一种用于OFDM系统的联合编码调制分集的方法，该方法通过调制星座图的旋转和分量交织引入信号调制分集，藉由旋转调制和分量交织，将准备传输的数据扩散分布到不同分量上，使不同分量的数据各自在信道上独立衰落，增加信号空间分集的优势；再选择最优旋转角度，获取传输性能的最大提升；同时，引入OFDM频率分集和时频交织分集，从而能够更有效地提高系统性能。本发明是申请人对以前的发明专利申请《一种OFDM系统的信号分集的方法》(申请号为：2008102264831)的改进。将原来通过二维旋转调制获得分集技术对传输性能的提升和改进，扩展到多维旋转调制，从而能够更好地利用调制分集，再结合时间分集、频域分集来提高系统的性能。
1.一种用于正交频分OFDM系统的联合编码调制分集的方法，其特征在于，所述方法包括下列操作步骤：（1）发送端对发送数据进行初始化处理：根据设定的编码和调制方式对每个用户的发送数据分别进行编码和调制，再依照设定的旋转角度对调制后的所有用户的符号矢量块的I路同相分量和Q路正交分量进行四维旋转调制，然后对旋转调制后的符号矢量块进行存储；
（2）发送端按照设定的OFDM模式对存储器中的所有用户的符号矢量块分配OFDM时频资源，将每个用户的符号矢量块依次平均分布到每个OFDM符号中，再对OFDM符号中的每个用户的符号矢量块进行Q路交织处理；
（3）发送端根据预设的OFDM调制长度和逆快速傅里叶变换IFFT运算长度，分别对每个OFDM符号中不足IFFT运算长度的位长补零，再对补零后的每个OFDM符号进行包括IFFT运算和添加循环前缀CP的OFDM处理，然后发送数据；
（4）接收端接收数据后，先对该数据块符号进行去除CP和快速傅里叶变换FFT运算的解OFDM处理，再进行相位补偿和去零，然后对得到的OFDM符号依次进行Q路解交织、OFDM解时频资源分配、旋转解调和译码，得到所需的数据信息，其中，所述步骤（1）进一步包括下述操作内容：
（11）发送端先计算每次传输过程中所有用户发送的调制符号的总数G:G=OFDM_Num×OFDM_Length，式中，OFDM_Num是每次OFDM传输过程中发送的OFDM符号数，OFDM_Length是在每个OFDM符号内设置的调制符号数；再计算每个用户发送的调制符号数S：式中，P是发送端的用户总数；
（12）根据调制阶数M计算每个调制符号是由m个比特映射组成，即M＝2m，则m=log2M，计算每个用户的发送数据在编码后的码长N：N=S×m；再计算每个用户的发送数据在编码之前的信息比特位长K:K＝r×N，式中，码率r是取值范围为(0，1]的实数；
（13）对每个用户要发送的K比特信息进行编码，再将编码后的每个用户的码长N比特根据调制模式要求，确定对应的格雷映射星座图样后，进行对应的符号映射；并用符号矢量ui表示调制后的符号，则所有用户的发送数据在调制后的调制符号、即全部符号矢量组成的集合为u=(u1,u2，…,uG)，并称其为调制符号矢量块，式中，下标G为所有用户准备发送的调制符号的总数；
（14）采用旋转矩阵RM对调制后的符号矢量块进行四维旋转调制，获取调制分集增益：设旋转调制后的符号矢量块x为：x=(x1,x2,…,xG)，则该符号矢量块x中的每个符号矢量xi都满足下述公式：xi′＝RM×ui′；式中，ui是四维的行向量，表示旋转调制处理前的调制符号，ui′是ui的转置列向量；xi是四维的行向量，表示多维旋转调制后的调制符号，xi′是xi的转置列向量；RM是四阶的旋转矩阵，其每行或每列的平方和都为1，行向量或列向量之间满足正交性；
每个四维调制符号是由相邻的两个调制符号矢量的同相分量和正交分量所构成，即每次旋转调制处理两个相邻调制符号矢量各自的同相分量和正交分量；故设四维旋转调制处理前的两个调制符号矢量分别为A+Bj和C+Dj，经过四维旋转调制后的这两个调制符号矢量对应的值分别为X+Yj和Z+Wj时，则式中，
（15）将完成旋转调制处理后的符号矢量块x存入存储器。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述步骤（2）进一步包括下列操作内容：（21）发送端对所有用户的符号矢量块x，按照设定的集中式或分布式的OFDM模式分配OFDM时频资源，其中，时间资源是OFDM符号依次发送的时隙，频率资源是发送每个OFDM符号所占用的子载波带宽；也就是将每个OFDM符号中所包括的每个用户的调制符号的数量L设置为: 式中，OFDM_Length是每个OFDM符号内的调制符号数量，P是所有用户的总数，S是在每个用户每次传输发送的调制符号数，OFDM_Num是每次OFDM传输过程中发送的OFDM符号数；从而使得每个OFDM符号包括L×P个调制符号，其在频域上占据OFDM_Length个子载波带宽；且总共有OFDM_Num个OFDM符号，在时域上占据OFDM_Num个时隙；
（22）对OFDM符号中的每个用户的符号矢量块执行下述相应的Q路交织处理：调制符号矢量的时频交织、Q路频域交织和Q路时频二维交织器交织。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于：当发送端按照集中式OFDM模式进行Q路交织时，所述步骤（22）包括下列操作内容：（221）发送端对每个OFDM符号周期内同一用户的旋转调制后的符号矢量进行时频交织处理，时频交织规则为：把每个用户的旋转调制后的符号矢量按照逐行写入方式存储在格式的交织器后，再按照逐列方式取出，以通过该符号矢量的时频交织变换，减小每次旋转调制中两个相邻符号矢量间的时域和频域的相关性，式中，D为旋转调制的维数4；
（222）对每个OFDM符号周期内每个用户的时频交织后的符号矢量的Q路正交分量依序进行频域交织处理，频域交织规则是对每个OFDM符号内的属于同一用户的L个调制符号矢量一起处理：先将该L个符号矢量中、间隔为 的D个符号矢量的Q路分量设为一组，共有组；再将每组内的Q路分量依序向右循环移动一位，即Qf移动至 位置，而 移动至 位置， 则移动至 位置，相应地，最后一位Q路分量则移至Qf位置；然后再将I路同相分量和移位后的Q路正交分量合并组成新的符号矢量；
