本发明实施例6的高频放大器进行说明。图13是表示本发明实施例6的高频放大器的结构的电路图。

[0178] 在图13中，本实施例6的高频放大器100设置有输入端子1、输出端子2、集电极(漏极)偏置端子4、基极(栅极)偏置设置端子5、以及模式切换端子6。

[0179] 另外，高频放大器100中设置有高输出时用末级放大元件(第一放大元件)11、低输出时用末级放大元件(第二放大元件)12、两个输入匹配电路13、输出匹配电路15、以及两个基极(栅极)偏置控制电路(第一和第二偏置控制电路)16。高输出时用末级放大元件11的元件尺寸大于低输出时用末级放大元件12的尺寸。此外，两个基极(栅极)偏置控制电路16分别与电源端子28连接。

[0180] 输出匹配电路15中设置有第一匹配电路34、第二匹配电路35、第三匹配电路36、以及开关31。此外，第一匹配电路34通过连接点29与第三匹配电路36连接，第二匹配电路35通过开关31和连接点29与第三匹配电路36连接。

[0181] 第一匹配电路34中设置有由集电极(漏极)偏置线路23和旁路电容器24构成的短路短截线、低通滤波器型匹配电路30、串联电感器(第一串联电感器)25。另外，低通滤波器型匹配电路30中设置有两级的串联电感器25和并联电容器22的电路。此外，旁路电容器24的一端和并联电容器22的一端与地线19连接。

[0182] 第二匹配电路35中设置有高通滤波器型匹配电路27和串联电感器(第二串联电感器)25。另外，高通滤波器型匹配电路27中设置有集电极(漏极)偏置施加用电感器26、旁路电容器24、和串联电容器17。此外，旁路电容器24的一端与地线19连接。

[0183] 第三匹配电路36中设置有串联电容器17。

[0184] 图13所示的高频放大器100与图7所示的高频放大器100进行比较，不同之处仅在于：在第二匹配电路35与连接点29之间设置有由二极管32构成的开关31。

[0185] 下面，参考附图对本实施例6的高频放大器的动作进行说明。

[0186] 仅对与图7所示的实施例3的高频放大器100不同的部分进行说明。本实施例6的高频放大器100中，在第二匹配电路34与连接点29之间设置有由二极管32构成的开关31。对于该开关31，根据施加于模式切换端子6的电压控制为在输出功率大时断开，在输出功率小时导通。

[0187] 因此，由于开关31变为断开，所以可以进一步提高在输出功率大时从连接点29看第二匹配电路35的阻抗。因此，在输出匹配电路15内，能够进一步减小因高频信号向第二匹配电路35这一方转入而产生的损失，在输出功率大时能够进一步实现高输出、高效率的特性。同时，高频信号不向第二匹配电路35这一方转入，从而在输出功率大时，能够进一步抑制由于由高输出时用末级放大元件11放大的高频信号经由截止的低输出时用末级放大元件12向输入侧反馈而产生的振荡。即，能够进一步提高截止的低输出时用末级放大元件12侧的电路的输出-输入间的隔离，能够进一步抑制振荡。

[0188] 根据本实施例6，图13的高频放大器100在图7的实施例3的高频放大器100的效果的基础上，在输出功率大时，在输出匹配电路15内能够减小因高频信号向第二匹配电路35这一方转入而产生的损失，在输出功率大时能够进一步实现高输出、高效率的特性。同时，高频信号不向第二匹配电路35这一方转入，从而在输出功率大时，能够进一步抑制由于由高输出时用末级放大元件11放大的高频信号经由截止的低输出时用末级放大元件
12向输入侧反馈而产生的振荡。即，能够进一步提高截止的低输出时用末级放大元件12侧的电路的输出-输入间的隔离，能够进一步抑制振荡。

[0189] 本实施例6中说明了在对实施例3(图7)适用了由二极管32构成的开关31的情况，但对实施例1(图1)、实施例2(图5)、实施例4(图9)、实施例5(图11)适用的情况也具有同样的效果。另外，本实施例6中说明了作为开关31使用了二极管32的情况，但作为开关31也可以使用FET开关或机械式开关等开关。

[0190] 放大元件11、12由异质结双极晶体管(HBT)构成，但也可以由其他的双极晶体管、或金属半导体场效应晶体管(MESFET)、高电子迁移率晶体管(HEMT)等场效应晶体管(FET)等构成。另外，代替集电极(漏极)偏置线路23，也可以使用集电极(漏极)偏置施加用电感器26，反之亦可。即，代替集电极(漏极)偏置施加用电感器26，也可以使用集电极(漏极)偏置线路23。而且，集电极(漏极)偏置线路23和集电极(漏极)偏置施加用电感器26兼作为匹配元件。

