功率因子校正控制器及其控制方法与其应用的电源转换器

摘要

一种功率因子校正控制器，是应用于一电源转换器中的一临界导通模式的功率因子校正电路。其依据电源转换器的一输出电压来产生一控制电压，并且设计一第一临界值来检测控制电压，以依据负载程度的差异来控制功率因子校正电路工作于不同的特定模式，藉以减少电源转换器在轻载和空载时的损耗，并且提高能量传输效率。

权利要求

1.一种功率因子校正控制器，是应用于一电源转换器中的一临界导通模式的功率因子校正电路，包括：一电压调节单元，是接收该电源转换器的一输出电压，以产生一控制电压；

一信号产生电路，是用以产生一频率信号，并且利用预设的一第一临界值来检测该控制电压，以依据该控制电压的大小来产生一偏移电压；

一第一比较器，是比较该偏移电压及该电源转换器的一输入电压，以产生一触发信号；及一驱动单元，是电性连接该电压调节单元、该信号产生电路及该第一比较器，并且控制该功率因子校正电路的一晶体管；

其中，当该控制电压小于该第一临界值时，该驱动单元是依据该触发信号及该频率信号来控制该晶体管工作在一省电模式。

2.如权利要求1所述的功率因子校正控制器，其特征在于，该控制电压是与该电源转换器所连接的一负载的大小成正比，并且该频率信号的频率亦是与该负载的大小成正比。

3.如权利要求2所述的功率因子校正控制器，其特征在于，当该第一比较器比较该输入电压大于该偏移电压时，该第一比较器是产生一致能触发信号，使该驱动单元依据该致能触发信号而进行运作，而当该第一比较器比较该输入电压小于等于该偏移电压时，该第一比较器是产生一禁能触发信号，使该驱动单元是依据该禁能触发信号而停止运作。

4.如权利要求2所述的功率因子校正控制器，其中该信号产生电路进一步包含一偏压运算电路，该偏压运算电路包括：一计算器，该计算器的一负端是电性连接该电压调节单元，以接收该控制电压，该计算器的一正端是设定该第一临界值，该计算器是计算该第一临界值与该控制电压的差，以产生一差值电压；

一放大电路，是电性连接该计算器，用以将该差值电压放大一特定倍数；及

一限幅电路，是电性连接该放大电路及该第一比较器的一反相输入端；

其中，该限幅电路在该控制电压小于该第一临界值时，是依据该放大后的差值电压来产生该偏移电压给该第一比较器；该限幅电路在该控制电压大于该第一临界值时，是限幅产生一零电压；藉此，当该控制电压小于该第一临界值时，该偏移电压是与该负载的大小成反比。

5.如权利要求4所述的功率因子校正控制器，进一步包含：

一取样电路，是电性连接该第一比较器的一同相输入端，并且接收该输入电压，以进一步将该输入电压调整为一特定准位的输入电压而输出至该第一比较器。

6.如权利要求2所述的功率因子校正控制器，其中该信号产生电路是依据预设的一基准电压值来产生该频率信号。

7.如权利要求6所述的功率因子校正控制器，其中当该控制电压大于等于该第一临界值时，该驱动单元是依据该触发信号、该控制电压、该频率信号及一过零检测信号来控制该晶体管工作在该临界导通模式。

8.如权利要求7所述的功率因子校正控制器，其中该信号产生电路进一步包含一开关电路，该开关电路包括：一第一开关，该第一开关的一端是设定该基准电压值；及

一第二比较器，该第二比较器的一同相输入端是设定该第一临界值，该第二比较器的一反相输入端是电性连接该电压调节单元，该第二比较器是比较该第一临界值及该控制电压，以控制该第一开关的导通或不导通；

其中，当该控制电压大于等于该第一临界值时，该第二比较器控制该第一开关不导通，当该控制电压小于该第一临界值时，该第二比较器控制该第一开关导通。

9.如权利要求8所述的功率因子校正控制器，其中该信号产生电路进一步包含一频率产生电路，该频率产生电路包括：一第一电流源，是为可控电流源，该第一电流源的一控制端是电性连接该第一开关的另一端，以在该第一开关导通时，依据该基准电压值来调整电流输出；

