用于编码正交频分复用的装置和方法转让专利
申请号 : CN200880018960.3
文献号 : CN101702961A
文献日 : 2010-05-05
发明人 : J·H·斯托特
申请人 : 英国广播公司
摘要 :
提供了一种COFDM传输方案，其提供了对传输路径中的噪声或有害效应的改善的适应力。这种方案在不同符号或载波上传输数据的两个拷贝，如果一个版本的数据丢失了，则接收器可尝试解调剩余的版本。另外，通过使用不同的PAM映射来对数据的每个拷贝进行编码，虽然信噪比性能和数据速率与常规的正交幅度调制方案的相同，但是当传输条件比较恶劣时具有改善的SNR。
权利要求 :
1.一种用于传输多载波信号的发射器，所述发射器包括：
针对具有在时域中被细分成各符号的同相和正交分量的频域载波信号的多个单独的载波信号路径；
频域到时域的转换器，用于将多个频域载波信号转换成单个时域多载波信号；
映射单元，其被安排用于接收表示源数据的数据比特流，以及用于将这些编码到所述一个或多个载波上；其中所述映射单元包括：第一映射器，其被安排用于取预定数目的数据比特，并根据第一脉冲幅度调制(PAM)方案来确定需要什么样的载波信号调 制来表示那些比特；
第二映射器，其被安排用于接收与第一映射器接收的相同的数据比特，并根据第二脉冲幅度调制(PAM)方案来确定需要什么样的载波信号调制来表示那些比特；
交织器，其被安排用于如所述第一和第二映射器所确定的那样，一边根据所述第一PAM方案以及一边根据所述第二PAM方案将所述数据编码到多个载波信号中的符号的单独的同相和/或正交分量上，使得对数据的所述第一和第二编码不出现在相同的载波和符号上。
2.根据权利要求1所述的发射器，其中所述交织器被安排为使得对数据的所述第一和第二编码彼此出现在不同载波信号上。
3.根据权利要求1所述的发射器，所述交织器包括第一和第二交织器，其被安排用于分别根据所述第一PAM方案和根据所述第二PAM方案来编码所述数据，其中所述第一交织器根据所述第一映射来将数据编码到第一组载波信号上，以及所述第二交织器根据所述第二映射将数据编码到第二组载波信号上，并且其中所述第一和第二组载波信号是互斥的。
4.根据权利要求1所述的发射器，其中所述交织器被安排为使得对数据的所述第一和所述第二编码彼此出现在不同符号上。
5.根据前述的任一权利要求所述的发射器，其中所述第二脉冲幅度调制(PAM)方案是所述第一脉冲幅度调制方案的修改版本。
6.根据权利要求5所述的发射器，其中所述第二脉冲幅度调制方案是所述第一脉冲幅度调制方案的修改版本，从而如果每个PAM方案的数据映射被二维地描绘出时，结果是类似旋转的QAM星座图的栅格。
7.根据权利要求6所述的发射器，其中选择所述映射使得所述类似旋转的QAM的星座图遵循Gray映射。
8.根据前述的任一权利要求所述的发射器，其中所述频域到时域的转换器应用傅立叶变换或逆傅立叶变换。
9.根据前述的任一权利要求所述的发射器，其中所述发射器是COFDM发射器、DAB发射器、DVB发射器或DRM发射器中的一个或多个。
10.一种用于对根据任意前述权利要求所述的发射器发射的多载波信号进行解码的接收器，其包括：用于接收传输的数据的前端；
用于检测并以时域信号来输出各符号的同步和估计电路；
用于从所述符号中提取由第一PAM方案所编码的数据以及由第二PAM方案所编码的数据的提取器，并且将这递送给相应的第一和第二交织器；
用于对根据第一PAM方案所编码的数据进行解码的第一解交织器；
用于对根据第二PAM方案所编码的数据进行解码的第二解交织器；
形成度量块，其用于接收所述第一和第二解交织器的输出并形成用于解码的度量信息。
11.一种传输多载波信号的方法，其传输方案具有多个频域载波信号，所述频域载波信号具有在时域中被细分成符号的同相和正交分量，每个载波分别具有不同的频率；所述方法包括：接收预定数目的数据比特；
根据第一脉冲幅度调制(PAM)方案确定需要什么样的载波信号调制来表示那些比特；
根据第二脉冲幅度调制(PAM)方案确定需要什么样的载波信号调制来表示那些比特；
如所述第一和第二映射器所确定的那样，一次根据所述第一PAM方案以及一次根据所述第二PAM方案将数据编码到多个载波信号中的符号的单独的同相和/或正交分量上，使得对数据的所述第一和第二编码不出现在相同的载波和符号上；
使用频域到时域的转换器来从多个频域载波信号生成单个时域多载波信号。
12.根据权利要求11所述的方法，其中在所述交织步骤中，对数据的所述第一和第二编码被应用到彼此不同的载波信号。
13.根据权利要求11所述的方法，其中所述交织步骤包括根据所述第一映射将数据映射到第一组载波信号上，以及根据所述第二映射将数据编码到第二组载波信号上，以及其中所述第一和第二组载波信号是互斥的。
14.根据权利要求1所述的方法，其中在所述交织步骤中所述对数据的第一和第二编码以彼此不同的符号进行编码。
15.根据权利要求11到14中的任一所述的方法，其中所述第二脉冲幅度调制(PAM)方案是所述第一脉冲幅度调制方案的修改版本。
16.根据权利要求15所述的方法，其中所述第二脉冲幅度调制方案是所述第一脉冲幅度调制方案的修改版本，从而如果每个PAM方案的数据映射被二维地描绘出时，结果是类似旋转的QAM星座图的栅格。
17.根据权利要求16所述的方法，其中选择所述映射使得所述类似旋转的QAM的星座图遵循Gray映射。
18.根据前述的任一权利要求所述的方法，其中所述频域到时域的转换器应用傅立叶变换或逆傅立叶变换。
19.根据前述的任一权利要求所述的方法，其中所述方法被应用在COFDM传输方案、DAB传输方案、DVB传输方案或DRM传输方案中的一个或多个中。
20.一种对根据权利要求11到19中的任一所述的传输方法传输的多载波信号进行解码的方法，包括：接收传输的数据；
同步所述传输的数据，以及应用信道估计以检测并输出时域信号的各符号；
从所述符号中提取由所述第一PAM方案编码的数据以及由所述第二PAM方案编码的数据；
对根据所述第一PAM方案编码的数据进行解交织；
对根据所述第二PAM方案编码的数据进行解交织；
基于由第一和第二PAM方案解交织的数据来形成度量信息。
说明书 :
技术领域
本发明涉及一种编码正交频分复用的方法和装置。
背景技术
编码正交频分复用(COFDM)被用作各种广播(broadcasting)标准的核心。在广播中，虽然通常传输信号的一个公共版本，但是传输路径上的环境影响意味着每个接收器将接收本质上已经传输通过不同信道的信号。由此，重要的是，广播系统能够处理宽范围的可能信道，并且每个接收器各自能够补偿它所接收的特定信道的影响。广播的一个重要优点是其中COFDM可以克服频率或时间选择性信道(frequency or time selective channel)的方式，频率或时间选择性信道是呈现出随时间或频率变化而变化的、影响传输质量的特性的信道。
