零电压开关双输入全桥变换器

摘要

本发明的零电压开关双输入全桥变换器，由两个全桥单元、隔离变压器、整流及滤波电路构成，它将两个输入电压源经过各自的全桥单元之后串联起来，允许两个输入源同时或单独向负载供电，输入源的性质、幅值和特性可以相同，也可以不同。采用双移相控制策略，实现开关管的零电压开关。该零电压开关双输入全桥变换器具有结构简单；元器件数量少；输入输出具有电气隔离；可实现开关管的软开关；在任一瞬间，既可单独向负载供电，又可同时向负载供电等优点。在新能源联合供电系统中，采用这种多输入直流变换器代替原有的多个单输入直流变换器，可以减少元器件数量，降低成本。

权利要求

1.一种零电压开关双输入全桥变换器，包括两个全桥单元(1和4)及两个直流输入电源(Vin1和Vin2)、隔离变压器(7)和整流及滤波电路(8)，其特征在于：所述两个全桥单元(1和4)的两个超前桥臂(2和5)的两个中点分别与隔离变压器(7)原边绕组的两端连接，两个全桥单元(1和4)的两个滞后桥臂(3和6)的两个中点相互连接在一起，将两个全桥单元(1和4)的输出串联连接，隔离变压器(7)原边绕组上的电压为两个全桥单元输出方波电压之和，允许两个输入电压源(Vin1和Vin2)同时向负载供电。

2.如权利要求1所述的零电压开关双输入全桥变换器，其特征在于当两个全桥单元(1和4)都采用移相控制，并以滞后桥臂为基准对两个超前桥臂(2和5)分别进行移相控制时，两个滞后桥臂(3和6)合并为一个公共的滞后桥臂(3或6)。

说明书

零电压开关双输入全桥变换器

技术领域

[0001] 本发明涉及一种全桥变换器，特别是一种零电压开关多输入全桥变换器，属电能变换装置的直流变换器。

背景技术

[0002] 随着化石能源的大规模开采和利用，世界的能源形势日益紧张，同时化石燃料燃烧时产生大量的废气，造成了严重的环境污染。由于可再生能源具有清洁无污染、资源储量丰富、可循环利用等优点，利用可再生能源发电是解决能源危机和环境污染问题的重要途径。目前应用较多的可再生能源发电形式有光伏发电、风力发电、水力发电、地热发电等等，但由于受气候条件限制较大，其电力供应不稳定、不连续，因此需要将多种新能源发电形式结合起来组成新能源联合供电系统。

[0003] 在传统的新能源联合供电系统中，每种能源形式通常需要一个DC-DC变换器，将各种能源变成直流输出，并联在公共的直流母线上，结构较复杂，且成本较高。为了简化电路结构，降低系统成本，可以用一个多输入直流变换器(Multiple-Input Converter，MIC)代替多个单输入直流变换器。MIC是将多个输入源和单个负载连接在一起的变换器，它允许多个输入源向单个负载供电，输入源的性质、幅值和特性可以相同，也可以不同，多个输入源可以分别或同时向负载供电。

[0004] 近年来，国内外的学者已经提出了一些MIC电路拓扑。

[0005] 通常多个幅值不等的电压源是不能直接并联的。于是将多个直流电压源通过串联的开关管并联在一起可以生成MIC电路拓扑。由于电压的箝位，此类电路拓扑只能分时工作，即在任一瞬间只允许一路电压源向负载传送能量。为了克服上述电路分时工作的缺点，将多个输入源通过一个多原边单副边的变压器连接在一起形成了一类新的电路拓扑，由于变压器的电压箝位作用，这里的输入源必须为电压源与大电感串联组成的电流源，因此，在任一瞬间，多个输入源既可以单独向负载供电，也可以同时向负载供电。但是此类电路拓扑存在以下缺点：电路结构较复杂，元器件多；由于是电流型电路拓扑，控制较复杂。对于不需要隔离的场合，可以用将多个直流电压源串联起来并在每个电压源旁都并联一条旁路支路的方法生成MIC电路拓扑。此类电路拓扑结构简单，属于电压型电路拓扑，控制灵活，并且在任一瞬间，多个输入源既可以单独又可同时向负载供电。

