交错控制电源装置、该电源装置的控制电路和控制方法转让专利
申请号 : CN200910212201.7
文献号 : CN101728953A
文献日 : 2010-06-09
发明人 : 陈建
申请人 : 富士电机系统株式会社
摘要 :
权利要求 :
1.一种交错控制电源装置，其具有主动变换器和从动变换器，使该主动变换器的开关元件和该从动变换器的开关元件以规定的相位差分别进行动作，该交错控制电源装置的特征在于：所述主动变换器具有控制所述主动变换器的所述开关元件的主动侧控制电路，该主动侧控制电路生成控制所述主动变换器的所述开关元件的导通与关断的主动信号，以该主动信号的导通与关断的定时来控制所述开关元件，所述从动变换器具有控制所述从动变换器的所述开关元件的从动侧控制电路，
该从动侧控制电路
(1)具有：导通相位控制电路，其接收所述主动信号的导通定时，基于所述主动信号的导通定时生成相对于所述主动信号具有规定的相位差的从动信号的导通定时信号，并将该从动信号的导通定时信号作为接通所述从动变换器的所述开关元件的定时信号进行输出；和从动侧导通时间宽度生成电路，其生成所述从动变换器的所述开关元件的导通时间宽度，或者(2)具有：所述导通相位控制电路；和关断相位控制电路，其接收所述主动信号的关断定时，基于所述主动信号的关断定时生成相对于所述主动信号具有规定的相位差的从动信号的关断定时信号，并将该从动信号的关断定时信号作为关断所述从动变换器的所述开关元件的定时信号进行输出，或者(3)具有：所述关断相位控制电路；和从动侧关断时间宽度生成电路，其生成所述从动变换器的所述开关元件的关断时间宽度。
2.如权利要求1所述的交错控制电源装置，其特征在于：
所述主动侧控制电路具有：
主动侧导通时间宽度生成电路，其对从误差放大器输出的误差信号与基准电压的差值乘以一定的系数，以生成所述主动变换器的所述开关元件的导通时间宽度，或者生成固定宽度的导通时间宽度；和主动侧关断时间宽度生成电路，其基于输入电压、输出电压和所述主动侧导通时间宽度生成电路所生成的所述导通时间宽度实施下述运算，从而生成所述主动变换器的所述开关元件的关断时间宽度，关断时间宽度＝输入电压×导通时间宽度/(输出电压-输入电压)
该主动侧关断时间宽度生成电路基于该关断时间宽度，或者检测流过所述主动变换器的电感器的电流而检测出流过所述主动变换器的所述电感器的电流成为零的时刻，输出接通所述主动变换器的所述开关元件的定时信号，所述从动侧控制电路具有：
从动侧导通时间宽度生成电路，其对从所述误差放大器输出的误差信号与基准电压的差值乘以一定的系数，以生成所述从动变换器的所述开关元件的导通时间宽度，或者生成固定宽度的导通时间宽度；和从动侧关断时间宽度生成电路，其生成所述从动变换器的所述开关元件的关断时间宽度，所述从动侧关断时间宽度生成电路基于输入电压、输出电压和所述主动侧导通时间宽度生成电路或所述从动侧导通时间宽度生成电路所生成的所述导通时间宽度，通过输入电压×导通时间宽度/(输出电压-输入电压)的运算，生成所述从动变换器的所述开关元件的关断时间宽度，并基于该关断时间宽度，输出接通所述从动变换器的所述开关元件的定时信号，或者检测流过所述从动变换器的电感器的电流，以检测出流过所述从动变换器的所述电感器的电流成为零的时刻，输出接通所述从动变换器的所述开关元件的定时信号。
3.如权利要求1所述的交错控制电源装置，其特征在于：
所述导通相位控制电路具有：
主动信号周期信息生成电路，其具有第一电容器，在所述主动信号的一个周期的期间内，对所述第一电容器进行充电或放电；