COFDM的一个方面是使用前向纠错单元(FEC)来提高所传输的数据对噪声和其他有害影响的抵抗性。FEC向广播流添加冗余数据比特，使得广播流的传输更加鲁棒。然而，如果系统要可靠地工作，则FEC的编码率，也即未编码的数据比特对所传输的已编码的比特的比率，不能够太高。例如，假设FEC编码率是3/4(也即每三个未编码的数据比特生成四个已编码的比特)，并且会经历这样一种情况，即由于传输路径中的问题，四个比特中一个比特是无效(nulled)的。于是，针对在发射器的输入处提供的每三个原始的未编码的比特，在接收器处仅仅三个已编码的数据比特对于接收器的错误纠正器是可用的。考虑到擦除信息(erasure)，总速率由此是1，并且在高信噪比(SNR)时勉强可以获得正确接收。没有任何比3/4更高的编码率可以用在这个信道。
然而，另一方面，期望获得高编码率，因为它们可以允许实现更高的数据吞吐量。当然，在容量和性能之间存在直接的折衷，在这种情况中表现为：随着编码率上升，解码所需的SNR也增大。对于公知的FEC，因为上面所讨论的选择性信道的问题造成的对高编码率的排斥还不是太严重。然而，现在可以实行更强大的FEC布置，诸如在最新的DVB-S2标准中使用的低密度奇偶校验(LDPC)编码或各种类型的turbo码。理想的是，使用这种FEC布置，通过以更高的编码率运行，在相同的SNR处给出更高的容量。在许多情况下，在平坦的高斯信道中，这将给出理想的错误性能。然而，已经意识到，因为高编码率的原因，由于信道选择性所导致的擦除信息的可接受比例比惯常使用的FEC(其因为它们相对较弱的原因，即使对于平坦的高斯信道也需要以较低的编码率来工作)的少。
由此，已经意识到需要提供一种对于选择性信道而言更为鲁棒但又保持数据容量的传输方案。
COFDM的一个方面是使用前向纠错单元(FEC)来提高所传输的数据对噪声和其他有害影响的抵抗性。FEC向广播流添加冗余数据比特，使得广播流的传输更加鲁棒。然而，如果系统要可靠地工作，则FEC的编码率，也即未编码的数据比特对所传输的已编码的比特的比率，不能够太高。例如，假设FEC编码率是3/4(也即每三个未编码的数据比特生成四个已编码的比特)，并且会经历这样一种情况，即由于传输路径中的问题，四个比特中一个比特是无效(nulled)的。于是，针对在发射器的输入处提供的每三个原始的未编码的比特，在接收器处仅仅三个已编码的数据比特对于接收器的错误纠正器是可用的。考虑到擦除信息(erasure)，总速率由此是1，并且在高信噪比(SNR)时勉强可以获得正确接收。没有任何比3/4更高的编码率可以用在这个信道。
然而，另一方面，期望获得高编码率，因为它们可以允许实现更高的数据吞吐量。当然，在容量和性能之间存在直接的折衷，在这种情况中表现为：随着编码率上升，解码所需的SNR也增大。对于公知的FEC，因为上面所讨论的选择性信道的问题造成的对高编码率的排斥还不是太严重。然而，现在可以实行更强大的FEC布置，诸如在最新的DVB-S2标准中使用的低密度奇偶校验(LDPC)编码或各种类型的turbo码。理想的是，使用这种FEC布置，通过以更高的编码率运行，在相同的SNR处给出更高的容量。在许多情况下，在平坦的高斯信道中，这将给出理想的错误性能。然而，已经意识到，因为高编码率的原因，由于信道选择性所导致的擦除信息的可接受比例比惯常使用的FEC(其因为它们相对较弱的原因，即使对于平坦的高斯信道也需要以较低的编码率来工作)的少。
由此，已经意识到需要提供一种对于选择性信道而言更为鲁棒但又保持数据容量的传输方案。
发明内容
在现在应当参考的独立权利要求中定义了本发明。在从属权利要求中给出了有利的特征。
从一个宽泛的方面看，本发明提供了一种对传输路径中的噪声和有害影响具有改善的适应力的传输方案。通过在不同符号或载波上传输数据的两份拷贝，如果一个版本的数据丢失了，则接收器可以尝试解调剩余的版本。此外，通过使用不同映射来编码数据的每个拷贝，信噪比性能和数据速率与常规的正交幅度调制方案的相同，但是当传输条件比较恶劣时却具有改善的SNR。
从一个宽泛的方面看，本发明提供了一种对传输路径中的噪声和有害影响具有改善的适应力的传输方案。通过在不同符号或载波上传输数据的两份拷贝，如果一个版本的数据丢失了，则接收器可以尝试解调剩余的版本。此外，通过使用不同映射来编码数据的每个拷贝，信噪比性能和数据速率与常规的正交幅度调制方案的相同，但是当传输条件比较恶劣时却具有改善的SNR。
附图说明
现在将通过举例的方式，参考附图来描述本发明的优选实施例，在附图中：
图1示意性图示根据优选实施例的发射器装置；
图2图示用于COFDM系统中的数据映射的示例性正交幅度调制(QAM)星座图；
图3a和图3b图示根据本发明的使用脉冲幅度调制的简单映射。
图4、图5和图6图示更高阶的映射；
图7是展示用于在16点星座图中将数据映射到u1和u2的示例性方案的表；
图8是针对第一少数项示出图7中的映射的结果的图示；
图9是针对所有项的图7中所表示的比特映射的图形表示；
图10是展示在64点星座图中用于将数据映射到u1和u2的示例性方案的表；
图11是图10中所表达的比特映射的图形表示；
图12是比图10中所表达的比特映射更高阶的比特映射的图形表示；以及
图13是示意性地图示根据优选实施例的接收器装置。
图1示意性图示根据优选实施例的发射器装置；
图2图示用于COFDM系统中的数据映射的示例性正交幅度调制(QAM)星座图；
图3a和图3b图示根据本发明的使用脉冲幅度调制的简单映射。
图4、图5和图6图示更高阶的映射；
图7是展示用于在16点星座图中将数据映射到u1和u2的示例性方案的表；
图8是针对第一少数项示出图7中的映射的结果的图示；
图9是针对所有项的图7中所表示的比特映射的图形表示；
图10是展示在64点星座图中用于将数据映射到u1和u2的示例性方案的表；
图11是图10中所表达的比特映射的图形表示；
图12是比图10中所表达的比特映射更高阶的比特映射的图形表示；以及
图13是示意性地图示根据优选实施例的接收器装置。
具体实施方式
现在，将通过举例的方式来描述本发明的优选实施例。图1是根据本发明的COFDM发射器2的图示。首先，复用器4从多个不同数据源接收数据流，并且将这些数据流合并成单个数据流用于传输。接着，从复用器输出的数据流被传递给扰码器6，扰码器6例如使用伪随机数生成器或变换函数将输入数据流变换成伪随机形式。这用于使得在能量谱上获得更为均匀的能量分布，因为信号的频谱不再仅仅依赖于数据，并且在数据中出现的长0或长1被打散。
接着，数据被传递给前向纠错编码(FEC)单元8，在该单元处冗余数据比特被添加到数据，从而数据的传输形式对于错误和无效(null)来说更为鲁棒。随后，比特交织器10从FEC 8接收数据流，并且对数据流内的比特重新排序，从而在传输路径内的任何时间依赖性错误的影响被分散在所传输的数据中间。
部件4到部件10的工作将被理解成等同于公知COFDM系统中的那些部件。后续的映射/交织部分12将从比特交织器接收到的比特映射到载波信号上，然而该映射/交织部分12的工作与公知COFDM系统中的那些不相同，并且将在下面详细地解释。