发明内容

[0006] 本发明针对新能源联合供电系统的应用场合，研制一种新的MIC电路拓扑：双输入全桥变换器。它可以将多种新能源结合起来向单个负载供电，构成新能源联合供电系统，简化结构，减小系统的成本。

[0007] 本发明的零电压开关双输入全桥变换器，包括两个全桥单元(1和4)及两个直流输入电源(Vin1和Vin2)、隔离变压器(7)和整流及滤波电路(8)，其特征在于：所述两个全桥单元(1和4)的两个超前桥臂(2和5)的两个中点分别与隔离变压器(7)原边绕组的两端连接，两个全桥单元(1和4)的两个滞后桥臂(3和6)的两个中点相互连接在一起，将两个全桥单元(1和4)的输出串联连接，隔离变压器(7)原边绕组上的电压为两个全桥单元输出方波电压之和，允许两个输入电压源(Vin1和Vin2)同时或单独向负载供电。

[0008] 上述的零电压开关双输入全桥变换器，在当两个全桥单元(1和4)都采用移相控制，并以滞后桥臂为基准对两个超前桥臂(2和5)分别进行移相控制时，两个滞后桥臂(3和6)合并为一个公共的滞后桥臂(3或6)。

[0009] 本发明与现有技术相比的主要特点是，元器件少，结构简单；由于是电压型电路拓扑，控制简单、灵活、易实现；输入源与负载之间具有电气隔离；利用输出滤波电感和隔离变压器漏感(或外加谐振电感)与开关管结电容可以实现开关管的零电压开关，从而降低开关管开关损耗，提高变换效率。

[0010] 附图说明

[0011] 附图1是本发明的基本的双输入全桥变换器电路图

[0012] 附图2是基本的双输入全桥变换器的控制策略。

[0013] 附图3是基本的双输入全桥变换器电路拓扑的另一种画法。

[0014] 附图4是本发明的简化的零电压开关双输入全桥变换器电路图。

[0015] 附图5是零电压开关双输入全桥变换器在双路源同时供电时的主要波形图。 [0016] 附图6-14是零电压开关双输入全桥变换器在双路源同时供电时各开关模态的等效电路图。

[0017] 附图15是零电压开关双输入全桥变换器在单路源单独供电时的主要波形图。 [0018] 附图16-20是零电压开关双输入全桥变换器在单路源单独供电时各开关模态的等效电路图。

[0019] 上述附图中的主要符号名称：Vin1，1#输入直流电压。Vin2，2#输入直流电压。Q1～Q8，开关管。D1～D8，开关管体二极管。C1～C6，开关管寄生电容。Tr，隔离变压器。Lr，谐振电感。DR1、DR2、DR3、DR4，副边整流二极管。Lf，输出滤波电感。Cf，输出滤波电容。RLd，负载。ip，变压器原边电流。vAB，A与B两点间电压。vCD，C与D两点间电压。vbridge，变压器副边电压。vrect，副边整流电压。Vo，输出电压。

[0020] 具体实施方式

[0021] 结合附图1、3、4叙述本发明的电路组成结构。下面将详细加以介绍：

[0022] 如附图1所示，在本发明的基本的双输入全桥变换器中包含两个全桥单元，1#全桥单元(1)由1#输入电压源Vin1与开关管Q1～Q4及其反并联二极管D1～D4组成；2#全桥单元(4)由2#输入电压源Vin2与开关管Q5～Q8及其反并联二极管D5～D8组成。输出整流管DR1～DR4组成整流桥，电感Lf和电容Cf组成输出滤波器，RLd是负载。将两个全桥单元(1和4)串联后共用一个隔离变压器(7)、整流桥和输出滤波器(8)构成了基本的双输入全桥变换器电路拓扑。