一第二电流源，是串联连接该第一电流源，且该第二电流源的电流是该第一电流源的电流的两倍；

一第二开关，该第二开关的一端是电性连接该第二电流源，而该第二开关的另一端是接地；

一电容，该电容的一端是电性连接该第一电流源及该第二电流源的连接点，而另一端是接地，使该电容是产生一震荡电压；及一第三比较器，是依据该震荡电压来产生该频率信号，其一同相输入端是电性连接该第一电流源、该第二电流源及该电容之间的连接点，而该第三比较器的一反相输入端是设定一高、低临界值；；其中，该第一电流源的电流、该震荡电压及该频率信号的频率是成正比；当该震荡电压到达该高临界值时，该第三比较器控制该第二开关导通，使该电容是透过该第二电流源及该第二开关来进行放电，并且在该震荡电压到达该低临界值时，该第三比较器控制该第二开关不导通，使该电容是透过该第一电流源来进行充电。

10.如权利要求2所述的功率因子校正控制器，其中该信号产生电路是进一步预设一第二临界值，该第二临界值是大于该第一临界值，并且利用该第二临界值来进一步检测该控制电压，以依据该控制电压的大小来产生该频率信号。

11.如权利要求10所述的功率因子校正控制器，其中当该控制电压小于该第二临界值且大于等于该第一临界值时，该驱动单元是依据该触发信号、该控制电压、该频率信号及一过零检测信号来控制该晶体管，以降低该晶体管的开关频率；当该控制电压大于等于该第二临界值时，该驱动单元是依据该触发信号、该控制电压、该频率信号及该过零检测信号来控制该晶体管工作在该临界导通模式。

12.如权利要求10所述的功率因子校正控制器，其中该信号产生电路进一步包含一开关电路，该开关电路包括：一第一开关，该第一开关的一端是电性连接该电压调节单元；及一第二比较器，该第二比较器的一同相输入端是设定该第二临界值，该第二比较器的一反相输入端是电性连接该电压调节单元，该第二比较器是比较该第二临界值及该控制电压，以控制该第一开关的导通或不导通；

其中，当该控制电压大于等于该第二临界值时，该第二比较器控制该第一开关不导通，当该控制电压小于该第二临界值时，该第二比较器控制该第一开关导通。

13.如权利要求12所述的功率因子校正控制器，其中该信号产生电路进一步包含一频率产生电路，该频率产生电路包括：一第一电流源，是为可控电流源，该第一电流源的一控制端是电性连接该第一开关的另一端，以在该第一开关导通时，依据该控制电压的大小来正比调整电流输出；

一第二电流源，是串联连接该第一电流源，且该第二电流源的电流是该第一电流源的电流的两倍；

一第二开关，该第二开关的一端是电性连接该第二电流源，而该第二开关的另一端是接地；

一电容，该电容的一端是电性连接该第一电流源及该第二电流源的连接点，而另一端是接地，使该电容是产生一震荡电压；及一第三比较器，是依据该震荡电压来产生该频率信号，其一同相输入端是电性连接该第一电流源、该第二电流源及该电容之间的连接点，而该第三比较器的一反相输入端是设定一高、低临界值；其中，该第一电流源的电流、该震荡电压及该频率信号的频率是成正比，当该震荡电压到达该高临界值时，该第三比较器控制该第二开关导通，使该电容是透过该第二电流源及该第二开关来进行放电，并且在该震荡电压到达该低临界值时，该第三比较器控制该第二开关不导通，使该电容是透过该第一电流源来进行充电。

14.一种功率因子校正控制器的控制方法，该功率因子校正控制器是应用于一电源转换器中的一临界导通模式的功率因子校正电路，该控制方法的步骤包括：转换该电源转换器的一输出电压为一控制电压；

产生一频率信号，并且利用一第一临界值检测该控制电压，以依据该控制电压的大小来产生一偏移电压；

比较该偏移电压及该电源转换器的一输入电压，以产生一触发信号；及

提供一驱动单元来控制该功率因子校正电路的一晶体管，并且当该控制电压小于该第一临界值时，该驱动单元是依据该触发信号及该频率信号来控制该晶体管工作在一省电模式。

15.如权利要求14所述的功率因子校正控制器的控制方法，其中该控制电压是与该电源转换器所连接的一负载的大小成正比，并且该频率信号的频率亦是与该负载的大小成正比。

16.如权利要求15所述的功率因子校正控制器的控制方法，其中若该输入电压大于该偏移电压，产生一致能触发信号来致能该驱动单元的运作；若该输入电压小于等于该偏移电压，产生一禁能触发信号来停止该驱动单元的运作。

17.如权利要求15所述的功率因子校正控制器的控制方法，其中该频率信号是依据预设的一基准电压值来产生，当该控制电压大于等于该第一临界值时，该驱动单元是依据该触发信号、该控制电压、该频率信号及一过零检测信号来控制该晶体管工作在该临界导通模式。