（223）按照设定的时频二维交织规则，对每个用户平均分布在各个OFDM符号内、每次发送的全部S个调制符号进行交织处理，使交织后的每个用户每次发送的该S个调制符号中的任何一个调制符号的正交分量与其同相分量在时间和频率上都尽可能地互不相关，即使正交分量与其同相分量的距离尽可能远；
当发送端按照分布式OFDM模式进行Q路交织时，先按照上述集中式OFDM模式的操作规则计算出步骤（22）结果后，再对集中式的计算结果在频域上按照步骤（21）的分布式频点分配方式将结果均匀扩展开来，时域的位置不变，而且，频域的相对位置也不变，只是改变了子载波频点的绝对位置。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于：所述时频二维交织规则为：将该同一用户的、在频域上间隔W个子载波带宽的调制符号设为一组，再假设选取两个序号为f1、f2的子载波，其中，f2=f1+W，W为两个子载波频点f1和f2的带宽间隔； 且设每个调制符号的Q路分量的位置坐标为（f,t），表示每个OFDM符号中的第f个调制符号位于频域上的第f个子载波频点和时域上的第t个OFDM符号内，自然数t是OFDM符号的序号，其最大值是OFDM_Num；先顺序选取调制符号的Q路分量，即先选取第1个OFDM符号内第f1个调制符号的Q路分量，再选取在时域上间隔 个OFDM符号的第 个OFDM符号内第f2个调制符号的Q路分量；接着选取第2个OFDM符号内第f1个调制符号的Q路分量，再选取在第 个OFDM符号内第f2个调制符号的Q路分量，继续选取第3个OFDM符号内第f1个调制符号的Q路分量，再选取第 个OFDM
符号内第f2个调制符号的Q路分量，依次类推，按照在时域上，从第1个OFDM符号选起，再选择与第1个OFDM符号相隔 个OFDM符号的第 个OFDM符号，然后再选择第2个OFDM符号，再选择与第2个OFDM符号相隔 个OFDM符号的第 个OFDM符号，依次类推，一直选择到第 个OFDM符号，再选择与第 个OFDM符号相隔 个OFDM符号的第（OFDM_Num）
个OFDM符号，在频域上，就是f1、f2交替选择；这样，在交织前，每个OFDM符号中的各个调制符号的Q路分量的位置坐标分别为：经过Q路分量 的时频二维交 织后，其所占 据的频域和 时域的位置坐 标恰好 是原有OFDM符 号的Q路 分量依 序向 右循环 移动一 位的 结果，即 为因此，经过时频二维交织后的I路分量和Q路分量的时间间隔最小为 约为OFDM
符号的时域长度OFDM_Num×Ts的一半，其中，Ts是OFDM符号的传输时间；频域间隔为相应的OFDM系统的频域长度的二分之一；从而使得计算复杂度低的时频二维交织能充分有效地利用OFDM系统的频率分集和时间分集，并与调制分集实现联合优化。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤（3）进一步包括下述操作内容：（31）分别对每个OFDM符号中不足IFFT运算长度的位长补零后，再对每个OFDM符号分别按照下述公式进行IFFT运算： 式中，N是子载波数，X(k)是设2
定调制模式下的复信号，x(n)为OFDM符号在时域的采样，虚数单位j的定义是：j=-1，k是OFDM符号中的符号矢量的序号，其取值范围为[0,N-1]的非负整数；
（32）对每个经过IFFT运算后的OFDM符号分别添加循环前缀CP，消除多径信道传输引起的符号间干扰；具体操作内容为：将每个OFDM符号尾部的μ个符号拷贝添加至该OFDM符号的前端，其中，μ是CP的长度；
（31）分别对每个OFDM符号中不足IFFT运算长度的位长补零后，再对每个OFDM符号分别按照下述公式进行IFFT运算： 式中，N是子载波数，X(k)是设2
定调制模式下的复信号，x(n)为OFDM符号在时域的采样，虚数单位j的定义是：j ＝-1，k是OFDM符号中的符号矢量的序号，其取值范围为[0,N-1]的非负整数；
（32）对每个经过IFFT运算后的OFDM符号分别添加循环前缀CP，消除多径信道传输引起的符号间干扰；具体操作内容为：将每个OFDM符号尾部的μ个符号拷贝添加至该OFDM符号的前端，其中，μ是CP的长度；
（41）接收端接收数据后，对其进行解OFDM处理：先对接收到的每个OFDM符号分别去除CP，即将接收到的每个OFDM符号分别删除其头部μ个符号；再对每个OFDM符号分别按照下述公式进行快速傅里叶变换FFT运算： 式中，N是子载波数，X(k)是设定调制模式下的复信号，x(n)为OFDM符号在时域的采样，虚数单位j的定义是：2
j=-1，k是OFDM符号中的符号矢量的序号，其取值范围为[0,N-1]的非负整数；然后，对变换后的OFDM符号进行存储；
（42）对变换后的OFDM符号进行相位补偿，以便根据信道估计值消除多径传输对数据的影响；相位补偿公式为： 式中，x(t)是每个OFDM符号中的符号矢量，h(t)、 和|h(t)|分别是信道估值，信道估值的共轭和模；
（43）对相位补偿后的每个OFDM符号进行除零，即删除步骤（31）为匹配IFFT运算长度的位长所添加的零，然后，将每个OFDM符号进行存储；
（44）按照四维旋转调制和步骤（21）选择的集中式或分布式的OFDM模式，对每个OFDM符号内的符号矢量进行相应的Q路解交织处理，即按照步骤（22）的对应规则进行逆向处理。
（45）继续进行OFDM解时频资源分配操作：将该步骤（21）分配在OFDM时频资源上的全部OFDM符号中的所有L×P个调制符号按照该步骤的逆向操作顺序，重新还原为串行的所有用户的符号矢量；
（46）采用最大似然解调方式对OFDM解时频资源分配后的符号矢量进行旋转解调：以经过多径信道后的旋转星座图为解调参考星座图，计算接收到的符号矢量集合中的每个符号矢量与其参考星座图中各星座点的欧氏距离，分别得到映射成为每个符号矢量的各个比特的对数似然比，用于译码；
（47）根据编码方式选择相应的译码方式，将每组OFDM符号译码还原为K个位长的信息比特，全部流程结束。