[0023] 针对这种拓扑，我们提出了如附图2所示的控制策略：所有开关管工作在相同的开关频率fs。每个全桥单元工作在移相控制方式。对于1#全桥单元(1)，Q1和Q2组成超前桥臂(2)，Q3和Q4组成滞后桥臂(3)；对于2#全桥单元(4)，Q5和Q6组成为超前桥臂(5)，Q7和Q8组成滞后桥臂(6)。两个全桥单元(1和4)均以滞后桥臂(3和6)为基准对超前桥臂(2和5)移相，可以得到两个脉宽可调的准方波电压vAB和vCD，其脉宽取决于全桥单元各自的移相角θ1和θ2，两个全桥单元的输出电压方波为vAB和vCD，其脉宽取决于各自的移相角θ1和θ2。

[0024] 将vAB和vCD之间的相位差定义为θFB。若θFB不同，变压器原边电压波形也不同，会出现两种情况：1)vAB和vCD的极性总是相同，或其中一个为零，那么两路输入源的输入电压总是正向叠加，变换器传输最大功率；2)vAB和vCD出现极性相反的情况，两路输入源输入电压正负抵消。为了避免电源电压正负抵消的情况，即在任意移相角的条件下，甚至θ1和θ2为零时仍能满足最大功率传输，则θFB必须为零。

[0025] 当θFB为零时，两个全桥单元的滞后桥臂同步开关，即Q4和Q7、Q3和Q8分别同时开通、同时关断。为了便于理解，可以将附图1改画成附图3，此时可以发现，在任意时刻，电流要么流过Q4和Q7串联支路，要么流过Q3和Q8串联支路。因此可以将Q4和Q7合并，Q3和Q8合并，简化后的电路拓扑即为本发明的简化的双输入全桥变换器，如附图4所示，这里画出了各开关管的结电容和变压器的漏感，其中C1～C6分别为开关管Q1～Q6的寄生电容，Lr为谐振电感，它包含了变压器的原边漏感。该变换器采用移相控制，其中Q3和Q4为公共的滞后桥臂，Q1和Q2、Q5和Q6相对于Q3和Q4移相工作，称之为双移相控制方法，改变两路的移相角θ1和θ2可以调节输出电压。简化后的电路，开关管可以减少2只，控制电路更简单。

[0026] 超前管Q1、Q2、Q5、Q6通过输出滤波电感可以在宽负载范围内实现零电压开关，公共滞后管Q3和Q4则通过漏感或外加谐振电感的能量在一定负载范围内实现零电压开关，从而减小开关管的开关损耗，提高变换效率。

[0027] 下面结合附图6-20叙述双输入全桥变换器的具体工作原理。双输入全桥变换器既可工作在双路源同时向负载供电情况，也可以单路源独立向负载供电。下面将详细分析该变换器在两种模式下的工作原理。在分析之前作以下假设：

[0028] (1)所有开关管、二极管、电感、电容和变压器均为理想元器件；

[0029] (2)C1＝C2＝C5＝C6＝Clead，C3＝C4＝Clag；

[0030] (3)输出滤波电感Lf＜＜Lr/Kps2，K是变压器原副边变比。

[0031] (1)双路源同时向负载供电

[0032] 附图5给出了该变换器在双路源同时向负载供电时的主要波形。在此模式下，一个开关周期内有16个开关模态，其等效电路如附图6-14所示。下面分析不同开关模态下的电路工作情况。

[0033] ①开关模态0[t0时刻之前][附图6]：t0时刻之前，开关管Q1、Q4和Q5导通，两路输入源串联向负载供电。原边电流ip流经1#输入源、Q1、谐振电感Lr、变压器原边绕组、Q5、2#输入源和Q4，副边整流管DR1和DR4导通，原边向副边提供能量。变压器原边电流ip等于折算到原边的滤波电感电流。ip线性上升，到t0时刻，ip上升到I1。

[0034] ②开关模态1[t0，t1][附图7]：t0时刻关断Q5，ip从Q5转移至C5、C6支路中，给C5充电，给C6放电。由于C5和C6的存在，Q5近似为零电压关断。在此期间，由于谐振电感Lr与输出滤波电感Lf是串联的，而且Lf很大，iLf基本保持不变，而ip等于折算到原边的滤波电感电流，因此ip基本不变，为I1。C5上的电压线性上升，C6上的电压线性下降。 [0035] ip(t)＝Ip(t0)□I1(1)