本发明的优选实施例使用重复的脉冲幅度调制(PAM)，目的是在载波信号上再现输入数据比特。重复的意思是，数据两次经由PAM方案来进行传输，每次传输在不同载波信号和符号上并且使用不同的映射。已经发现，尽管这将给出与相应的基于正交幅度调制(QAM)的系统相等的数据速率，但是具有伴随信噪比(SNR)的改善。
在COFDM中，每个特定频率f的载波信号实际上是两个正弦载波波形，彼此间相位相差π/2。每个载波的幅度被调制以携带数据。因此，所传输的COFDM信号的形式是：
S＝I cos 2πft+Q sin 2πft
其中，I和Q表示各个载波波形和数据的时变幅度。在接收器中，使用适当的数学函数来对所接收到的信号进行操作以分别提取I(t)或Q(t)。COFDM的许多应用使用QAM来确定载波波形应当取哪些I(t)和Q(t)值。这类似于将载波信号的时间划分(被称为符号)乘以一个复数z＝x+jy。取决于多少个数据比特m将被承载在该符号上，x和y中的每个被约束为取2m个不同值中的一个。因此，如果I(t)和Q(t)中的每个均表示数据中的3个比特，则每个载波需要八个不同的幅度值，并且该符号存在64个不同状态。这就是公知的64-QAM。如果这些状态被描绘在阿干特图上，如图2中所图示，则获得具有相同数目的点的星座图。两个坐标轴以及分量I和Q分别被称为同相和正交，以反映它们被承载在彼此相位相差π/2的载波上的这一事实。
已经确定了在每个符号中有多少个状态可用，下一个问题是如何使用星座图来表示数据。这是如何将输入数据比特映射到星座图中的点的问题。例如，如果数据比特000 000被接收，则这些数据比特应当被映射到左下角的点还是应当映射到其它某个地方的点。虽然比特可以用多种方式映射到位置，但是所谓的Gray映射常常是优选的。Gray映射具有这样的属性，即当从一个星座点移动到邻近的一个点时，仅需改变一个比特以将第一点的比特表示转换成第二点的比特表示。例如，在Gray映射中，在常规二进制表示中表示数字3和4的状态011和100不是邻近的，因为通过一次改变一个比特，需要三个步骤才从第一比特表示移动到第二比特表示(011，010，110，100)。
在图2中，沿着坐标轴示出Gray映射表示。例如，在所示出的Gray映射中，对应于比特序列(001，011)的I和Q值例如是(5，3)。在COFDM中，Gray映射是优选的，因为它提供了对在传输期间可能发生的错误的某种适应性。
在优选的实施例中，数据到载波信号的映射以及载波波形的使用本身都是从如上面所描述的典型COFDM系统中改进来的。
如上所述，COFDM广播中的每个符号传输由两个实数x和y组成的复数z＝x+jy，x和y表示同相和正交分量I(t)和Q(t)。然而，在传输期间，符号有可能因为选择性信道效应被擦除或几乎擦除，并且由此不能以能被接收器解码的形式接收。如果这种情况发生了，由复数所表示的任何信息将被丢失。公知的系统通过在具有不同的不相邻的频率的载波信号上，或者在相同或不同的载波信号上以不同的不相邻的符号，两次传输相同复数来尝试并避免这种偶然性。因此数据的传输被重复。
在本发明中，虽然数据的传输也被重复，但是这种重复在编码过程的映射阶段发生，而不是仅在传输阶段发生。简言之，待传输的数据首先被映射到符号中的同相或正交分量，并且另一分量被用于表示其它不相关的数据。接着，使用不同映射方案将数据重新映射到不同符号的同相或正交分量。
在图3中的伪星座图中图示了一个简单例子。在这个例子中，坐标轴表示数据的两个可能的不同映射。出于这个原因，坐标轴被标记为u1和u2，而不是x和y，为的是强调它们不是一个复数的两个分量而是相同事物的根本不同的版本。假设数据的2个比特被映射到单个坐标轴量u1，其接着如现有技术中所公知的那样取四个不同值[-3，-1，1或3]中的一个。这种编号方式是传统方式，以便确保四个不同的等间隔的整数值或级别以原点为中心。
因为4个状态可用于编码，这是4-PAM的例子。出于这种讨论的目的，考虑两个比特是如何被映射到四个状态也不是必须的，因此作为举例可以想象一种简单的方案，其中00被指派给值3，10被指派给值1，01被指派给值-1，以及11被指派给值-3。接着，量u1被指派给用于传输的符号的同相或正交分量中的一个。
接着，独立地考虑量u2，其将在不同载波的同相或正交分量上，以相同的符号或者优选地以不同的符号来传输。
假设数据到第二个量u2的映射与针对u1的映射是相同的，则u1-u2的伪星座图是在图3a中所示出的那样，即四个点沿着对角线伸展。这等效于4-PAM的旋转和拉伸版本，因为现在位于对角线上的点之间的间隔相比于在任意坐标轴上的点之间的间隔按因子√2增大。虽然，该图被称为星座图，但是应该记住它不是传统意义上的星座图。因此，在上面所给出的我们的简化映射方案中，如果输入数据比特是00，则该图图示了这一事实，即该数据将被映射到载波u1和u2上的值3，并且将在不同符号上发送。
然而，现在考虑如果拷贝将u2以不同映射来生成时所发生的情况，从而u1中的数[-3，-1，1和3]对应于从列表[-1，3，-3和1]中的对应位置所取的数。换言之，现在，针对u2的简单映射方案需要将值00映射到1，值10映射到-3，值01映射到3，以及值11映射到-1。
这种映射可以表示为以下这样：
图3b)示出相对的u1和u2，现在展开示出具有更大间隔的点，相比于因子√2，其增大了因子√5，。现在该图看起来像旋转的4-QAM或正交相移键控(QPSK)的星座图，而不是旋转的4-PAM星座图。
如上所述，图3a和图3b不是本该示出在一个符号中传输的单个复数的x和y分量的传统星座图。相反，我们考察在不同符号中传输的两个实量，并且因此这两个实量遭受完全不同的频率或时间相关错误，并且在到达接收器时一般具有不同的信噪比。另外，虽然QAM方案中的噪声可以被视为在一点周围的不确定的球形区域，但是图4中的数据表示的展开和拉伸意味着，该球也取决于u1和u2的两个SNR的比而水平地或垂直地拉伸。
如果我们考虑相等的SNR，并且因此的图上的等方向性噪声，则很清楚，假设采取相同的映射，对于重新映射重复的情况，点之间的更大间隔相比简单重复4-PAM的情况将得到更好的性能。
一般，假设u1和u2二者都以近似的SNR被接收，则使用不同映射的重复的4-PAM传输方案的信噪比性能将是4-QAM的信噪比性能，并且该信噪比性能相比于单独使用4-PAM得到了相当大地增强。另外，该系统相比于4-QAM提供了改善，即使一个版本或另一个版本被完全擦除了，以单个4-PAM方案来解调剩余的一个版本仍然是可能的。
此外，应该注意噪声适应性的改善不是以数据容量作为代价的。例如，在上述的简单方案中，4-QAM方案中的一个符号的数据容量是两个比特，每个比特被表示在一个坐标轴上并且对应于符号的同相或正交分量。在所提出的方案中，虽然同相和正交载波波形中的每个都携带两个比特(来自不同数据源)，但是数据被复制在另一符号中。因此，每个符号携带数据的4个比特，但是因为存在复制，所以数据容量是4-QAM中的每个符号两个比特。