（441）按照步骤（223）的时频二维交织规则的逆向处理方法对符号矢量的Q路分量进行解交织：先顺序选取调制符号的Q路分量，即先选取第 个OFDM符号内第f2个调制符号的Q路分量，再选取第2个OFDM符号内第f1个调制符号的Q路分量，接着选取第 个OFDM符号内第f2个调制符号的Q路分量，再选取第3个OFDM符号内第f1个调制符号的Q路分量，继续选取第 个OFDM符号内
第f2个调制符号的Q路分量，然后选取第3个OFDM符号内第f1个调制符号的Q路分量，依次类推；在时域上按照从第 个OFDM符号选起，再选择第2个OFDM符号，接着选择与它相隔 个OFDM符号的第 个OFDM符号，再
选择从第2个增加1个OFDM符号的第3个OFDM符号，然后选择与它相隔 个
OFDM符号的第 个OFDM符号，依次类推，选择到第 个OFDM
符号，再选择与它相隔 个OFDM符号的第（OFDM_Num）个OFDM符号，最后选取第1个OFDM符号；在频域上是f2、f1交替选择；这样，在交织前，每个OFDM符号中的各个调制符号的Q路分量的位置坐标分别为：经过Q路分量的时频二维解交织后，其所占据的频域和时域的位置坐标恰好是原有OFDM符号的Q路分量依序向左循环移动一位的结果，即为：使得Q路正交分量符号在时间和频率上都按照上述规则进行位置交换：
(f1,2)→(f2,OFDM_Num/2+1)，(f2,OFDM_Num/2+1)→(f1,1)；
（442）按照步骤（222）的逆向处理方法对符号矢量的Q路分量进行解频域交织，其规则为：每个OFDM符号内同一用户的L个符号矢量中，间隔为 的D个符号矢量的Q路分量设为一组，将该组内的Q路分量依次向左循环移动一位，则将原来属于同一符号矢量的虚部和实部进行匹配还原；
（443）按照步骤（221）的逆向处理方法对符号矢量进行时频解交织，其规则为：对每个用户的符号矢量按照逐列写入方式存储于以 格式的交织器后，再按照逐行方式取出，完成符号矢量的时频解交织变换；
当接收端按照分布式OFDM模式进行Q路解交织时，则先按照集中式的频点分配方式将分布式还原成为集中式后，再执行上述步骤（44）相应操作。
8.根据权利要求6或7所述的方法，其特征在于：所述步骤（46）的星座图中，多个比特的每种组合映射成为旋转星座图中的某个点相对应的一个符号，根据这些比特组合中第i位比特是0或1，将星座图分为两个集合：0星座点集合和1星座点集合；此时，判断每个符号所对应的多个比特中第i位比特分别为0和1的概率的计算公式分别是：和 式中，{di0}为该接收到的符号与根据第i位
比特为0划分的所有星座点的距离集合，{di1}为该接收到的符号与根据第i位比特为1划分的所有星座点的距离集合，自然数i为比特组合中比特序号；由此分别计算每个符号所对应的各个比特的对数似然比： 式中，bv是调制后由多个比特映射成的某个符号中的第v个比特；P(bv=0|r)是接收到的符号为r时，判断比特bv为0的概率，P(bv=1|r)是接收到的符号为r时，判断比特bv为1的概率。
一种用于OFDM系统的联合编码调制分集的方法
技术领域
[0001] 本发明涉及一种用于OFDM系统的联合编码调制分集的方法，确切地说，涉及一种在OFDM系统中对信号综合采用多维旋转调制、信道编码和分集的方法，以便能很好地综合利用衰落信道下的时间分集、频率分集、调制分集和信道编码的增益，以降低系统的误帧率，属于数据通信中的分集技术领域。
背景技术
[0002] 1982年Ungerboeck提出网格编码调制TCM(Trellis Code Modulation)技术后，编码调制CM(Coded Modulation)技术始终是通信领域中的热门研究课题。TCM的基本思想是将编码器和调制器作为一个整体进行综合考虑和设计，使得编码器和调制器级联后产生的编码信号序列具有最大的欧氏距离。目前的理论和实践均已表明TCM在加性白高斯信道(AWGN Channel)中能够达到最佳性能。然而，将TCM用于移动衰落信道时发现：此时其性能变得很差。于是，如何在衰落信道中寻找最佳的编码调制方案就成为近年来的研究热点。
[0003] TCM编码方法的优势是将编码信号序列的欧氏距离最大化，这在AWGN信道中能够起到良好的效果。但是对于衰落信道，性能的提高取决于增加分集数和增大积距离，这使得TCM编码方法在衰落信道传输中不存在性能优势。
[0004] 1992年Zehavi最先提出比特交织编码调制算法BICM(Bit InterleaveCodeModulation)，该算法与传统的TCM相比较，在瑞利信道下的性能有显著提高。1996尼娜、G Caire等人在理想交织的情况下计算了BICM方案的容量，证明了具有Gray映射的大多数信号集的容量都与信号集的自身容量几乎相等。这样就从理论上说明了BICM可以获得与TCM相同的编码增益，而不仅仅是原先认为的一种次最佳的编码方案。
[0005] 在BICM算法中，起决定作用的比特交织技术增大了编码调制的时间分集度，然而，在高斯信道下，它的性能则又因最小欧氏距离的减小而恶化。
[0006] 正交频分复用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)是一种宽带多载波技术。它是通过将高速传输的数据流转换为一组低速并行传输的数据流，使得系统对于多径衰落信道频率选择性的敏感度程度大大降低，从而具有良好的抗噪声和抗多径干扰的能力，适用于在频率选择性衰落信道中进行高速数据传输。因此，人们自然地就会想到：如果能够将OFDM与BICM方式相互结合，就会进一步提高通信质量。
[0007] 众所周知，在衰落信道中，“分集”的作用非常重要。在最佳分集情况下，错误概率会随着平均信噪比的增加而呈指数下降。在BICM算法中，虽然比特交织技术增大了编码调制的时间分集度；但是，由于最小欧氏距离的减小，又使该技术方案在高斯信道下的传输性能变得恶化。因此，如何解决这个技术难题，成为业内科技人员关注的热点。
发明内容