[0036]

[0037]

[0038] 在t1时刻，C5上的电压升至Vin2，C6上的电压降至零，D6自然导通，该时段持续时间t01为：

[0039] t01＝2CleadVin2/I1(4)

[0040] ③开关模态2[t1，t2][附图8]：D6导通后，将Q6的电压箝在零位，此时可以零电压开通Q6。Q6开通后，1#输入源单独向负载供电。若Vo＜Vin1/Kps，ip线性上升，若Vo＞Vin1/Kps，ip线性下降。图中以ip线性上升为例，到t2时刻，ip上升到I2。

[0041] ④开关模态3[t2，t3][附图9]：在t2时刻，关断Q1，ip从Q1转移至C1、C2支路中，给C1充电，给C2放电。由于C1和C2的存在，Q1近似为零电压关断。由于Lr与Lf是互相串联的，而Lf很大，其电流基本保持不变，因此ip基本不变。C1上的电压线性上升，C2上的电压线性下降。

[0042] ip(t)＝Ip(t2)□I2(5)

[0043]

[0044]

[0045] 在t3时刻，C1上的电压升至Vin1，C2上的电压降至零，D2自然导通，该时段持续时间t23为：

[0046] t23＝2CleadVin1/I2(8)

[0047] ⑤开关模态4[t3，t4][附图10]：D2导通后，将Q2的电压箝在零位，此时可以零电压开通Q2。Q2开通后，两路输入源均不接入电路，变换器工作在续流状态。在这段时间里，ip等于折算到原边的滤波电感电流。在t4时刻，ip下降到I3。

[0048] ⑥开关模态5[t4，t5][附图11]：在t4时刻，关断Q4，ip给C4充电，同时通过两路输入源Vin1和Vin2给C3放电。由于有C3和C4的存在，Q4近似为零电压关断。此时vAB＝-vC4，vAB的极性由零变为负值，变压器副边绕组电势有下正上负的趋势，使DR2和DR3导通。由于四只整流二极管同时导通，变压器副边绕组电压为零，使原边绕组电压也为零，vAB全部加 在Lr上。因此这时Lr和C3、C4在谐振工作。

[0049] ip＝I3cosωr(t-t4)(9)

[0050] vC4(t)＝ZrI3sinωr(t-t4)(10)

[0051] vC3(t)＝(Vin1+Vin2)-ZrI3sinωr(t-t4)(11)

[0052] 其中，

[0053] 到t5时刻，C4上的电压上升至Vin1+Vin2，C3上的电压下降到零，D3自然导通，该模态持续时间t45为：

[0054]

[0055] ⑦开关模态6[t5，t6][附图12]：D3导通后，将Q3两端的电压箝在零，此时可以零电压开通Q3。在此时段中，副边四只整流二极管依旧同时导通，变压器副边绕组和原边绕组电压均为零，这样Vin1+Vin2加在Lr上，ip线性下降。

[0056]

[0057] 到t6时刻，ip下降到零，D2、D3和D6自然关断。

[0058] ⑧开关模态7[t6，t7][附图13]：t6时刻，原边电流由正值过零，且向负方向线性增加，正向流经Q2、Q3和Q6。由于ip此时原边电流仍不足以提供负载电流，副边整流管依旧同时导通。加在Lr上的电压为Vin1+Vin2，ip反向线性增加。

[0059]

[0060] 在t7时刻，ip达到折算到原边的负载电流-ILf(t7)/Kps，LR1和DR4关断，负载电流全部流过DR2和DR3。

[0061] ⑨开关模态8[t7，t8][附图14]：在这段时间里，两路输入源串联向负载供电。t8时刻关断Q6，变换器开始另半个周期的工作，其工作情况与上述的半个周期类似，不再赘述。 [0062] (2)单路源单独向负载供电