18.如权利要求15所述的功率因子校正控制器的控制方法，进一步包含：利用一第二临界值来进一步检测该控制电压，并依据该控制电压的大小来产生该频率信号，其中该第二临界值是大于该第一临界值。

19.如权利要求18所述的功率因子校正控制器的控制方法，其中当该控制电压小于该第二临界值且大于等于该第一临界值时，该驱动单元是依据该触发信号、该控制电压、该频率信号及一过零检测信号来控制该晶体管，以降低该晶体管的开关频率；当该控制电压大于等于该第二临界值时，该驱动单元是依据该触发信号、该控制电压、该频率信号及该过零检测信号来控制该晶体管工作在该临界导通模式。

20.一种具有如权利要求1所述的功率因子校正控制器的电源转换器。

说明书

技术领域

本发明是涉及一种功率因子校正控制器，特别是指一种用以改善轻载效率且降低轻载或空载损耗的临界导通模式功率因子校正控制器及其控制方法与其应用的电源转换器。

背景技术

多数电器产品所需的工作电压通常为直流电，因此都必须将市电所供应的交流电转换成为直流电。最常见的方法是利用二极管桥式整流电路与滤波电容来完成，因为其架构简单且成本低廉，所以被广泛地使用。但是由于滤波电容和电器本身的阻抗特性，导致输入电压及输入电流间存在着相位差，因而让功率因子低落，于是就形成电源耗损的现象，而且加重了对供电网络的污染。为了有效解决此一问题，目前便是在整流电路的后设计功率因子校正电路(Power Factor Correction Circuit)来有效减少无功成分，改善整体电源效率，并减小对供电网络的谐波污染。
利用功率因子校正电路来改善功率因子的电路架构大致有下列几种，如：升压式(Boost)、降压式(Buck)与升降压式(Buck-Boost)等。并且依据电流控制原理的不同，功率因子校正电路的工作模式更可进一步分为：连续电流模式(CCM)、不连续电流模式(DCM)及临界导通模式(CRM)等。
而一般来讲升压是进行功率因子校正的核心，因此针对市面上较为普遍使用的升压式电路架构，请参考图1，为习知技术具升压式功率因子校正电路的电源转换器的电路示意图。如图所示，电源转换器9包含：一滤波器91、一桥式整流器92及一功率因子校正电路93，并且在此所举例的习知技术是透过功率因子校正控制器931的设计，让前级的功率因子校正电路93是工作在临界导通模式。其中，功率因子校正电路93是透过一功率因子校正控制器931来主动控制晶体管Q的开关，以间接控制电流的波形及输出电压Vout，进而输出电压Vout再透过后级的一直流/直流转换器(图未示)的转换来供应一负载(图未示)所需电力。藉此，以有效地消除二极管D反向恢复所引起的损耗，提高电源转换器9的效率。
然而，在临界导通模式下，随着负载的逐渐减小，功率因子校正控制器931控制晶体管Q的开关频率会随的增加，进而增加了电源转换器9的损耗。此外，在交流电压过零点附近，功率因子校正电路93的输入电压Vin也会较小，晶体管Q的开关频率较高，使得传输的能量较少而造成较大的损耗，降低了电源转换器9的效率。目前为了减小功率因子校正电路93在轻载和空载时的损耗，通常是采用跳频工作的控制方式来设计。
透过功率因子校正控制器931中的示意电路来大致说明跳频工作的控制方式。功率因子校正控制器931主要是包含一调节器P1、一比较器P2及一脉波宽度调变电路PWM。其中，调节器P1的输入端是连接一回馈信号脚位FB，用来接收输出电压Vout并调节输出一控制电压Vcon，以反应实际负载的大小。而比较器P2则是接收控制电压Vcon并与一设定电压Vset进行比较。最后，脉波宽度调变电路PWM依据比较器P2的比较结果及一过零检测脚位ZCD所侦测的过零侦测信号，以透过驱动信号脚位Drive来输出驱动信号而控制晶体管Q的工作，藉以达到控制功率因子校正电路93进行跳频工作的目的。
更具体的说明请再参考图2及图2A，为习知技术具升压式功率因子校正电路的电源转换器的跳频控制波形图。其中，图2A所描述的是图2中A部分的局部放大图，用来显示流经电感L的电流(iL)的变化波形。
首先，当负载变轻，此时的输出电压Vout会增加，而控制电压Vcon则随的下降，并且当控制电压Vcon小于设定电压Vset时，功率因子校正控制器931所控制的功率因子校正电路93便会停止工作(off time)，以让输出电压Vout下降。而由于输出电压Vout下降会让控制电压Vcon增加，于是当控制电压Vcon大于设定电压Vset时，功率因子校正控制器931所控制的功率因子校正电路93便会开始工作(on time)，以让输出电压Vout开始增加，而由于输出电压Vout增加又会让控制电压Vcon下降，以此类推重复地工作，让临界导通模式功率因子校正电路93可以采用跳频工作来有效地减少轻载或空载时的损耗。
但是，随着对电源轻载效率和空载损耗的要求越来越严格，上述跳频工作的控制方法已经很难满足各种国际标准的要求，如：EnvironmentalProtection Agency(EPA)、Energy Star等节能的相关标准。并且习知的临界导通模式功率因子校正电路93在负载较轻时所进行的跳频工作，会使得输出电压Vout出现较大的波动，因而不利于后级直流/直流转换器轻载效率的优化，也不利于整体轻载效率的改善。