[0008] 有鉴于此，本发明的目的是提供一种用于OFDM系统的联合编码调制分集的方法，该方法通过改变调制星座图的旋转角度和分量交织引入信号调制分集，藉由旋转调制和分量交织，将准备传输的数据扩散分布到不同分量上，使不同分量的数据各自在信道上独立衰落，增加信号空间分集的优势；再选择最优旋转角度，获取传输性能的最大提升；同时，引入OFDM频率分集和时频交织分集，从而能够更有效地提高系统性能。
[0009] 为了达到上述目的，本发明提供了一种用于OFDM系统的联合编码调制分集的方法，其特征在于，所述方法包括下列操作步骤：
[0010] (1)发送端对发送数据进行初始化处理：根据设定的编码和调制方式对每个用户的发送数据分别进行编码和调制，再依照设定的旋转角度对调制后的所有用户的符号矢量块的I路同相分量和Q路正交分量进行多维旋转调制，然后对旋转调制后的符号矢量块进行存储；
[0011] (2)发送端按照设定的OFDM模式对存储器中的所有用户的符号矢量块分配OFDM时频资源，将每个用户的符号矢量块依次平均分布到每个OFDM符号中，再对OFDM符号中的每个用户的符号矢量块进行Q路交织处理；
[0012] (3)发送端根据预设的OFDM调制长度和逆快速傅里叶变换IFFT运算长度，分别对每个OFDM符号中不足IFFT运算长度的位长补零，再对补零后的每个OFDM符号进行包括IFFT运算和添加循环前缀CP的OFDM处理，然后发送数据；
[0013] (4)接收端接收数据后，先对该数据块符号进行去除CP和快速傅里叶变换FFT运算的解OFDM处理，再进行相位补偿和去零，然后对得到的OFDM符号依次进行Q路解交织、OFDM解时频资源分配、旋转解调和译码，得到所需的数据信息。
[0014] 本发明是一种用于OFDM系统的联合编码调制分集的方法，它是申请人去年的发明专利申请《一种OFDM系统的信号分集的方法》(申请号为：2008102264831)的扩展和改进。2008年的发明专利申请是通过二维旋转调制获得分集技术对传输性能的提升和改进，本发明将该专利技术扩展到多维旋转调制，能更好地利用调制分集，再结合时间分集、频域分集来提高系统的性能。
[0015] 本发明在技术上的创新点是：在调制过程中，综合采用OFDM技术和多维旋转调制技术，在旋转调制星座图引入信号分集增益，使得发送后的调制符号在传输过程中产生的同相分量(I路)和正交分量(Q路)彼此各自在衰落信道上独立传输，再将两个分量通过设定的分量交织器实现分量交织，以消除I路和Q路衰落系数的相关性，获取调制分集的增益；并通过选择最优旋转角度，获得性能上的最大提升。另外，还引入OFDM频率分集和交织分集，在衰落信道的传输中，能够有效提高通信系统的各项性能，在整体上获得优于BICM-OFDM系统的性能优势。而且，本发明方法的操作步骤简单、实用，效果明显，可适用于多种编码调制方案，特别适用于高码率和不同码长的码字，能很好地较低系统的误帧率，因此，本发明具有很好的推广应用前景。
附图说明
[0016] 图1是本发明用于OFDM系统的联合编码调制分集的方法各个操作步骤流程图。
[0017] 图2(a)、(b)分别是四维旋转调制Q路交织中调制符号的时频交织规则示意图和Q路频域交织规则示意图。
[0018] 图3(a)、(b)分别是QPSK星座图的二维坐标系及其旋转后的示意图。
[0019] 图4是OFDM系统的时隙结构示意图。
[0020] 图5(a)、(b)分别是OFDM帧结构中集中式和分布式的两种模式示意图。
[0021] 图6是本发明的实施例中OFDM时频资源分配方式示意图。
[0022] 图7是时频二维交织器的规则示意图。
[0023] 图8是旋转星座图经过信道衰落后形成的星座图和解调示意图。
[0024] 图9(a)、(b)分别是本发明实施例与采用比特交织编码调制BICM OFDM方式在8/9码率下的两种传输性能曲线比较示意图。
具体实施方式
[0025] 为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合附图和实施例对本发明作进一步的详细描述。
[0026] 参见图1，介绍本发明用于OFDM系统的联合编码调制分集的方法的具体操作步骤，它是采用OFDM技术和多维旋转调制技术，通过旋转星座图、调制符号的分量交织，获取信号分集的增益，进而提高系统的性能。
[0027] 步骤1、发送端对发送数据进行初始化处理：根据设定的编码和调制方式对每个用户的发送数据分别进行编码和调制，再依照设定的旋转角度对调制后的所有用户的符号矢量块的I路同相分量和Q路正交分量进行多维旋转调制，然后对旋转调制后的符号矢量块进行存储。该步骤1包括下述具体操作内容：
[0028] (11)发送端先计算每次传输过程中所有用户发送的调制符号的总数G：G＝OFDM_Num×OFDM_Length，式中，OFDM_Num是每次OFDM传输过程中发送的OFDM符号数，OFDM_Length是设置在每个OFDM符号内的调制符号数；再计算每个用户发送的调制符号数S：式中，P是发送端的用户总数；
[0029] 在实施例中，选择的OFDM帧结构是协议3GPP TS 36.211规定的TDD模式的帧结构，每个OFDM符号周期内包含的调制符号个数为：OFDM_Length＝1200每次OFDM传输过程中OFDM符号的个数为：OFDM_Num＝12，因此，每一次传输过程中所有用户的调制符号总数G＝14400，发送端的用户数P＝20，每个用户发送的调制符号数为：S＝720。
[0030] (12)根据调制阶数M计算每个调制符号是由m个比特映射组成，即M＝2m，则m＝log2M，计算每个用户的发送数据在编码后的码长N：N＝S×m；再计算每个用户的发送数据在编码之前的信息比特位长K：K＝r×N，式中，码率r是取值范围为(0，1]的实数；
[0031] 在实施例中，调制方式分别选用QPSK、16QAM和64QAM，因此调制阶数分别为4、16和64，每一个调制符号对应的信息比特数分别为2、4和6，从而计算出每个用户的发送数据编码后的码长N分别为1440、2880和4320。