[0191] 实施例7

[0192] 参考图14对本发明实施例7的高频放大器进行说明。图14是表示本发明实施例7的高频放大器的结构的电路图。

[0193] 在图14中，本实施例7的高频放大器100设置有输入端子1、输出端子2、集电极(漏极)偏置端子4、基极(栅极)偏置设置端子5、以及模式切换端子6。

[0194] 另外，高频放大器100中设置有高输出时用末级放大元件(第一放大元件)11、低输出时用末级放大元件(第二放大元件)12、两个输入匹配电路13、输出匹配电路15、两个基极(栅极)偏置控制电路(第一和第二偏置控制电路)16、以及基极(栅极)接地晶体管(第三放大元件)33。高输出时用末级放大元件11的元件尺寸大于低输出时用末级放大元件12的尺寸。此外，两个基极(栅极)偏置控制电路16分别与电源端子28连接。

[0195] 输出匹配电路15中设置有第一匹配电路34、第二匹配电路35、以及第三匹配电路36。此外，第一和第二匹配电路34、35通过连接点29与第三匹配电路36连接。

[0196] 第一匹配电路34中设置有由集电极(漏极)偏置线路23和旁路电容器24构成的短路短截线、低通滤波器型匹配电路30、和串联电感器(第一串联电感器)25。另外，低通滤波器型匹配电路30中设置有两级的串联电感器25和并联电容器22的电路。此外，旁路电容器24的一端和并联电容器22的一端与地线19连接。

[0197] 第二匹配电路35中设置有高通滤波器型匹配电路27和串联电感器(第二串联电感器)25。另外，高通滤波器型匹配电路27中设置有集电极(漏极)偏置施加用电感器26、旁路电容器24、以及串联电容器17。此外，旁路电容器24的一端与地线19连接。

[0198] 第三匹配电路36中设置有串联电容器17。

[0199] 图14所示的高频放大器100与图7所示的高频放大器100进行比较，不同之处仅在于：在低输出时用末级放大元件12的输出侧插入射地-基地(cascode)连接的基极(栅极)接地晶体管33。

[0200] 下面，参考附图对本实施例7的高频放大器的动作进行说明。

[0201] 仅对与图7所示的实施例3的高频放大器100不同的部分进行说明。在图14所示的实施例7的高频放大器100中，在低输出时用末级放大元件12的输出侧插入有基极(栅极)接地晶体管33。该基极(栅极)接地晶体管33的基极电压是由基极(栅极)偏置控制电路(第二偏置控制电压)16提供的。而且，基极(栅极)偏置控制电路16根据来自模式切换端子6的电压进行如下控制：在输出功率大时使基极(栅极)接地晶体管33截止，在输出功率小时使基极(栅极)接地晶体管33导通。

[0202] 因此，在输出功率大时，通过用被截止的基极(栅极)接地晶体管33来切断经由第二匹配电路35向低输出时用末级放大元件12这一方转入的信号，从而能够进一步抑制由于由高输出时用末级放大元件11放大的高频信号经由截止的低输出时用末级放大元件12向输入侧反馈而产生的振荡。即，能够进一步提高截止的低输出时用末级放大元件12侧的电路的输出-输入间的隔离，能够进一步抑制振荡。

[0203] 根据本实施例7，在图14所示的高频放大器100中，在图7的实施例3的高频放大器100的效果的基础上，在输出功率大时，用被截止的基极(栅极)接地晶体管33切断经由第二匹配电路35向低输出时用末级放大元件12这一方转入的信号，从而能够进一步抑制由于由高输出时用末级放大元件11放大的高频信号经由截止的低输出时用末级放大元件12向输入侧反馈而产生的振荡。即，能够进一步提高截止的低输出时用末级放大元件12侧的电路的输出-输入间的隔离，能够进一步抑制振荡。

[0204] 本实施例7中，说明了对图7的实施例3的高频放大器100适用了基极(栅极)接地晶体管33的情况，但对实施例1(图1)、实施例2(图5)、实施例4(图9)、实施例5(图11)、实施例6(图13)的高频放大器100适用的情况也具有同样的效果。