发明内容

有鉴于此，本发明所要解决的技术问题在于，针对临界导通模式的功率因子校正电路来进行改良，以依据负载程度的差异来控制功率因子校正电路工作于不同的特定模式，藉以减少电源转换器在轻载和空载时的损耗，并且提高能量传输效率。进而让输出电压具有较小的波动，有利于电源转换器的后级直流/直流转换器轻载效率的优化。
为了解决上述问题，根据本发明所提出的一方案，提供一种功率因子校正控制器，是应用于一电源转换器中的一临界导通模式的功率因子校正电路，其包括：一电压调节单元、一信号产生电路、一第一比较器及一驱动单元。其中，电压调节单元是接收电源转换器的一输出电压以产生一控制电压，信号产生电路是用以产生一频率信号，并且利用预设的一第一临界值来检测控制电压，以依据控制电压的大小来产生一偏移电压，第一比较器是比较偏移电压及电源转换器的一输入电压以产生一触发信号，而驱动单元则是电性连接电压调节单元、信号产生电路及第一比较器，并且控制功率因子校正电路的一晶体管。其中，当控制电压小于第一临界值时，驱动单元是依据触发信号及频率信号来控制晶体管工作在一省电模式。
为了解决上述问题，根据本发明所提出的另一方案，提供一种功率因子校正控制器的控制方法，所述的功率因子校正控制器是应用于一电源转换器中的一临界导通模式的功率因子校正电路，而控制方法的步骤包括：首先，转换电源转换器的一输出电压为一控制电压。接着，产生一频率信号，并且利用一第一临界值来检测控制电压，以依据控制电压的大小来产生一偏移电压，进而比较偏移电压及电源转换器的一输入电压，以产生一触发信号。最后，提供一驱动单元来控制功率因子校正电路的一晶体管，并且当控制电压小于第一临界值时，驱动单元依据触发信号及频率信号来控制晶体管工作在一省电模式。
以上的概述与接下来的详细说明及附图，皆是为了能进一步说明本发明为达成预定目的所采取的方式、手段及功效。而有关本发明的其它目的及优点，将在后续的说明及图式中加以阐述。

附图说明

图1是习知技术具升压式功率因子校正电路的电源转换器的电路示意图；
图2及图2A是习知技术具升压式功率因子校正电路的电源转换器的跳频控制波形图；
图3是本发明具升压式功率因子校正电路的电源转换器的实施例方块图；
图4是本发明功率因子校正控制器的第一实施例电路示意图；
图5是本发明功率因子校正电路的工作模式对应负载及开关频率的第一实施例对应示意图；
图6是本发明功率因子校正控制器的第二实施例电路示意图；
图7是本发明功率因子校正电路的工作模式对应负载及开关频率的第二实施例对应示意图；
图8是本发明功率因子校正控制器的控制方法实施例流程图；及
图9是本发明功率因子校正电路在省电模式下的实施例波形图。