以上讨论集中在两比特映射，目的是可以容易领会基本概念。然而，该原理旨在与更高阶的调制一起使用。在每个情况下，通过使用相关但不同的映射，2m-PAM被用于传输m比特编码的两份拷贝，从而在两个维度一起来看时，它们等效于旋转的2mQAM星座图。图4图示该族的下三个成员。
假设我们挑选在图4中标记为16-PAM/16-QAM的例子。其示出，给定合适的映射，u1相对于u2的图被生成，其在外观上就像旋转的16QAM星座图。然而，如同16-PAM那样，u1和u2不会在不同的COFDM信元(cell)上单独传输。此外，这些信元仍然传送复数，从而每个信元实际传送两个独立不相关的16-PAM数。接着，如果在阿干特图上看在COFDM信元中实际传输的复数，它们将具有16乘16(等于256)个星座的外观。然而，在优选的系统中，总是通过考虑u1、u2组合执行解调。应对清楚，在这种情况下，不论256星座的外观传输怎么样，平坦的高斯信道的性能(其中u1和u2将具有相同的SNR)将等同于常规(无重复)16-QAM COFDM系统的性能。它还将具有相同的容量，也即包含数据的每个COFDM信元有四个编码比特。
图5中所示出的64-PAM映射也相同，其具有2056星座的外观，并且在图6中所示出的256-PAM映射具有65536星座的外观。
图4、图5和图6示出星座的重新映射。可以示出，旋转角α由下面的表达式给出：
α＝ArcTan 1/2m
例如，这可以从图8中意识到，简单参考图8，示出16-QAM/16-PAM情况中的重新映射效应。在这种情况中，如果我们从一个已重新映射的星座点移动到下一个星座点(该重新映射的点位于箭头的头部)，我们沿着u1轴行进2个点，并且沿着u2行进8个点。在这种情况下，顺时针旋转由下式给出：
α＝ArcTan1/4
＝ArcTan1/22
由此，随着QAM阶数增加，旋转变得更小。对于64-QAM，该角度是α＝ArcTan 1/8，而对于256-QAM，该角度是α＝ArcTan1/16。虽然α是为了确保投影u1和u2构成一致的PAM所需的角度，但是不生成一致的PAM投影的其它旋转角也可以被使用，并且在存在选择性衰落而无擦除的情况下可能是有利的，会给出更好的结果。该角度当然可以是顺时针或逆时针的，以提供彼此达成一致的传输和接收操作。
考虑16-QAM星座图的右下角，可以确定星座图的缩放。参考图2，可以看出，对于16QAM星座图，右下角的点是在{+3，-3}处，并且参考图4，在旋转后右下角的点是在{+9，-15}处。由此，其线性纬度已经按因子√17放大了。一般，可以示出，该缩放因子是√(1+4m)。
数据比特到u1-u2星座的映射是关键。在4-PAM讨论中，比特被以任何方便的方式映射以提供u1，并且接着从u1导出u2，从而当一起看时u1相对于u2呈现出是旋转的4-QAM星座图的形式。对于16、64和256-PAM版本的映射就不这么直观了。此外，实际上，存在许多映射比特的方式。
假设将针对高斯平坦信道来优化系统的性能，则通过选择映射来获得最好结果，使得旋转的类2m-QAM星座图遵从Gray映射。由此，选择比特到u1和u2的映射从而使得这种情况发生。这意味着比特到u1和u2的映射自身一般不能遵从Gray规则，从而对于严重衰落的信元对(其中u1或u2中的一个被擦除)，剩下的u一般将不被映射为可以孤立地从它获得最好结果。图5示出所建议的数据到u1和u2的比特映射，其已经被选择以确保到u1和u2的二维星座图的类Gray映射。
如上所述，对u2的值的分配是从u1推导出的。例如，如在图7中所示出，u1和u2的映射是通过以从-15到15的次序来取u1而获得的，并且对于沿着u1的数字行的每一步，沿着u2的数字行前进4个值。在这种情况下，数字行以2为增量从-15、-13、-11向上行进到15。在u2中，如果到达了数字行的末端，则绕回到开始端。因此，-15的u1值与数字行中的第四个值或-9成对，下一个u1值-13与数字行中的第八个值-1成对，第三个值-11与数字行中的第十二个值7成对。如图8中所图示，这具有彼此远离地位移u1、u2映射的效果(否则u1、u2映射将位于直线上)，并给了它们旋转的QAM星座图的外观。
图8图形地图示u2如何从u1中导出。从图的左下方，沿着每个u1值开始，x标记示出对角线，在该对角线上，如果u1和u2的映射相同，则u1/u2点将被定位在u1-u2空间。箭头示出u2坐标的变换，从而u1和u2点被以与旋转的QAM星座图一样的方式进行安排。在所示出的例子中，可以看出，对角线上的点首先基本上沿着定义栅格部分的旋转的垂直线的左手边沿进行映射。一旦该垂直线已经被点填充，则下面的点序列沿着栅格的下一个旋转的垂直线进行映射。在图9中示出了整个的伪星座图。三角形表示值1，而菱形表示值0。这些值已经被选择为最合适高斯性能。
图10中的表示出了64-PAM系统，并且图11示出相应的比特的伪星座图。图12示出256-PAM系统的伪星座图。
图10通过查找表来示意性地图示映射。然而，该映射可以通过使用矩阵来实现，它表示数据可以被映射到Gray映射的QAM作为x、y，并且接着通过简单的矩阵相乘被转换到旋转且缩放的u1和u2坐标。
原始的未旋转的QAM具有点(x，y)，每个点的范围是从-(2m-1)到(2m-1)。右下角点由此是{(2m-1)，-(2m-1)}。在旋转和缩放之后，它具有(u1，u2)坐标{(22m-1)-2(22m-1)，-(22m-1)}。一般，合并的旋转和缩放操作必须采取以下形式
代入右下角点的坐标的两个版本，我们可以解出a和b，得到一般结果：
如图1中所示，u1映射器块14和u2映射器块16每个都接收来自比特交织器10的信号的一个拷贝。每个映射器根据上述映射确定需要u1或u2中的何种PAM状态来表示从交织器10接收的比特序列。接着，每个映射器的输出将是相应u1或u2映射的序列，假设信号是从比特交织器接收的。
u1交织器18和u2交织器20确保信号的两个版本接着被分散在不同的可用载波信号中。这么做使得，在传输期间信号的两个版本不可能遭受到相同频率或时间选择性的干扰。
在所示出的简单的例子中，可用载波频率被划分成两组：一组被用于携带u 1映射而另一组被用于携带u2映射。因此，交织器18被设置为取两个连续的u1映射并且将其指派给第一频率的载波，取两个另外的u1映射并将其指派给第二载波频率，等等。在交织器20中针对u2数字，发生相同的过程。对于每个载波，需要两个u1或u2数，因为每个数实际上将被该载波上的信号的同相或正交分量之一所携带。
在这个意义上，交织器18和20将被理解成频域交织器。还可以提供时域交织器，并且提供有合适的存储器和延迟块。此外，不必让u1数字限制到特定载波以及将u2数字限制到其他载波，并且可想象该u1和u2数字将在时间和频率中被自由地安排，并且与其他u1或u2数字一起作为一对同相和正交分量中的一个发送。任意组合是可能的，假设表示相同信息的u1和u2不在相同信号时间和频率划分或信元中发送。