[0032] 由于实施例的码率r为8/9，每个用户产生的信息比特长度K分别为1280、2560和3840；但是，因为本发明实施例中的编码方案采用的是协议3GPP TS36.212规定的Turbo编码，所以信息位比特长度K必须符合协议3GPP TS 36.212规定的Turbo编码的信息位比特长度。针对上述采用的信息位比特长度K，如果没有满足协议3GPP TS 36.212规定的Turbo编码的信息位比特长度，就选用协议中最接近的信息位比特长度，再在该数据的尾部补充零，达到上述计算出来的信息位比特长度K要求。
[0033] (13)对每个用户要发送的K比特信息进行编码，再将编码后的每个用户的码长N比特根据调制模式要求，确定对应的格雷映射星座图样后，进行对应的符号映射；并用符号矢量ui表示调制后的符号，则所有用户的发送数据在调制后的调制符号、即全部符号矢量组成的集合为u＝(u1，u2，…，uG)，并称其为调制符号矢量块，式中，下标G为所有用户准备发送的调制符号的总数；
[0034] 本发明实施例采用的是Turbo信道编码。
[0035] (14)采用旋转矩阵RM对调制后的符号矢量块进行多维旋转调制，获取调制分集增益：设旋转调制后的符号矢量块x为：x＝(x1，x2，…，xG)，则该符号矢量块x中的每个符号矢量xi都满足下述公式：xi′＝RM×ui′；式中，对于N维旋转调制，N为大于1的自然数，ui是N维的行向量，表示旋转调制处理前的调制符号，ui′是ui的转置列向量；xi是是N维的行向量，表示多维旋转调制后的调制符号，xi′是xi的转置列向量；RM是N阶的旋转矩阵，其每行或每列的平方和都为1，行向量或列向量之间满足正交性；
[0036] 本发明采用旋转矩阵RM对调制后的符号矢量块进行多维旋转调制的维数包括2维、4维、8维或更高的维数，但是，8维或更高维数的旋转调制的计算复杂，而优势不明显；故选择最多的是2维和4维；其具体方法为；
[0037] 选择二维旋转调制时，每个二维调制符号矢量是由一个调制符号的同相分量和正交分量所构成，即每次旋转调制处理一个调制符号矢量的同相分量和正交分量；因此，设二维旋转调制处理前的每个调制符号矢量为ui＝A+Bj，其中，A是ui的同相分量，B是ui的正交分量；旋转矩阵 θ是设定的旋转角度，其取值范围为 经过二维旋转调制处理后的符号矢量为xi＝X+Yj时，则 即
[0038] 选择四维旋转调制时，每个四维调制符号是由相邻的两个调制符号矢量的同相分量和正交分量所构成，即每次旋转调制处理两个相邻调制符号矢量各自的同相分量和正交分量；故设四维旋转调制处理前的两个调制符号矢量分别为A+Bj和C+Dj，经过四维旋转调制后的这两个调制符号矢量对应的值分别为X+Yj和Z+Wj时，则 式中，
[0039] θ1和θ2分别是设定的旋转角度，其取值范围均为
[0040] 参见图3，以二维四相移相键控QPSK调制为例，介绍旋转调制前后星座图的比较情况。因为QPSK是将每2个比特映射为1个符号矢量，共有4种可能的比特组合和对应的符号矢量值，图3(a)所示为普通调制情况下格雷映射星座图，其中A、B分别为各星座点在实部轴与虚部轴上的投影，其数值分别为 图3(b)为图3(a)经过θ度旋转调制后形成的星座图，其中X、Y分别为旋转调制后各星座点在实部轴与虚部轴上的投影，通过旋转调制运算后，X、Y所确定的星座点数值等价于图3(a)顺时针旋转θ度。本发明实施例中，二维四相移相键控QPSK调制的θ取值为 (弧度)，旋转因子cosθ＝0.8944，sinθ＝0.4472，假设旋转调制前的符号为A+Bj，旋转调制后的符号为X+Yj，则根据 能够得到旋转调制后的符号为；采用16QAM的θ取值为
(弧度)；采用64QAM的θ取值为 (弧度)；从而
得到如下的旋转调制矩阵：
[0041]
[0042] (15)将完成旋转调制处理后的符号矢量块x存入存储器。
[0043] 步骤2、发送端按照设定的OFDM模式对存储器中的所有用户的符号矢量块分配OFDM时频资源，将每个用户的符号矢量块依次平均分布到每个OFDM符号中，再对OFDM符号中的每个用户的符号矢量块进行Q路交织处理。
[0044] 该步骤2包括下列具体操作内容：
[0045] (21)发送端对所有用户的符号矢量块x，按照设定的集中式或分布式的OFDM模式分配OFDM时频资源，其中，时间资源是OFDM符号依次发送的时隙，频率资源是发送每个OFDM符号所占用的子载波带宽；每个OFDM符号占据一个时隙，OFDM符号中的每个调制符号占据一个子载波，所以每个OFDM符号内包括的调制符号个数OFDM_Length，也是每个OFDM符号所占据的子载波个数；也就是将每个OFDM符号中所包括的每个用户的调制符号数量L设为： 式中，OFDM_Length是每个OFDM符号内的全部调制符号数量，P是所有用户的总数，S是在每个用户每次传输过程中发送的调制符号数，OFDM_Num是每次OFDM传输过程中发送的OFDM符号数；从而使得每个OFDM符号包括L×P个调制符号，其在频域上占据OFDM_Length个子载波；共有OFDM_Num个OFDM符号，在时域上占据OFDM_Num个时隙。
[0046] 参见图4，介绍本发明实施例中， Nsymb＝6，NRB＝100，Tslot＝5ms。该实施例是将两个时隙一起操作的，所以每次OFDM传输过程中，OFDM符号数OFDM_Num＝12，每个OFDM符号内包括的调制符号数OFDM_Length＝1200，无论采用集中式或分布式，都是将用户的符号矢量块按照图4方式存储在时隙结构中，经过上述OFDM时频资源的分配，每个用户的720个调制符号平均分布在12个OFDM符号上，即每个OFDM符号都含有各用户的60个调制符号。
[0047] 参见图5(a)，介绍按照集中式OFDM模式将用户符号矢量块写入时隙结构的方法。图中底纹相同的方块表示同一用户的符号矢量块，将同一用户符号矢量块内的L＝720个符号以 分为一组，共有60组；图中每个方块代表包含12个调制符号的一组，将用户的符号矢量块分好组后，依次将同一用户的符号矢量块每5组为一列按列顺序排列，共有2×Nsymb列，即每个用户的60组分组块可以化成5×12的矩阵，该矩阵的每个元素为一个包括12个调制符号的分组。以此类推，依次将20个用户的符号矢量块按照上述方式排列后，组成了100×12的矩阵，再按照箭头所示，按列顺序取出分组块存储在图3(a)的时隙结构存储器内。