具体实施方式

本发明是改善临界导通模式的功率因子校正电路，使其能依据实际负载程度的差异来工作于不同的特定模式，藉以减少电源转换器在轻载和空载时的损耗，提高电源转换器的能量传输效率。本发明的功率因子校正电路可应用在升压式、降压式及升降压式等电路架构，并无加以限制。而为了方便说明起见，在以下的实施例中，皆是以目前功率因子校正电路在设计上较常使用的升压式电路架构来作为举例说明。
首先，针对电路架构的设计来进行说明，请参考图3，为本发明具升压式功率因子校正电路的电源转换器的实施例方块图。如图所示，本实施例的电源转换器1包含：一滤波单元11、一整流器12、一功率因子校正电路13及一滤波电容Cin。其中，滤波单元11是电性连接一交流电源AC，用来滤除交流电源AC的一交流电压中的高频噪声。整流器12是电性连接滤波单元11，用来整流该交流电压，以产生一输入电压Vin。而滤波电容Cin是并联连接整流器12，用来进一步滤除输入电压Vin的噪声。
功率因子校正电路13是设计为临界导通模式，其包含：一电感L、一晶体管Q、一二极管D、一输出电容Cout及一功率因子校正控制器130。而所属技术领域中具有通常知识者可以了解其中电感L、晶体管Q、二极管D及输出电容Cout所架构成的升压式电路的运作原理，在此就不再赘述。
而为了详细说明功率因子校正控制器130的设计，请再一并参考图4，为本发明功率因子校正控制器的第一实施例电路示意图。功率因子校正控制器130进一步包括：一取样电路1300、一电压调节单元1301、一信号产生电路1302、一第一比较器1303(Amp1)及一驱动单元1304。其中，设计取样电路1300电性连接于整流器12，是为了符合第一比较器1303的输入规格需求，以用来接收属于正弦波的输入电压Vin，并将输入电压Vin调整为一特定准位的输入电压Vin’的后，再提供给第一比较器1303。如图4中所示，取样电路1300可例如是设计为一分压电路的架构。
电压调节单元1301如图4所示是例如包含一误差放大器EA。其中，误差放大器EA的一反相输入端是电性连接电源转换器1的一输出端，用来接收一输出电压Vout，而误差放大器EA的一同相输入端则是设定一参考电压Vref，使误差放大器EA得以依据参考电压Vref来放大输出电压Vout，以产生一后续用来参考比较用的控制电压Vcon。补充说明的是，电源转换器1输出端所连接的负载(图未示)越大，输出电压Vout会下降，于是控制电压Vcon会增加；而当负载变轻，输出电压Vout就会增加，于是控制电压Vcon就会下降。换句话说，控制电压Vcon是与负载的大小成正比。
信号产生电路1302是电性连接电压调节单元1301，并且在本实施例中，信号产生电路1302在针对电压值检测的部分是预设一第一临界值Vth1及一第二临界值Vth2，其中第二临界值Vth2是大于第一临界值Vth1，藉以利用第一临界值Vth1及第二临界值Vth2来检测控制电压Vcon，进而依据控制电压Vcon的大小来产生一频率信号CLK及一偏移电压Vbias。
更具体来讲，如图4所示，信号产生电路1302进一步包括一开关电路13021、一频率产生电路13022及一偏压运算电路13023。其中，开关电路13021在电路架构上是例如由一第一开关S1及一第二比较器Amp2所组成。第一开关S1的一端是电性连接电压调节单元1301中的误差放大器EA的一输出端。第二比较器Amp2的一同相输入端是设定该第二临界值Vth2，而第二比较器Amp2的一反相输入端则是电性连接误差放大器EA的输出端，如此让第二比较器Amp2依据第二临界值Vth2及控制电压Vcon的比较结果来控制第一开关S1的导通或不导通。其中，当控制电压Vcon大于等于第二临界值Vth2时，第二比较器Amp2是控制第一开关S 1不导通，而当控制电压Vcon小于第二临界值Vth2时，第二比较器Amp2是控制第一开关S1导通。
频率产生电路13022在实际设计上可例如是一压控震荡器(VCO)，而如图4所示，其电路架构上是包含一第一电流源I1、一第二电流源I2、一第二开关S2、一电容C及一第三比较器Amp3。其中，第一电流源I1是设计为可控电流源，并且第一电流源I1的一控制端是电性连接第一开关S1的另一端，而与误差放大器EA是形成连接在第一开关S1的不同端，以在第一开关S1导通时，得以依据控制电压Vcon的大小来正比调整电流的输出。第二电流源I2是串联连接第一电流源I1。并且在设计上，第二电流源I2的电流是设计为第一电流源I1的电流的两倍。