为了适应这种复杂性，发射器包括混合流块22，其取u1和u2的已交织的载波信号并将它们合并，从而其输出是被指派给多个同相和正交载波波形的数据比特，其中每个信元具有两个u1或u2数字或表示不同数据的二者的组合。另外，示出了单独的u1和u2交织器(以及接收器中的解交织器)从而强调确保衰落的独立性。然而，实际上，这可以通过适当设计的单个交织器来实现。
u1和u2映射器和交织器14、16、18和20，以及混合流块22可以被理解成形成映射单元12，其执行与QAM系统中的星座图映射器类似的角色。
从混合流块22输出的信号被递送给块24，其添加导频信号并且组帧。输出被递送给逆FFT块26，其取多个并行复载波幅度值并生成对应的多个载波作为单个时域信号。接着，块28添加保护间隔(Guard Interval)，并且信号被递送到输出接口30，用于进行数模转换以及经由天线进行传输。
图13图示根据本发明的接收器的例子。首先，在前端34接收信号，其中信号被放大和滤波。随后，它被下变频到基带频率并且信号的同相和正交分量被分离。前端还包括模数变换器(未示出)用于将信号变换成数字信号。
从前端输出的数字信号接着被递送给同步单元36，在同步单元36中从接收到的信号中提取定时和频率同步信息。一般，同步过程需要在时域和频域二者中检查信号，并且现有技术中各种合适的算法是公知的。时间同步信息通过使用这种算法被提取并传递给丢弃保护间隔块38用于移除保护间隔，以及被传递给FFT块40。丢弃保护间隔块38根据同步定时来选择时域信号的部分，其在长度上等于符号的有效部分，由此有效地丢弃保护间隔。有用的有效符号的时间长度等于载波间隔的倒数。
信号减去保护间隔后从丢弃保护间隔块38递送给FFT块，其中信号被转换进频域。频域信号被递送到1-抽头均衡器块42、信道估计器44并且还被递送给同步单元36。
在FFT之后的频域信号同时包括参考信息和载荷数据。根据参考信息，信道估计器推断信道频域响应(并且如果需要还推断信道冲激响应)并将其递送到1-抽头均衡器块42，接着通过简单划分其能够重新生成接收到的携带具有正确幅度和相位的数据的信元，而不管在传输信道中是否遇到任何频率选择性。
应该理解，常规COFDM接收器接着将根据已均衡的数据信元形成判决度量，根据由信道估计器块所产生的相应的信道状态信息来对它们进行加权并且在将它递送到FEC解码器之前对度量信息进行解交织。
然而，图13中所示出的接收器以不同的方式工作以确保u1和u2分量被正确处理。在图中所示出的安排已经颠倒了交织和度量块的顺序，因为直到相应的u1和u2值被放到一起时才能推导出度量。
来自均衡器块42的已均衡信息，与相应的信道状态信息(CSI)一起被分隔器46分类成两组。一组包含被映射成u1的信息，而另一组包含被映射成u2的信息。这些信息分别被解相应的交织器48和50解交织，从而在各解交织器的输出处最终表示对应的u1和u2信息。
上面在图9、11和12中示出的概念性的伪星座图原则上在这一点处可以被观察到。通过提取u1和u2的信息，以及二者的CSI，形成度量块52能够形成判决度量以传递给FEC解码器，每个传输的比特一个判决度量。
判决度量的形成遵从与针对常规QAM系统所应用的相同的推理，区别只在于在这种情况下它必须被归纳出来使得度量是四个量的函数：接收到的u1和u2的值加上它们各自的估计的信噪比。虽然必须的关系很容易数学地推出，但是难于清楚地表示，因为它具有大量的项。它包括两个似然值的比值的对数，一个似然值针对0被传输的情况，而另一个似然性针对1被传输的情况。似然值(对于所谓的0被传输的情况)取2-D概率分布函数(PDF)的形式，以描述针对0被传输的情况下所接收的信号，并且注意到针对u1和u2具有已知的信噪比。这种概率分布从而是所有的单独的2-D PDF的均值，这些2-D PDF适用于可能已经被传输的每个可能的单独的星座状态，假设这个特定比特是0，也即图9、11和12中的所有菱形点。
实际的接收器可以很好应用若干简化近似得到这个关系，在常规接收器中实际上已经就是这种情况。
然而，这里解释了用于度量计算的示例性过程。出于简化起见，这假设在度量被计算之前星座图被恢复到标准大小(和角度)。然而，该方法被确信将给出与替代性方法相同的结果，在替代性方法中均衡不是明确地在度量计算之前执行的。
假设，PAM传送m比特/符号，也即是2m-PAM，其星座图包括沿着一条线(单个坐标轴u1)安排的2m个点。对于这m个比特中的每个，根据所选择的映射方案，针对该比特，2m-1个点被映射成值“1”，并且剩余的2m-1个比特被映射成值“0”。这些点被标记索引i，从而针对比特M被映射成“1”的点将具有索引值i∈CM，1，并且被映射成“0|”的那些点将具有索引值i∈CM，0。显然，CM，1∪CM，0包括所有这2m个点。
u1，i表示所传输的第i个点在坐标轴u1上的位置，而U1是所接收到的星座点(在均衡后)在坐标轴上出现的位置。接着，针对比特M的软判决度量是
其中，并且γ是线性信号噪声功率比。
因此，我们具有了作为开始点的Gray映射的旋转的QAM符号。使用m比特/坐标轴，它表达2m比特/星座，并且该星座具有22m个状态。QAM因此是22m-QAM。它还投影到两个u1和u2坐标轴成为22m-PAM(在重新映射的重复的情况中是均匀的PAM，对于更为一般性的旋转情况是非均衡PAM)。虽然u1和u2的对应值在传输中被分开，但是在均衡和解交织之后在接收器中被重新组合用于度量计算的目的。现在，度量依赖于这些接收到的值U1和U2，并且依赖于它们各自的信噪比γ1和γ2。这些信噪比一般不相同，因为它们在不同的OFDM信元中行进，并且容易遭受不同的衰落，衰落量是已知的，因为信道已经例如通过分散的导频进行了测量。
比特M的度量现在被计算为：
其中，和
这给出在理想情况中用于计算的度量。
一旦判决度量已经形成，接收器的剩余部分可以以常规方式实现。FEC解码器54使用FEC码字冗余和度量信息来生成纠正过的数据，其应当以足够高概率与所传输的数据比特相同。如果在发射器处应用了能量分散扰码，则它将被解扩器56移除，并且如果多个服务被复用在一起，它们被解复用器58解复用，从而对应于想要的服务的数据可以被提取。
尽管应用了重复，系统并未减少系统容量，即在平坦高斯信道上它递送与具有相同SNR性能的常规的无重复的系统完全相同的容量。通过将更多数据塞进所使用的映射，出现了折中。虽然，具有更加靠近的星座数据点常常意味着对噪声的易感性的增大，但是通过在不同符号中使用不同映射以及将数据的拷贝在时间和/或频率上进行扩展，避免了这种情况。
所提出的用于重复编码数据的装置和方法可以应用到任何基于COFDM的广播标准，诸如例如数字音频广播(DAB)、包括陆地数字视频广播(DVB-T)和数字视频广播-S2标准的数字视频广播(DVB)，以及全球范围的数字射频系统(DRM)。
应该理解，所描述的系统可以用软件或硬件或二者的组合来实现。
接着，数据被传递给前向纠错编码(FEC)单元8，在该单元处冗余数据比特被添加到数据，从而数据的传输形式对于错误和无效(null)来说更为鲁棒。随后，比特交织器10从FEC 8接收数据流，并且对数据流内的比特重新排序，从而在传输路径内的任何时间依赖性错误的影响被分散在所传输的数据中间。