[0048] 参见图5(b)，介绍按照分布式OFDM模式将用户符号矢量块写入时隙结构的方法。先按上述同样方法将用户的符号矢量块以12个调制符号为一组进行分组后，依次将每个用户的60个分组块按行顺序排列，每个用户的符号矢量块化为1×60的矩阵，则20个用户的符号矢量块组成了20×60的矩阵，再按照箭头所示，按列顺序取出。即依次将每个用户的第一组取出后，再继续取每个用户的第二组，以此类推，直到取完20个用户的第60组。
[0049] (22)按照前述步骤所选择的多维旋转调制的维数，对OFDM符号中的每个用户的符号矢量块执行相应的Q路交织处理：调制符号矢量的时频交织、Q路频域交织和Q路时频二维交织器交织。
[0050] 当发送端按照集中式OFDM模式进行Q路交织时，若采用二维旋转调制，则所述步骤(22)中，不执行调制符号矢量的时频交织和Q路频域交织的操作，直接执行Q路时频二维交织器的交织操作；若采用四维或更高维数的旋转调制，则所述步骤(22)包括下列操作内容：
[0051] (221)发送端对每个OFDM符号周期内同一用户的旋转调制后的符号矢量进行时频交织处理，时频交织规则为：把每个用户的旋转调制后的符号矢量按照逐行写入方式存储在 格式的交织器后，再按照逐列方式取出，以通过该符号矢量的时频交织变换，减小每次旋转调制中两个相邻符号矢量间的时域和频域的相关性，式中，D为多维旋转调制的维数。
[0052] 实施例中，如果采用二维旋转调制时，则不执行步骤(221)；如果采用四维旋转调制，则按照步骤(221)进行调制符号的时频交织，将一次四维旋转调制同时处理的两个符号分散放在相隔 的两个频率上，使得这两个符号相隔30个符号的间隔，从而减小一次四维旋转调制处理中两个相邻符号间的时域和频域的相关性。
[0053] (222)对每个OFDM符号周期内每个用户的时频交织后的符号矢量的Q路正交分量依序进行频域交织处理，频域交织规则是对每个OFDM符号内的属于同一用户的L个调制符号矢量一起处理：先将该L个符号矢量中、间隔为 的D个符号矢量的Q路分量设为一组，共有 组；再将每组内的Q路分量依序向右循环移动一位，即Qf移动至 位置，而移动至 位置， 则移动至 位置，相应地，最后一位Q路分量则移至Qf位置，也
就是：Qf→Qf+L/D→Qf+2L/D→Qf+3L/D→…→Qf；然后再将I路同相分量和移位后的Q路正交分量合并组成新的符号矢量。
[0054] 实施例中，如果采用二维旋转调制时，也不执行步骤(222)；如果采用四维旋转调制，则进行Q路分量的频域交织。每个OFDM符号内同一用户的60个调制符号中，间隔为15个符号的四个调制符号的Q路分量取作一组，将这一组内的Q路分量依次右移循环移位，即：Q1→Q15→Q30→Q45→Q1，依次对其余每组进行相同的操作。
[0055] (223)按照设定的时频二维交织规则，对每个用户平均分布在各个OFDM符号内、每次发送的全部S个调制符号进行交织处理，使交织后的每个用户每次发送的该S个调制符号中的任何一个调制符号的正交分量与其同相分量在时间和频率上都尽可能地互不相关，即使正交分量与其同相分量的距离尽可能远。时域上，一个OFDM符号在时间上占用一个时隙，根据同一用户的S个符号占用的时频资源，在时域上处于位置间隔OFDM_Num个时隙、即间隔OFDM_Num个OFDM符号的两个频点之间的距离最远，相关性最弱；在频域上处于位置间隔L个子载波带宽、即间隔L个符号的两个信号点之间的距离最远，相关性最弱，但是，为了保证所有频点都能均匀地分步，选择同时满足时域上个时隙和频域上 个子载波带宽距离的符号。
[0056] 当发送端按照分布式OFDM模式进行Q路交织时，先按照上述集中式OFDM模式的操作规则计算出步骤(22)结果后，再对集中式的计算结果在频域上按照步骤(21)的分布式频点分配方式将结果均匀扩展开来，时域的位置不变，而且，频域的相对位置也不变，只是改变了子载波频点的绝对位置。
[0057] 本发明的时频二维交织规则为：将该同一用户的、在频域上间隔W个子载波带宽的调制符号设为一组，再假设选取两个序号为f1、f2的子载波，其中，f2＝f1+W，W为两个子载波频点f1和f2的带宽间隔； 且设每个调制符号的Q路分量的位置坐标为(f，t)，表示每个OFDM符号中的第f个调制符号位于频域上的第f个子载波频点和时域上的第t个OFDM符号内，自然数t是OFDM符号的序号，其最大值是OFDM_Num；先顺序选取调制符号的Q路分量，即先选取第1个OFDM符号内第f1个调制符号的Q路分量，再选取在时域上间隔 个OFDM符号的第 个OFDM符号内第f2个调
制符号的Q路分量；接着选取第2个OFDM符号内第f1个调制符号的Q路分量，再选取在第 个OFDM符号内第f2个调制符号的Q路分量，继续选取第3个OFDM
符号内第f1个调制符号的Q路分量，再选取第 个OFDM符号内第f2个
调制符号的Q路分量，依次类推，按照在时域上，从第1个OFDM符号选起，再选择与它相隔 个OFDM符号的第 个OFDM符号，然后再增加一个选择
第2个OFDM符号，再选择与它相隔 个OFDM符号的第
个OFDM符号，依次类推，一直选择到从第 个OFDM符号，再选择与它相隔
个OFDM符号的第(OFDM_Num)个OFDM符号，在频域上，就是f1、f2交替选择；
这样，在交织前，每个OFDM符号中的各个调制符号的Q路分量的位置坐标分别为：
[0058]经过Q路分量 的时频二维交 织后，其所占 据的频域和 时域的位置坐 标
恰好 是原有OFDM符 号的Q路 分量依 序向 右循环 移动一 位的 结果，即 为
因
此，经过时频二维交织后的I路分量和Q路分量的时间间隔最小为 约为