第二开关S2的一端是串联连接于第二电流源I2，而第二开关S2的另一端是接地。电容C的一端是电性连接第一电流源I1及第二电流源I2的连接点，并且另一端是接地，如此藉由电容C的充电及放电来形成震荡效应而产生一震荡电压。第三比较器Amp3则是进一步依据震荡电压来产生该频率信号CLK。进一步说明的是，第三比较器Amp3的一同相输入端是电性连接第一电流源I1、第二电流源I2及电容C之间的连接点，而第三比较器Amp3的一反相输入端则是设定为一高、低临界值H、L。藉此，第三比较器Amp3在比较震荡电压到达该高临界值H时，便控制第二开关S2导通，使电容C此时得以透过第二电流源I2及第二开关S2来进行放电；而第三比较器Amp3在比较震荡电压到达低临界值L时，则控制第二开关S2不导通，使电容C是透过第一电流源I1来进行充电。
从上述的频率产生电路13022架构来看，震荡电压及频率信号CLK的频率是与受控于控制电压Vcon的第一电流源I1的电流成正比。因此，频率信号CLK的频率亦是与负载的大小成正比。
再者，偏压运算电路13023在电路架构上是包含一计算器U1、一放大电路U2及一限幅电路U3。其中，计算器U1的一负端是电性连接误差放大器EA的输出端，而计算器U1的一正端则是用来设定该第一临界值Vth1，使得计算器U1是计算第一临界值Vth1与控制电压Vcon之间的压差而产生一差值电压。
放大电路U2是电性连接计算器U1，主要是依据实际设计上的需求而用来将该差值电压放大一特定倍数，以符合后续比较运算的所需，在此并无加以限制该特定倍数的数值。
限幅电路U3是电性连接放大电路U2，用来避免出现负电压。换句话说，当计算器U1所计算出的差值电压为负电压时，限幅电路U3便会将该差值电压限制为零伏特电压。在实际运作上，当控制电压Vcon小于第一临界值Vth1时，差值电压为正数，于是限幅电路U3是依据放大后的差值电压来产生该偏移电压Vbias，而在此状态下，偏移电压Vbias是与负载的大小成反比；而当控制电压Vcon大于第一临界值Vth1时，差值电压为负数，于是限幅电路U3便会进行限幅，以产生一零电压。
接下来，在功率因子校正控制器130的第一比较器1303方面。第一比较器1303的一同相输入端是电性连接取样电路1300，以接收特定准位的输入电压Vin’；而第一比较器1303的一反相输入端是电性连接限幅电路U3，以接收偏移电压Vbias。藉此，第一比较器1303便是比较偏移电压Vbias及输入电压Vin’来产生一触发信号T。在实际设计上，当输入电压Vin’大于偏移电压Vbias时，第一比较器1303是输出一致能触发信号(如逻辑的高电位信号)；当输入电压Vin’小于等于偏移电压Vbias时，第一比较器1303便是输出一禁能触发信号(如逻辑的低电位信号)。
最后，驱动单元1304在实际设计上可例如是设计为一脉波宽度调变(PWM)产生器，其是电性连接电压调节单元1301、信号产生电路1302及第一比较器1303，并且依据触发信号T来决定是否进行运作。当驱动单元1304在运作时，便是依据负载的实际大小来输出一驱动信号Drive，以控制晶体管Q在不同特定模式下的工作状态及开关频率。
请再一并参考图5，为本发明功率因子校正电路的工作模式对应负载及开关频率的第一实施例对应示意图。藉以说明功率因子校正电路13在前述功率因子校正控制器130的架构设计下所进行的控制运作。
首先，当负载较重时，控制电压Vcon大于等于第二临界值Vth2时(Vcon≥Vth2)，第一开关S1是不导通，于是频率产生电路13022便是依据第一电流源I 1及第二电流源I2的运作来产生频率信号CLK。而此时的控制电压Vcon便是代表晶体管Q的导通时间，负载越大，控制电压Vcon就越大。另一方面，在偏压运算电路13023方面，由于此时的控制电压Vcon是大于第二临界值Vth2，因此会产生零电压的偏移电压Vbias，使得输入电压Vin’必定会大于零电压的偏移电压Vbias，于是第一比较器1303是输出致能触发信号。因此，驱动单元1304便是依据致能触发信号来致能运作，并且依据控制电压Vcon、频率信号CLK及过零检测信号ZCD来控制晶体管Q工作在一临界导通模式(CRM)。其中，所属技术领域具有通常知识者应可了解，有关在临界导通模式下的相关运作，以及过零检测信号ZCD是用来判断电感L电流降到零的时间，确定晶体管Q的关闭时间，在此就不加以赘述。