[0063] 附图15给出了该变换器单路源(例如1#源)单独向负载供电时的主要波形。此模式存在14个开关模态，其中[t0，t2]时段的工作情况与双路源同时向负载供电时的[t2，t4]时段相同，这里不再重复。下面分析[t2，t7]时段的工作原理，附图16-20给出了该时段各开关模态的等效电路。

[0064] ①开关模态3[t2，t3][附图16]：在t2时刻，同时关断Q4和Q6，由于ip由从D6中流过，因此Q6为零电压关断。同时ip给C4充电，并通过两路输入源Vin1和Vin2给C3放电。由于C3和C4的存在，Q4近似为零电压关断，并且此时vAB＝-vC4，vAB的极性由零变为负值，变压器副边绕组电势有下正上负的趋势，使DR2和DR3导通，由于四只整流二极管同时导通，变压 器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，vAB全部加在Lr上。因此这时Lr和C3、C4在谐振工作。

[0065] ip＝I2cosωr(t-t2)(15)

[0066] vC4(t)＝ZrI2sinωr(t-t2)(16)

[0067] vC3(t)＝(Vin1+Vin2)-ZrI2sinωr(t-t2)(17)

[0068] 其中，

[0069] 到t3时刻，C4上的电压上升至Vin1+Vin2，C3上的电压下降到零，D3自然导通，该模态持续时间t23为：

[0070]

[0071] ②开关模态4[t3，t4][附图17]：D3导通后，将Q3两端的电压箝在零，此时可以零电压开通Q3。在此时段中，副边四只整流二极管依旧同时导通，变压器副边绕组和原边绕组电压均为零，这样Vin1+Vin2加在Lr上，ip线性下降。

[0072]

[0073] ③开关模态5[t4，t5][附图18]：在t4时刻，同时开通Q3和Q5，由于D3的箝位作用，Q3为零电压开通。但是Q5开通前，其两端的电压仍为Vin2，因此为硬开通。在此时段中，Vin1单独加在Lr上，ip线性下降。

[0074]

[0075] 到t5时刻，ip下降到零，D2和D3自然关断。

[0076] ④开关模态6[t5，t6][附图19]：t5时刻，原边电流由正值过零，且向负方向线性增加，流经Q2、Q3和Q5。由于ip此时原边电流仍不足以提供负载电流，副边整流管依旧同时导通，加在Lr上的电压为Vin1，ip反向线性增加。

[0077]

[0078] 在t6时刻，ip达到折算到原边的负载电流-ILf(t6)/Kps，DR1和DR4关断，负载电流全部流过DR2和DR3。

[0079] ⑤开关模态7[t6，t7][附图20]：在这段时间里，1#输入源单独向负载供电。t7时刻关断Q2，变换器开始另半个周期的工作，其工作情况与上述的半个周期类似，不再赘述。可见，当变换器工作在单路源单独供电的模式时，其中一路输入源退出工作，对应的等效占空比为零，其超前管无法实现软开关，造成很大的开关损耗和电磁干扰。

[0080] 下面再分析一下双输入全桥变换器的特性

[0081] (1)开关管的电压应力和电流应力

[0082] 从上面的分析可知，双输入全桥变换器的三个桥臂的电压应力各不相同。1#桥臂开关管Q1和Q2的电压应力为1#源的输入电压Vin1；3#桥臂开关管Q5和Q6的电压应力2#源的输入电压Vin2；而公共滞后桥臂开关管Q3和Q4的电压应力两路源的输入电压之和Vin1+Vin2；Q1～Q6电流应力相同，均为Io/Kps。

[0083] (2)开关管实现ZVS的条件

[0084] ①超前桥臂

[0085] 在超前管的开关过程中，输出滤波电感与原边谐振电感相互串联，用来实现ZVS的能量来自输出滤波电感和原边谐振电感。输出滤波电感一般较大，因此其能量足以保证超前管在宽负载范围内实现ZVS。

[0086] ②滞后桥臂

[0087] 在滞后桥臂开关管Q2和Q3的开关过程中，副边整流二极管全部导通，输出滤波电感电流不能反射到原边，此时只有谐振电感的能量用于实现ZVS。为了实现滞后管的ZVS，双路源同时供电时必须满足：

[0088]