部件4到部件10的工作将被理解成等同于公知COFDM系统中的那些部件。后续的映射/交织部分12将从比特交织器接收到的比特映射到载波信号上，然而该映射/交织部分12的工作与公知COFDM系统中的那些不相同，并且将在下面详细地解释。
本发明的优选实施例使用重复的脉冲幅度调制(PAM)，目的是在载波信号上再现输入数据比特。重复的意思是，数据两次经由PAM方案来进行传输，每次传输在不同载波信号和符号上并且使用不同的映射。已经发现，尽管这将给出与相应的基于正交幅度调制(QAM)的系统相等的数据速率，但是具有伴随信噪比(SNR)的改善。
在COFDM中，每个特定频率f的载波信号实际上是两个正弦载波波形，彼此间相位相差π/2。每个载波的幅度被调制以携带数据。因此，所传输的COFDM信号的形式是：
S＝I cos 2πft+Q sin 2πft
其中，I和Q表示各个载波波形和数据的时变幅度。在接收器中，使用适当的数学函数来对所接收到的信号进行操作以分别提取I(t)或Q(t)。COFDM的许多应用使用QAM来确定载波波形应当取哪些I(t)和Q(t)值。这类似于将载波信号的时间划分(被称为符号)乘以一个复数z＝x+jy。取决于多少个数据比特m将被承载在该符号上，x和y中的每个被约束为取2m个不同值中的一个。因此，如果I(t)和Q(t)中的每个均表示数据中的3个比特，则每个载波需要八个不同的幅度值，并且该符号存在64个不同状态。这就是公知的64-QAM。如果这些状态被描绘在阿干特图上，如图2中所图示，则获得具有相同数目的点的星座图。两个坐标轴以及分量I和Q分别被称为同相和正交，以反映它们被承载在彼此相位相差π/2的载波上的这一事实。
已经确定了在每个符号中有多少个状态可用，下一个问题是如何使用星座图来表示数据。这是如何将输入数据比特映射到星座图中的点的问题。例如，如果数据比特000 000被接收，则这些数据比特应当被映射到左下角的点还是应当映射到其它某个地方的点。虽然比特可以用多种方式映射到位置，但是所谓的Gray映射常常是优选的。Gray映射具有这样的属性，即当从一个星座点移动到邻近的一个点时，仅需改变一个比特以将第一点的比特表示转换成第二点的比特表示。例如，在Gray映射中，在常规二进制表示中表示数字3和4的状态011和100不是邻近的，因为通过一次改变一个比特，需要三个步骤才从第一比特表示移动到第二比特表示(011，010，110，100)。
在图2中，沿着坐标轴示出Gray映射表示。例如，在所示出的Gray映射中，对应于比特序列(001，011)的I和Q值例如是(5，3)。在COFDM中，Gray映射是优选的，因为它提供了对在传输期间可能发生的错误的某种适应性。
在优选的实施例中，数据到载波信号的映射以及载波波形的使用本身都是从如上面所描述的典型COFDM系统中改进来的。
如上所述，COFDM广播中的每个符号传输由两个实数x和y组成的复数z＝x+jy，x和y表示同相和正交分量I(t)和Q(t)。然而，在传输期间，符号有可能因为选择性信道效应被擦除或几乎擦除，并且由此不能以能被接收器解码的形式接收。如果这种情况发生了，由复数所表示的任何信息将被丢失。公知的系统通过在具有不同的不相邻的频率的载波信号上，或者在相同或不同的载波信号上以不同的不相邻的符号，两次传输相同复数来尝试并避免这种偶然性。因此数据的传输被重复。
在本发明中，虽然数据的传输也被重复，但是这种重复在编码过程的映射阶段发生，而不是仅在传输阶段发生。简言之，待传输的数据首先被映射到符号中的同相或正交分量，并且另一分量被用于表示其它不相关的数据。接着，使用不同映射方案将数据重新映射到不同符号的同相或正交分量。
在图3中的伪星座图中图示了一个简单例子。在这个例子中，坐标轴表示数据的两个可能的不同映射。出于这个原因，坐标轴被标记为u1和u2，而不是x和y，为的是强调它们不是一个复数的两个分量而是相同事物的根本不同的版本。假设数据的2个比特被映射到单个坐标轴量u1，其接着如现有技术中所公知的那样取四个不同值[-3，-1，1或3]中的一个。这种编号方式是传统方式，以便确保四个不同的等间隔的整数值或级别以原点为中心。
因为4个状态可用于编码，这是4-PAM的例子。出于这种讨论的目的，考虑两个比特是如何被映射到四个状态也不是必须的，因此作为举例可以想象一种简单的方案，其中00被指派给值3，10被指派给值1，01被指派给值-1，以及11被指派给值-3。接着，量u1被指派给用于传输的符号的同相或正交分量中的一个。
接着，独立地考虑量u2，其将在不同载波的同相或正交分量上，以相同的符号或者优选地以不同的符号来传输。
假设数据到第二个量u2的映射与针对u1的映射是相同的，则u1-u2的伪星座图是在图3a中所示出的那样，即四个点沿着对角线伸展。这等效于4-PAM的旋转和拉伸版本，因为现在位于对角线上的点之间的间隔相比于在任意坐标轴上的点之间的间隔按因子√2增大。虽然，该图被称为星座图，但是应该记住它不是传统意义上的星座图。因此，在上面所给出的我们的简化映射方案中，如果输入数据比特是00，则该图图示了这一事实，即该数据将被映射到载波u1和u2上的值3，并且将在不同符号上发送。
然而，现在考虑如果拷贝将u2以不同映射来生成时所发生的情况，从而u1中的数[-3，-1，1和3]对应于从列表[-1，3，-3和1]中的对应位置所取的数。换言之，现在，针对u2的简单映射方案需要将值00映射到1，值10映射到-3，值01映射到3，以及值11映射到-1。
这种映射可以表示为以下这样：
图3b)示出相对的u1和u2，现在展开示出具有更大间隔的点，相比于因子√2，其增大了因子√5，。现在该图看起来像旋转的4-QAM或正交相移键控(QPSK)的星座图，而不是旋转的4-PAM星座图。
如上所述，图3a和图3b不是本该示出在一个符号中传输的单个复数的x和y分量的传统星座图。相反，我们考察在不同符号中传输的两个实量，并且因此这两个实量遭受完全不同的频率或时间相关错误，并且在到达接收器时一般具有不同的信噪比。另外，虽然QAM方案中的噪声可以被视为在一点周围的不确定的球形区域，但是图4中的数据表示的展开和拉伸意味着，该球也取决于u1和u2的两个SNR的比而水平地或垂直地拉伸。
如果我们考虑相等的SNR，并且因此的图上的等方向性噪声，则很清楚，假设采取相同的映射，对于重新映射重复的情况，点之间的更大间隔相比简单重复4-PAM的情况将得到更好的性能。
一般，假设u1和u2二者都以近似的SNR被接收，则使用不同映射的重复的4-PAM传输方案的信噪比性能将是4-QAM的信噪比性能，并且该信噪比性能相比于单独使用4-PAM得到了相当大地增强。另外，该系统相比于4-QAM提供了改善，即使一个版本或另一个版本被完全擦除了，以单个4-PAM方案来解调剩余的一个版本仍然是可能的。