接着，随着负载的减小，晶体管Q的开关频率会逐渐增加。当进入轻载状态后，即控制电压Vcon小于第二临界值Vth2时，第一开关S 1是导通，于是频率产生电路13022是依据控制电压Vcon来控制产生频率信号CLK，此时由于频率信号CLK的频率与控制电压Vcon成正比，因此控制电压Vcon越小(负载越轻)，则频率信号CLK的频率就越低。另外，假设此时的控制电压Vcon仍是大于第一临界值Vth1(Vth1≤Vcon＜Vth2)，则偏压运算电路13023就仍是产生零电压的偏移电压Vbias，使得输入电压Vin’势必还是大于零电压的偏移电压Vbias，于是第一比较器1303仍是输出致能触发信号。因此，驱动单元1304便是依据致能触发信号来致能运作，并且依据控制电压Vcon、频率信号CLK及过零检测信号ZCD来控制晶体管Q工作在一不连续导通模式(DCM)，并降低晶体管Q的开关频率。如此一来，随着负载的减小(控制电压Vcon减小)，晶体管Q的开关频率也就随的降低，进而减少开关损耗，而改善电源转换器1的轻载效率。
当负载继续减小，使控制电压Vcon小于第一临界值Vth1时(Vcon＜Vth1)，本实施例即是设计进入一省电模式(Standby)。此时第一开关S1仍是导通，而频率产生电路13022便是受控于控制电压Vcon而固定输出最低频率的频率信号CLK。另外，在偏压运算电路13023方面，偏移电压Vbias此时就会大于零电压。于是第一比较器1303就必须实际比较偏移电压Vbias与输入电压Vin’之间的压差，当输入电压Vin’大于偏移电压Vbias时，便输出致能触发信号，使驱动单元1304依据致能触发信号来致能运作，并且依据频率信号CLK来控制晶体管Q的开关频率；当输入电压Vin’小于等于偏移电压Vbias时，便输出禁能触发信号，使驱动单元1304依据禁能触发信号而停止运作。如此一来，负载越小(控制电压Vcon越小)，则偏移电压Vbias就越高，使得晶体管Q的工作时间就越短，并且只在输入电压Vin’较高的区域工作。从而可以进一步减小损耗，提高能量转换效率。
承上所述，第一实施例所设计的功率因子校正控制器130便是依据实际负载的变化来控制控制功率因子校正电路13工作于临界导通模式、不连续模式及省电模式。
此外，请再参考图6，为本发明功率因子校正控制器的第二实施例电路示意图。本实施例与第一实施例的不同点在于，本实施例所设计的功率因子校正控制器130’是依据负载的变化而控制功率因子校正电路13工作于临界导通模式及省电模式。
在电路设计上的差异点则是在于信号产生电路1302’中的开关电路13021’，其余则大致相同。如图6所示，本实施例的开关电路13021’虽同样是由第一开关S1及第二比较器Amp2所组成。但是，第一开关S1的一端是设定为一基准电压值Vmin。第二比较器Amp2的一同相输入端则是设定为第一临界值Vth1，而第二比较器Amp2的一反相输入端则是电性连接误差放大器EA的输出端，如此让第二比较器Amp2是依据第一临界值Vth1及控制电压Vcon的比较结果来控制第一开关S1的导通或不导通。其中，当控制电压Vcon大于等于第一临界值Vth1时，第二比较器Amp2是控制第一开关S1不导通，而当控制电压Vcon小于第一临界值Vth1时，第二比较器Amp2是控制第一开关S1导通。
而在频率产生电路13022的部分，由于第一电流源I1的控制端是电性连接第一开关S1的另一端，因此在第一开关S1导通时，便得以直接依据基准电压值Vmin来调整电流的输出。藉以让频率产生电路13022能在第一开关S1导通时，依据基准电压值Vmin来产生频率信号CLK。
同样再请一并参考图7，为本发明功率因子校正电路的工作模式对应负载及开关频率的第二实施例对应示意图。藉以说明功率因子校正电路13在前述功率因子校正控制器130’的架构设计下所进行的控制运作。
首先，当负载较重时，控制电压Vcon大于等于第一临界值Vth1时(Vcon≥Vth1)，第一开关S1是不导通。而在此状态下，大致与第一实施例所述的控制电压Vcon大于等于第二临界值Vth2的状态相同。因此，驱动单元1304便是依据致能触发信号来致能运作，并且依据控制电压Vcon、频率信号CLK及过零检测信号ZCD来控制晶体管Q工作在临界导通模式(CRM)。