OFDM符号的时域长度OFDM_Num×Ts的一半，其中，Ts是OFDM符号的传输时间；频域间隔为相应的OFDM系统的频域长度的二分之一；从而使得计算复杂度低的时频二维交织能充分有效地利用OFDM系统的频率分集和时间分集，并与调制分集实现联合优化。
[0059] 参见图7，介绍本发明实施例在该步骤(223)中采用的时频二维交织规则，该图为其中Q路交织的示意，具体方法是：对每个用户平均分布在各个OFDM符号中的符号矢量块的Q路分量进行交织；实施例中每个用户的符号矢量块包括S＝720个调制符号，根据时域资源平均分布在12个OFDM符号内，每个OFDM符号内包括每个用户的60个调制符号，即进行时频交织的Q路分量占据的频域资源是60个子载波，时域资源是12个OFDM符号；按照上述原则，将频域上间隔30个子载波带宽和时域上间隔≥5个OFDM符号的频点取作一组；取子载波带宽编号为f1，f2，其中f1＝1...60，f2＝(f1+30)mod 60；并令(f，t)表示该调制符号的Q路分量在频域上占据第f个子载波，在时域上占据第t个OFDM符号，t＝1、2...12；则在时间和频率上，符号的虚部按照下列规则进行位置交换：(f1，1)→(f2，7)，(f2，7)→(f1，2)，(f1，2)→(f2，8)，(f2，8)→(f1，3)，(f1，3)→(f2，9)，(f2，9)→(f1，4)，(f1，4)→(f2，10)，(f2，10)→(f1，5)，(f1，5)→(f2，11)，(f2，11)→(f1，6)，(f1，6)→(f2，
12)，(f2，12)→(f1，1)。
[0060] 步骤3、发送端根据预设的OFDM调制长度和IFFT运算长度，分别对每个OFDM符号中不足IFFT运算长度的位长补零，再对补零后的每个OFDM符号进行包括IFFT运算和添加循环前缀CP的OFDM处理，然后发送数据。
[0061] 该步骤3包括下列具体操作内容：
[0062] (31)分别对每个OFDM符号中不足IFFT运算长度的位长补零后，再对补零后的每个OFDM符号分别按照下述公式进行IFFT运算： 式中，N是子载波数，X(k)是设定调制模式下的复信号，x(n)为OFDM符号在时域的采样，虚数单位j的定义
2
是：j ＝-1，k是OFDM符号中的符号矢量的序号，其取值范围为[0，N-1]的非负整数。
[0063] 参见图6，进一步介绍本发明实施例中分配OFDM时频资源情况：横轴表示OFDM符号在子载波带宽上的分配情况，纵轴表示OFDM符号在时隙上的分配情况。按照图4所示的每个OFDM符号长度为1200，每次OFDM传输过程处理12个OFDM符号，占用2048个OFDM子载波带宽；该实施例选取的FFT或IFFT的长度为2048，对重新分配后的每个OFDM符号中长度为1200个调制符号，要补充848个零，以使其长度等于IFFT的长度2048。
[0064] (32)对每个经过IFFT运算后的OFDM符号分别添加CP，消除多径信道传输引起的符号间干扰；具体操作内容为：将每个OFDM符号尾部的μ个符号拷贝添加至该OFDM符号的前端，其中，μ是CP的长度。
[0065] 实施例中的CP长度μ为512，添加CP处理后的符号位长增至2560。
[0066] (33)依次发送每个OFDM符号。
[0067] 步骤4、接收端接收数据后，先对该数据块符号进行去除CP和快速傅里叶变换FFT运算的解OFDM处理，再进行相位补偿和去零，然后对得到的OFDM符号依次进行Q路解交织、OFDM解时频资源分配、旋转解调和译码，得到所需的数据信息。该步骤4包括下述具体操作内容：
[0068] (41)接收端接收数据后，对其进行解OFDM处理：先对接收到的每个OFDM符号分别去除CP，即将接收到的每个OFDM符号分别删除其头部μ个符号；再对每个OFDM符号分别按照下述公式进行快速傅里叶变换FFT运算： 式中，N是子载波数，X(k)是设定调制模式下的复信号，x(n)为OFDM符号在时域的采样，虚数单位j的定
2
义是：j ＝-1，k是OFDM符号中的符号矢量的序号，其取值范围为[0，N-1]的非负整数；然后，对变换后的OFDM符号进行存储；
[0069] 实施例中，将每次接收到的2560个符号头部的循环前缀512个都删除。
[0070] (42)对变换后的OFDM符号进行相位补偿，以便根据信道估计值消除多径传输对数据的影响；相位补偿公式为： 式中，x(t)是每个OFDM符号中的符号矢量，h(t)、h(t)和|h(t)|分别是信道估值，信道估值的共轭和模；
[0071] (43)对相位补偿后的每个OFDM符号进行除零，即删除步骤(31)为匹配IFFT运算长度的位长所添加的零，然后，将每个OFDM符号进行存储；
[0072] 实施例中的该步骤是删除为了匹配IFFT长度而添加的848个零位。
[0073] (44)按照步骤(13)选择的多维旋转调制和步骤(21)选择的集中式或分布式的OFDM模式，对每个OFDM符号内的符号矢量进行相应的Q路解交织处理，即按照步骤(22)的对应规则进行逆向处理。
[0074] 当接收端按照集中式OFDM模式进行Q路解交织时，若采用二维旋转调制，则所述步骤(44)中，只执行Q路时频二维交织器的解交织操作，不执行调制符号矢量的时频解交织和Q路频域解交织的操作；若采用四维或更高维数的旋转调制，则该步骤(44)包括下列操作内容：
[0075] (441)按照步骤(223)的时频二维交织规则的逆向处理方法对符号矢量的Q路分量进行解交织：先顺序选取调制符号的Q路分量，即先选取第 个OFDM符号内第f2个调制符号的Q路分量，再选取第2个OFDM符号内第f1个调制符号的Q路分量，接着选取第 个OFDM符号内第f2个调制符号的Q路分量，再选
取第3个OFDM符号内第f1个调制符号的Q路分量，继续选取第 个OFDM
符号内第f2个调制符号的Q路分量，然后选取第3个OFDM符号内第f1个调制符号的Q路分量，依次类推；在时域上按照从第 个OFDM符号选起，再选择第2个OFDM
符号，接着选择与它相隔 个OFDM符号第 个OFDM符号，再