[0089] 当只有一路输入源单独向负载供电时，需要满足：

[0090]

[0091] 由于谐振电感比折算到原边的输出滤波电感要小得多，因此滞后管实现ZVS相对困难。

[0092] (3)占空比丢失

[0093] 与ZVS单输入全桥变换器类似，ZVS双输入全桥变换器也存在占空比丢失现象。由于谐振电感的存在，原边电流从正(负)向变化到负(正)向折算到原边的负载电流需要一定的时间，即图2.5(双路源同时工作模式)中的[t4，t7]和[t12，t15]时段，以及图2.7(单路源单独工作模式)中的[t2，t6]和[t9，t13]时段。这段时间内，虽然原边有正(或负)电压方波，但原边电流不足以提供负载电流，副边四个整流管都导通，负载处于续流状态，vrect为零，这样副边电压就丢失了这部分方波电压，如图2.5和图2.7中阴影部分即为丢失的电压方波。以下分两种模式下计算占空比丢失：

[0094] (1)在双路源同时工作模式下，副边丢失的电压方波时间为[t4，t7]，它与开关周期Ts的一半的比值就是副边占空比丢失Dloss，即：

[0095]

[0096] 考虑到[t4，t5]时间段很短，可以忽略，则占空比丢失时间段内vAB＝Vin1+Vin2，则： [0097]

[0098] 认为该时段中ip近似不变，可以得到：

[0099]

[0100] (2)单路源单独工作模式下，副边丢失的电压方波时间为[t2，t6]，其中，[t2，t3]时间段很短，可以忽略，[t3，t4]时段，vAB＝Vin1+Vin2，[t4，t6]时段，vAB＝Vin1，则： [0101]

[0102] 那么，有：

[0103]

[0104] 由此，无论在哪种工作模式下，输入电压Vin越低，Dloss越大；Lr越大，Dloss越大；负载越大，Dloss越大。

[0105] 为了扩大软开关实现的范围，通常可以增大谐振电感值，但是选择大的谐振电感又会造成占空比丢失严重，因此在设计谐振电感时需要折衷考虑。在保证占空比丢失在能够接受的前提下，适当增大谐振电感。

[0106] (4)输入输出关系

[0107] 两个超前桥臂相对于公共滞后桥臂的移相角分别为θ1和θ2，则对应的原边占空比分别为Dp1＝(π-θ1)/2π，Dp2＝(π-θ2)/2π。考虑到占空比丢失后，副边的占空比，即有效占空比分别为Dy1、Dy2，并且Dy1＝Dp1-Dloss，Dy2＝Dp2-Dloss。由图2给出的输出整流后电压波形可知，输出电压Vo与输入电压Vin1、Vin2的关系为：

[0108] Vo＝(Dy1Vin1+Dy2Vin2)/Kps (29)

[0109] 假设电感足够大，电感电流可以看成一个直流电流，即负载电流Io，则Iin1和Iin2分别为：

[0110] Iin1＝Dy1·Io/Kps(30)

[0111] Iin2＝Dy2·Io/Kps(31)

[0112] 本发明的一个具体实例如下：输入直流电压：Vin1＝120V，Vin2＝90V；1#源输入电流参考值：Iin1_ref＝3.4A；输出直流电压：Vo＝48V；额定功率：Po＝800W；额定电流：Io＝16.7A；变压器Tr原副边变比：Kps＝6∶4；谐振电感：Lr＝0.82μH；输出滤波电感：Lf＝
48μH；输出滤波电容：Cf＝470μF；超前管(Q1、Q2、Q5、Q6)：IXTH35N30(35A/300V)；滞后管(Q3、Q4)：IPW60R045CP(38A/650V)；副边整流二极管(DR1-DR4)：DSEP30-03A；开关频率：fs＝
100kHz。

[0113] 由以上描述可知，本发明提出的零电压开关多输入全桥变换器主要有如下优点： [0114] 1、结构简单；元器件数量少；2、输入输出具有电气隔离；3、采用双移相控制策略，可实现开关管的软开关；4、在任一瞬间，既可单独向负载供电，又可同时向负载供电。