[0205] 放大元件11、12由异质结双极晶体管(HBT)构成，但也可以由其他的双极晶体管、或金属半导体场效应晶体管(MESFET)、高电子迁移率晶体管(HEMT)等场效应晶体管(FET)等构成。另外，代替集电极(漏极)偏置线路23，也可以使用集电极(漏极)偏置施加用电感器26，反之亦可。即，代替集电极(漏极)偏置施加用电感器26，也可以使用集电极(漏极)偏置线路23。而且，集电极(漏极)偏置线路23和集电极(漏极)偏置施加用电感器26兼作为匹配元件。

[0206] 实施例8

[0207] 参考图15对本发明实施例8的高频放大器进行说明。图15是表示本发明实施例8的高频放大器的结构的电路图。

[0208] 在图15中，本实施例8的高频放大器100设置有输入端子1、输出端子2、集电极(漏极)偏置端子4、基极(栅极)偏置设置端子5、以及模式切换端子6。

[0209] 另外，高频放大器100中设置有高输出时用末级放大元件(第一放大元件)11、低输出时用末级放大元件(第二放大元件)12、两个输入匹配电路13、输出匹配电路15、两个基极(栅极)偏置控制电路(第一和第二偏置控制电路)16、高输出时用前级放大元件(第三放大元件)8、低输出时用前级放大元件(第四放大元件)9、以及两个级间匹配电路(第一和第二级间匹配电路)14。高输出时用末级放大元件11的元件尺寸大于低输出时用末级放大元件12的尺寸。此外，两个基极(栅极)偏置控制电路16分别与电源端子28连接。

[0210] 输出匹配电路15中设置有第一匹配电路34、第二匹配电路35、以及第三匹配电路36。此外，第一和第二匹配电路34、35通过连接点29与第三匹配电路36连接。

[0211] 第一匹配电路34中设置有由集电极(漏极)偏置线路23和旁路电容器24构成的短路短截线、低通滤波器型匹配电路30、以及串联电感器(第一串联电感器)25。另外，低通滤波器型匹配电路30中设置有两级的串联电感器25和并联电容器22的电路。此外，旁路电容器24的一端和并联电容器22的一端与地线19连接。

[0212] 第二匹配电路35中设置有高通滤波器型匹配电路27和串联电感器(第二串联电感器)25。另外，高通滤波器型匹配电路27中设置有集电极(漏极)偏置施加用电感器26、旁路电容器24、以及串联电容器17。此外，旁路电容器24的一端与地线19连接。

[0213] 第三匹配电路36中设置有串联电容器17。

[0214] 图15所示的实施例8的高频放大器100与图7所示的实施例3的高频放大器100进行比较，不同之处仅在于：增加了高输出时用前级放大元件8、低输出时用前级放大元件9、以及两个级间匹配电路14，要切换的放大元件为两级结构。

[0215] 下面，参考附图对本实施例8的高频放大器的动作进行说明。

[0216] 仅对与图7所示的实施例3的高频放大器100不同的部分进行说明。对高输出时用前级放大元件8、低输出时用前级放大元件9的集电极(漏极)偏置是从集电极(漏极)偏置端子4经由级间匹配电路14提供的。对高输出时用前级放大元件8、低输出时用前级放大元件9的基极(栅极)偏置是分别由两个基极(栅极)偏置控制电路16提供的。

[0217] 根据本实施例8，在图15的高频放大器100中，在图7的实施例3的高频放大器100的效果的基础上，可以获得更高的增益。另外，考虑作为两级放大器时，在输出功率小时，不仅是末级放大元件12，前级放大元件9的尺寸也小，所以能够进一步降低功耗，实现更高效率的特性。

[0218] 在图15的实施例8的高频放大器100中，说明了对图7的实施例3的高频放大器100适用了两级放大元件的情况，但对实施例1(图1)、实施例2(图5)、实施例4(图9)、实施例5(图11)、实施例6(图13)、实施例7(图14)的高频放大器100适用的情况也具有同样的效果。

[0219] 放大元件11、12由异质结双极晶体管(HBT)构成，但也可以由其他的双极晶体管、或金属半导体场效应晶体管(MESFET)、高电子迁移率晶体管(HEMT)等场效应晶体管(FET)等构成。另外，代替集电极(漏极)偏置线路23，也可以使用集电极(漏极)偏置施加用电感器26，反之亦可。即，代替集电极(漏极)偏置施加用电感器26，也可以使用集电极(漏极)偏置线路23。而且，集电极(漏极)偏置线路23和集电极(漏极)偏置施加用电感器26兼作为匹配元件。