选择从第2个增加1个OFDM符号的第3个OFDM符号，然后选择与它相隔 个
OFDM符号第 个OFDM符号，依次类推，选择到从第 个OFDM
符号，再选择与它相隔 个OFDM符号的第(OFDM_Num)个OFDM符号，最后选取
第1个OFDM符号；在频域上是f2、f1交替选择；这样，在交织前，每个OFDM符号中的各个调制符号的Q路分量的位置坐标分别为：
[0076]
[0077] 经过Q路分量的时频二维解交织后，其所占据的频域和时域的位置坐标恰好是原有OFDM符号的Q路分量依序向左循环移动一位的结果，即为：
[0078]
[0079] 使得Q路正交分量符号在时间和频率上都按照上述规则进行位置交换
[0080]
[0081]
[0082]
[0083] (f1，2)→(f2，OFDM_Num/2+1)，(f2，OFDM_Num/2+1)→(f1，1)。
[0084] 实施例中，按照步骤(451)解Q路时频二维交织是将原来属于同一调制符号的虚部和实部进行匹配还原，具体方法是：将频域上间隔30个子载波带宽和时域上间隔大于等于5个OFDM符号的频点取作一组；取子载波带宽编号为f1，f2，其中f1＝1...60，f2＝(f1+30)mod 60；并令(f，t)表示符号Q路分量在频域上占据第f个子载波，在时域上占据第t个OFDM符号，t＝1、2、...、12；则在时间和频率上，符号虚部按照下列规则进行位置交换：(f1，1)→(f2，12)，(f2，12)→(f1，6)，(f1，6)→(f2，11)，(f2，11)→(f1，5)，(f1，5)→(f2，10)，(f2，10)→(f1，4)，(f1，4)→(f2，9)，(f2，9)→(f1，3)，(f1，3)→(f2，8)，(f2，
8)→(f1，2)，(f1，2)→(f2，7)，(f2，7)→(f1，1)。
[0085] (442)按照步骤(222)的逆向处理方法对符号矢量的Q路分量进行解频域交织，其规则为：每个OFDM符号内同一用户的L个符号矢量中，间隔为 的D个符号矢量的Q路分量设为一组，将该组内的Q路分量依次向左循环移动一位，则将原来属于同一符号矢量的虚部和实部进行匹配还原。
[0086] 实施例中，如果采用二维旋转调制，不执行该步骤(452)，如果采用四维旋转调制，则按照该步骤(452)解Q路频域交织的具体方法是：将一个OFDM符号内同一用户的符号矢量中的60个符号，间隔为15的四个符号的Q路分量取作一组，将这组内的Q路分量依次左移循环移位，则将原来属于同一符号的虚部和实部进行匹配还原，依次对其余各组的Q路分量进行相同的操作。
[0087] (443)按照步骤(221)的逆向处理方法对符号矢量进行时频解交织，其规则为：对每个用户的符号矢量按照逐列写入方式存储于以 格式的交织器后，再按照逐行方式取出，这样，在符号矢量块内相隔 的两个符号就被还原放在相邻位置，完成符号矢量的时频解交织变换。
[0088] 实施例中，如果采用二维旋转调制，不执行该步骤(453)，如果采用四维旋转调制，则按照该步骤(453)解时频交织的具体方法是：将每个用户在一个OFDM符号中的60个调制符号内，分散在相隔30的两个符号放到相邻的位置，从而还原一次四维旋转调制处理前的四个分量的位置。
[0089] (45)继续进行OFDM解时频资源分配操作：将每个用户在步骤(21)分配在OFDM时频资源上的全部OFDM符号中的所有L×P个调制符号按照该步骤的逆向操作顺序，重新还原为串行的所有用户的符号矢量。
[0090] (46)采用最大似然解调方式对OFDM解时频资源分配后的符号矢量进行旋转解调：以经过多径信道后的旋转星座图为解调参考星座图，计算接收到的符号矢量集合中的每个符号矢量与其参考星座图中各星座点的欧氏距离，分别得到映射成为每个符号矢量的各个比特的对数似然比，用于译码。
[0091] 参见图8，介绍使用旋转调制星座图经过衰落信道后形成的星座图及其解调方式。图中I路和Q路的信号分别有不同的信道衰落幅度畸变，设I路的信道衰落幅度系数为|h2|，Q路的信道衰落幅度系数为|h1|。其解调的方式是：首先计算接收点到各个星座点的距离，即图中所示的d1～d4，再计算该符号对应的每位比特的对数似然比。以第一个比特为例，根据该星座图，四个星座点中第1位为0的比特组合为00和01，其对应的距离是d1和d4，第1位为1的比特组合为10和11，其对应的距离是d2和d3；从而得到该比特的对数似然比为：
[0092]
[0093] (47)根据编码方式选择相应的译码方式，将每组OFDM符号译码还原为K个位长的信息比特，全部流程结束。
[0094] 申请人完成的本发明实施例试验采用Turbo作为其信道编码。该实施例的各个参数说明如下：码率是8/9，信道模型是TU；译码方式是Log-Map；最大迭代次数＝8；IFFT长度或FFT长度为2048，CP长度是512；调制方式是在QPSK条件下，信息位长度1280；调制方式是在16QAM条件下，信息位长度2560；调制方式是在64QAM条件下，信息位长度3840。
[0095] 图9(a)、(b)分别是本发明实施例和目前常用的比特交织编码调制BICMOFDM方式的在码率为8/9时的传输性能曲线比较图，两者均采用Turbo编码。图9(a)是采用集中式QPSK模式帧结构下的性能曲线。对该图9(a)中的曲线进行比较，采用QPSK时，在误帧率为10E-2时，四维的旋转调制OFDM Turbo比比特交织编码调制OFDM Turbo的性能提升有近5个dB，二维的旋转调制OFDM Turbo比比特交织编码调制OFDM Turbo的性能提升也大于3.5个dB、即近4dB的提升。图9(b)是采用16QAM分布式QPSK模式帧结构下的性能曲线。对该图9(b)中的曲线进行比较，采用16QAM时，在误帧率为10E-2时，四维的旋转调制OFDM Turbo比比特交织编码调制OFDM Turbo的性能提升有近4dB，二维的旋转调制OFDM Turbo比比特交织编码调制OFDM Turbo的性能提升也有3dB。
[0096] 因此，本发明的试验是成功的，实现了发明目的。