接着，随着负载的减小，晶体管Q的开关频率会逐渐增加至最大。当负载继续减小，直到控制电压Vcon小于第一临界值Vth1时(Vcon＜Vth1)，本实施例即是如同第一实施例所设计的进入省电模式(Standby)。此时第一开关S 1是形成导通，而让频率产生电路13022能受控于基准电压值Vmin而固定输出最低频率的频率信号CLK。藉此，使驱动单元1304是依据致能触发信号来致能运作，并且依据频率信号CLK来控制晶体管Q的开关频率。
接下来的流程图是用来进一步说明本发明功率因子校正控制器的控制运作流程，并且仅就前述用来控制运作于临界导通模式、不连续导通模式及省电模式的第一实施例的功率因子校正控制器130来加以说明。相信所属技术领域具有通常知识者针对第二实施例的功率因子校正控制器130’(控制运作于临界导通模式及省电模式)的控制运作流程是可以据此稍加改变而完成，因而就不再另外进行说明。
请参考图8，为本发明功率因子校正控制器的控制方法实施例流程图。如图所示，本实施例所提供的控制方法的步骤包括：首先，接收电源转换器1的一输出电压Vout，以转换为一控制电压Vcon(S801)。并且再提供一第一临界值Vth1及一第二临界值Vth2来检测控制电压Vcon，以产生一频率信号CLK及一偏移电压Vbias(S803)，其中第二临界值Vth2是大于第一临界值Vth1。
接着，判断控制电压Vcon是否小于第二临界值Vth2(S805)。若步骤(S805)的判断结果为否，表示控制电压Vcon是大于等于第二临界值Vth2，此时由于偏移电压Vbias是会被限幅于零电压，于是偏移电压Vbias与输入电压Vin’比较的后，必定是会产生一致能触发信号，因而不会影响驱动单元1304的运作。驱动单元1034即是依据致能触发信号来致能运作，并且依据控制电压Vcon、频率信号CLK及过零检测信号ZCD来控制晶体管Q工作于临界导通模式(S807)。
若步骤(S805)的判断为是，则进一步判断控制电压Vcon是否小于第一临界值Vth1(S809)。若步骤(S809)的判断结果为否，则表示控制电压Vcon是小于第二临界值Vth2且大于等于第一临界值Vth1，此时由于偏移电压Vbias仍是会被限幅于零电压，于是偏移电压Vbias与输入电压Vin’比较的后，仍必定是产生致能触发信号，因而不影响驱动单元1304的运作。驱动单元1304仍是依据致能触发信号来致能运作，并且依据控制电压Vcon、频率信号CLK及过零检测信号ZCD来控制晶体管Q工作于不连续导通模式，并随着控制电压Vcon的降低来降低晶体管Q的开关频率(S811)。
若步骤(S809)的判断结果为是，则表示控制电压Vcon是小于第一临界值Vth1，于是便进入一省电模式(S813)。在省电模式下，由于偏移电压Vbias会大于零电压，于是就必须实际进行判断目前输入电压Vin’是否大于偏移电压Vbias(S815)。若步骤(S815)的判断结果为是，则产生致能触发信号来致能驱动单元1304进行运作，以让驱动单元1304依据频率信号CLK来控制晶体管Q的开关频率(S817)。反的，若步骤(S815)的判断结果为否，则产生禁能触发信号来停止驱动单元1304运作(S819)。
最后，请再参考图9，为本发明功率因子校正电路在省电模式下的实施例波形图。如图所示，在输入电压Vin’大于偏移电压Vbias的区间，触发信号T为致能触发信号(高电位信号)，此时晶体管Q受驱动单元1304所输出的驱动信号Drive控制而工作在最小的开关频率；在输入电压Vin’小于偏移电压Vbias的区间，触发信号T为禁能触发信号(低电位信号)，此时驱动单元1304是停止运作，让晶体管Q也随的停止工作。此外，在负载越轻时，控制电压Vcon越小，偏移电压Vbias越高，于是晶体管Q工作的时间也就越短。藉以达到减小损耗的目的。
综上所述，本发明透过功率因子校正控制器的设计，以能针对实际负载的状态来控制功率因子校正电路工作在不同的模式。尤其在极轻载或空载时，设计进入省电模式，以让功率因子校正电路只在输入电压瞬时值较高时工作，而在过零点附近不工作，从而提高电源转换器的能量传输效率，减小轻载和空载损耗。同时，还能保证输出电压具有较小的波动，有利于电源转换器的后级直流/直流转换器轻载效率的优化。
惟以上所述仅为本发明的较佳实施例，非意欲局限本发明的专利保护范围，故举凡运用本发明说明书及图式内容所为的等效变化，均同理皆包含于本发明的权利保护范围内。