此外，应该注意噪声适应性的改善不是以数据容量作为代价的。例如，在上述的简单方案中，4-QAM方案中的一个符号的数据容量是两个比特，每个比特被表示在一个坐标轴上并且对应于符号的同相或正交分量。在所提出的方案中，虽然同相和正交载波波形中的每个都携带两个比特(来自不同数据源)，但是数据被复制在另一符号中。因此，每个符号携带数据的4个比特，但是因为存在复制，所以数据容量是4-QAM中的每个符号两个比特。
以上讨论集中在两比特映射，目的是可以容易领会基本概念。然而，该原理旨在与更高阶的调制一起使用。在每个情况下，通过使用相关但不同的映射，2m-PAM被用于传输m比特编码的两份拷贝，从而在两个维度一起来看时，它们等效于旋转的2mQAM星座图。图4图示该族的下三个成员。
假设我们挑选在图4中标记为16-PAM/16-QAM的例子。其示出，给定合适的映射，u1相对于u2的图被生成，其在外观上就像旋转的16QAM星座图。然而，如同16-PAM那样，u1和u2不会在不同的COFDM信元(cell)上单独传输。此外，这些信元仍然传送复数，从而每个信元实际传送两个独立不相关的16-PAM数。接着，如果在阿干特图上看在COFDM信元中实际传输的复数，它们将具有16乘16(等于256)个星座的外观。然而，在优选的系统中，总是通过考虑u1、u2组合执行解调。应对清楚，在这种情况下，不论256星座的外观传输怎么样，平坦的高斯信道的性能(其中u1和u2将具有相同的SNR)将等同于常规(无重复)16-QAM COFDM系统的性能。它还将具有相同的容量，也即包含数据的每个COFDM信元有四个编码比特。
图5中所示出的64-PAM映射也相同，其具有2056星座的外观，并且在图6中所示出的256-PAM映射具有65536星座的外观。
图4、图5和图6示出星座的重新映射。可以示出，旋转角α由下面的表达式给出：
α＝ArcTan 1/2m
例如，这可以从图8中意识到，简单参考图8，示出16-QAM/16-PAM情况中的重新映射效应。在这种情况中，如果我们从一个已重新映射的星座点移动到下一个星座点(该重新映射的点位于箭头的头部)，我们沿着u1轴行进2个点，并且沿着u2行进8个点。在这种情况下，顺时针旋转由下式给出：
α＝ArcTan1/4
＝ArcTan1/22
由此，随着QAM阶数增加，旋转变得更小。对于64-QAM，该角度是α＝ArcTan 1/8，而对于256-QAM，该角度是α＝ArcTan1/16。虽然α是为了确保投影u1和u2构成一致的PAM所需的角度，但是不生成一致的PAM投影的其它旋转角也可以被使用，并且在存在选择性衰落而无擦除的情况下可能是有利的，会给出更好的结果。该角度当然可以是顺时针或逆时针的，以提供彼此达成一致的传输和接收操作。
考虑16-QAM星座图的右下角，可以确定星座图的缩放。参考图2，可以看出，对于16QAM星座图，右下角的点是在{+3，-3}处，并且参考图4，在旋转后右下角的点是在{+9，-15}处。由此，其线性纬度已经按因子√17放大了。一般，可以示出，该缩放因子是√(1+4m)。
数据比特到u1-u2星座的映射是关键。在4-PAM讨论中，比特被以任何方便的方式映射以提供u1，并且接着从u1导出u2，从而当一起看时u1相对于u2呈现出是旋转的4-QAM星座图的形式。对于16、64和256-PAM版本的映射就不这么直观了。此外，实际上，存在许多映射比特的方式。
假设将针对高斯平坦信道来优化系统的性能，则通过选择映射来获得最好结果，使得旋转的类2m-QAM星座图遵从Gray映射。由此，选择比特到u1和u2的映射从而使得这种情况发生。这意味着比特到u1和u2的映射自身一般不能遵从Gray规则，从而对于严重衰落的信元对(其中u1或u2中的一个被擦除)，剩下的u一般将不被映射为可以孤立地从它获得最好结果。图5示出所建议的数据到u1和u2的比特映射，其已经被选择以确保到u1和u2的二维星座图的类Gray映射。
如上所述，对u2的值的分配是从u1推导出的。例如，如在图7中所示出，u1和u2的映射是通过以从-15到15的次序来取u1而获得的，并且对于沿着u1的数字行的每一步，沿着u2的数字行前进4个值。在这种情况下，数字行以2为增量从-15、-13、-11向上行进到15。在u2中，如果到达了数字行的末端，则绕回到开始端。因此，-15的u1值与数字行中的第四个值或-9成对，下一个u1值-13与数字行中的第八个值-1成对，第三个值-11与数字行中的第十二个值7成对。如图8中所图示，这具有彼此远离地位移u1、u2映射的效果(否则u1、u2映射将位于直线上)，并给了它们旋转的QAM星座图的外观。
图8图形地图示u2如何从u1中导出。从图的左下方，沿着每个u1值开始，x标记示出对角线，在该对角线上，如果u1和u2的映射相同，则u1/u2点将被定位在u1-u2空间。箭头示出u2坐标的变换，从而u1和u2点被以与旋转的QAM星座图一样的方式进行安排。在所示出的例子中，可以看出，对角线上的点首先基本上沿着定义栅格部分的旋转的垂直线的左手边沿进行映射。一旦该垂直线已经被点填充，则下面的点序列沿着栅格的下一个旋转的垂直线进行映射。在图9中示出了整个的伪星座图。三角形表示值1，而菱形表示值0。这些值已经被选择为最合适高斯性能。
图10中的表示出了64-PAM系统，并且图11示出相应的比特的伪星座图。图12示出256-PAM系统的伪星座图。
图10通过查找表来示意性地图示映射。然而，该映射可以通过使用矩阵来实现，它表示数据可以被映射到Gray映射的QAM作为x、y，并且接着通过简单的矩阵相乘被转换到旋转且缩放的u1和u2坐标。
原始的未旋转的QAM具有点(x，y)，每个点的范围是从-(2m-1)到(2m-1)。右下角点由此是{(2m-1)，-(2m-1)}。在旋转和缩放之后，它具有(u1，u2)坐标{(22m-1)-2(22m-1)，-(22m-1)}。一般，合并的旋转和缩放操作必须采取以下形式
代入右下角点的坐标的两个版本，我们可以解出a和b，得到一般结果：
如图1中所示，u1映射器块14和u2映射器块16每个都接收来自比特交织器10的信号的一个拷贝。每个映射器根据上述映射确定需要u1或u2中的何种PAM状态来表示从交织器10接收的比特序列。接着，每个映射器的输出将是相应u1或u2映射的序列，假设信号是从比特交织器接收的。
u1交织器18和u2交织器20确保信号的两个版本接着被分散在不同的可用载波信号中。这么做使得，在传输期间信号的两个版本不可能遭受到相同频率或时间选择性的干扰。
在所示出的简单的例子中，可用载波频率被划分成两组：一组被用于携带u 1映射而另一组被用于携带u2映射。因此，交织器18被设置为取两个连续的u1映射并且将其指派给第一频率的载波，取两个另外的u1映射并将其指派给第二载波频率，等等。在交织器20中针对u2数字，发生相同的过程。对于每个载波，需要两个u1或u2数，因为每个数实际上将被该载波上的信号的同相或正交分量之一所携带。
在这个意义上，交织器18和20将被理解成频域交织器。还可以提供时域交织器，并且提供有合适的存储器和延迟块。此外，不必让u1数字限制到特定载波以及将u2数字限制到其他载波，并且可想象该u1和u2数字将在时间和频率中被自由地安排，并且与其他u1或u2数字一起作为一对同相和正交分量中的一个发送。任意组合是可能的，假设表示相同信息的u1和u2不在相同信号时间和频率划分或信元中发送。
为了适应这种复杂性，发射器包括混合流块22，其取u1和u2的已交织的载波信号并将它们合并，从而其输出是被指派给多个同相和正交载波波形的数据比特，其中每个信元具有两个u1或u2数字或表示不同数据的二者的组合。另外，示出了单独的u1和u2交织器(以及接收器中的解交织器)从而强调确保衰落的独立性。然而，实际上，这可以通过适当设计的单个交织器来实现。
u1和u2映射器和交织器14、16、18和20，以及混合流块22可以被理解成形成映射单元12，其执行与QAM系统中的星座图映射器类似的角色。
从混合流块22输出的信号被递送给块24，其添加导频信号并且组帧。输出被递送给逆FFT块26，其取多个并行复载波幅度值并生成对应的多个载波作为单个时域信号。接着，块28添加保护间隔(Guard Interval)，并且信号被递送到输出接口30，用于进行数模转换以及经由天线进行传输。
图13图示根据本发明的接收器的例子。首先，在前端34接收信号，其中信号被放大和滤波。随后，它被下变频到基带频率并且信号的同相和正交分量被分离。前端还包括模数变换器(未示出)用于将信号变换成数字信号。
从前端输出的数字信号接着被递送给同步单元36，在同步单元36中从接收到的信号中提取定时和频率同步信息。一般，同步过程需要在时域和频域二者中检查信号，并且现有技术中各种合适的算法是公知的。时间同步信息通过使用这种算法被提取并传递给丢弃保护间隔块38用于移除保护间隔，以及被传递给FFT块40。丢弃保护间隔块38根据同步定时来选择时域信号的部分，其在长度上等于符号的有效部分，由此有效地丢弃保护间隔。有用的有效符号的时间长度等于载波间隔的倒数。
信号减去保护间隔后从丢弃保护间隔块38递送给FFT块，其中信号被转换进频域。频域信号被递送到1-抽头均衡器块42、信道估计器44并且还被递送给同步单元36。
在FFT之后的频域信号同时包括参考信息和载荷数据。根据参考信息，信道估计器推断信道频域响应(并且如果需要还推断信道冲激响应)并将其递送到1-抽头均衡器块42，接着通过简单划分其能够重新生成接收到的携带具有正确幅度和相位的数据的信元，而不管在传输信道中是否遇到任何频率选择性。
应该理解，常规COFDM接收器接着将根据已均衡的数据信元形成判决度量，根据由信道估计器块所产生的相应的信道状态信息来对它们进行加权并且在将它递送到FEC解码器之前对度量信息进行解交织。
然而，图13中所示出的接收器以不同的方式工作以确保u1和u2分量被正确处理。在图中所示出的安排已经颠倒了交织和度量块的顺序，因为直到相应的u1和u2值被放到一起时才能推导出度量。
来自均衡器块42的已均衡信息，与相应的信道状态信息(CSI)一起被分隔器46分类成两组。一组包含被映射成u1的信息，而另一组包含被映射成u2的信息。这些信息分别被解相应的交织器48和50解交织，从而在各解交织器的输出处最终表示对应的u1和u2信息。
上面在图9、11和12中示出的概念性的伪星座图原则上在这一点处可以被观察到。通过提取u1和u2的信息，以及二者的CSI，形成度量块52能够形成判决度量以传递给FEC解码器，每个传输的比特一个判决度量。
判决度量的形成遵从与针对常规QAM系统所应用的相同的推理，区别只在于在这种情况下它必须被归纳出来使得度量是四个量的函数：接收到的u1和u2的值加上它们各自的估计的信噪比。虽然必须的关系很容易数学地推出，但是难于清楚地表示，因为它具有大量的项。它包括两个似然值的比值的对数，一个似然值针对0被传输的情况，而另一个似然性针对1被传输的情况。似然值(对于所谓的0被传输的情况)取2-D概率分布函数(PDF)的形式，以描述针对0被传输的情况下所接收的信号，并且注意到针对u1和u2具有已知的信噪比。这种概率分布从而是所有的单独的2-D PDF的均值，这些2-D PDF适用于可能已经被传输的每个可能的单独的星座状态，假设这个特定比特是0，也即图9、11和12中的所有菱形点。
实际的接收器可以很好应用若干简化近似得到这个关系，在常规接收器中实际上已经就是这种情况。
然而，这里解释了用于度量计算的示例性过程。出于简化起见，这假设在度量被计算之前星座图被恢复到标准大小(和角度)。然而，该方法被确信将给出与替代性方法相同的结果，在替代性方法中均衡不是明确地在度量计算之前执行的。
假设，PAM传送m比特/符号，也即是2m-PAM，其星座图包括沿着一条线(单个坐标轴u1)安排的2m个点。对于这m个比特中的每个，根据所选择的映射方案，针对该比特，2m-1个点被映射成值“1”，并且剩余的2m-1个比特被映射成值“0”。这些点被标记索引i，从而针对比特M被映射成“1”的点将具有索引值i∈CM，1，并且被映射成“0|”的那些点将具有索引值i∈CM，0。显然，CM，1∪CM，0包括所有这2m个点。
u1，i表示所传输的第i个点在坐标轴u1上的位置，而U1是所接收到的星座点(在均衡后)在坐标轴上出现的位置。接着，针对比特M的软判决度量是
其中，并且γ是线性信号噪声功率比。
因此，我们具有了作为开始点的Gray映射的旋转的QAM符号。使用m比特/坐标轴，它表达2m比特/星座，并且该星座具有22m个状态。QAM因此是22m-QAM。它还投影到两个u1和u2坐标轴成为22m-PAM(在重新映射的重复的情况中是均匀的PAM，对于更为一般性的旋转情况是非均衡PAM)。虽然u1和u2的对应值在传输中被分开，但是在均衡和解交织之后在接收器中被重新组合用于度量计算的目的。现在，度量依赖于这些接收到的值U1和U2，并且依赖于它们各自的信噪比γ1和γ2。这些信噪比一般不相同，因为它们在不同的OFDM信元中行进，并且容易遭受不同的衰落，衰落量是已知的，因为信道已经例如通过分散的导频进行了测量。
比特M的度量现在被计算为：
其中，和
这给出在理想情况中用于计算的度量。
一旦判决度量已经形成，接收器的剩余部分可以以常规方式实现。FEC解码器54使用FEC码字冗余和度量信息来生成纠正过的数据，其应当以足够高概率与所传输的数据比特相同。如果在发射器处应用了能量分散扰码，则它将被解扩器56移除，并且如果多个服务被复用在一起，它们被解复用器58解复用，从而对应于想要的服务的数据可以被提取。
尽管应用了重复，系统并未减少系统容量，即在平坦高斯信道上它递送与具有相同SNR性能的常规的无重复的系统完全相同的容量。通过将更多数据塞进所使用的映射，出现了折中。虽然，具有更加靠近的星座数据点常常意味着对噪声的易感性的增大，但是通过在不同符号中使用不同映射以及将数据的拷贝在时间和/或频率上进行扩展，避免了这种情况。
所提出的用于重复编码数据的装置和方法可以应用到任何基于COFDM的广播标准，诸如例如数字音频广播(DAB)、包括陆地数字视频广播(DVB-T)和数字视频广播-S2标准的数字视频广播(DVB)，以及全球范围的数字射频系统(DRM)。
应该理解，所描述的系统可以用软件或硬件或二者的组合来实现。