第一定时决定电路，其依据所述第一电容器的放电或充电的完成来决定所述从动信号的第一定时；和第二定时决定电路，其具有第二电容器，使该第二电容器从所述主动信号周期信息生成电路在所述第一电容器的充电中使用的主动信号周期错开一个周期，进行与所述第一电容器相同的动作，从而在利用所述主动信号周期信息生成电路进行所述第一电容器的充电或放电的期间中，依据所述第二电容器的放电或充电来决定所述从动信号的第二定时。
4.如权利要求3所述的交错控制电源装置，其特征在于：
具有从动信号生成电路，其利用所述第一定时决定电路所决定的所述第一定时和所述第二定时决定电路所决定的所述第二定时的逻辑和，生成所述从动信号的导通定时信号。
5.如权利要求3或4所述的交错控制电源装置，其特征在于：
所述主动信号周期信息生成电路具有电容器充电电路，该电容器充电电路将规定的定电压作为初始值，在所述主动信号的一个周期的期间内，以规定的充电电流对所述第一电容器进行充电，从而生成所述主动信号的周期信息，该电容器充电电路具有控制所述规定的充电电流的恒定电流源、和将该恒定电流源接入所述第一电容器的充电路径的第一开关电路，所述第一定时决定电路具有电容器放电电路，该电容器放电电路以规定的放电电流将所述第一电容器从在所述主动信号的一个周期的期间内充电后的充电电压放电直至所述规定的定电压，从而决定所述第一定时信号，该电容器放电电路具有控制所述规定的放电电流的恒定电流源、和将该恒定电流源接入所述电容器的放电路径的第二开关电路。
6.如权利要求3或4所述的交错控制电源装置，其特征在于：
所述主动信号周期信息生成电路具有电容器放电电路，该电容器放电电路将规定的定电压作为初始值，在所述主动信号的一个周期的期间内，以规定的放电电流对所述第一电容器进行放电，从而生成所述主动信号的周期信息，该电容器放电电路具有控制所述规定的放电电流的恒定电流源、和将该恒定电流源接入所述第一电容器的放电路径的第一开关电路，所述第一定时决定电路具有电容器充电电路，该电容器充电电路以规定的充电电流将所述第一电容器从在所述主动信号的一个周期的期间内放电后的放电电压充电直至所述规定的定电压，从而决定所述第一定时信号，该电容器充电电路具有控制所述规定的充电电流的恒定电流源、和将该恒定电流源接入所述电容器的充电路径的第二开关电路。
7.如权利要求1所述的交错控制电源装置，其特征在于：
所述关断相位控制电路具有：
主动信号周期信息生成电路，其具有第一电容器，在所述主动信号的一个周期的期间内，对所述第一电容器进行充电或放电；
第一定时决定电路，其依据所述第一电容器的放电或充电的完成来决定所述从动信号的第一定时；和第二定时决定电路，其具有第二电容器，使该第二电容器从所述主动信号周期信息生成电路在所述第一电容器的充电中使用的主动信号周期错开一个周期，进行与所述第一电容器相同的动作，从而在利用所述主动信号周期信息生成电路进行所述第一电容器的充电或放电的期间中，依据所述第二电容器的放电或充电来决定所述从动信号的第二定时。
8.如权利要求7所述的交错控制电源装置，其特征在于：
具有从动信号生成电路，其利用所述第一定时决定电路所决定的所述第一定时和所述第二定时决定电路所决定的所述第二定时的逻辑和，生成所述从动信号的关断定时信号。
9.如权利要求7或8所述的交错控制电源装置，其特征在于：
所述主动信号周期信息生成电路具有电容器充电电路，该电容器充电电路将规定的定电压作为初始值，在所述主动信号的一个周期的期间内，以规定的充电电流对所述第一电容器进行充电，从而生成所述主动信号的周期信息，该电容器充电电路具有控制所述规定的充电电流的恒定电流源、和将该恒定电流源接入所述第一电容器的充电路径的第一开关电路，所述第一定时决定电路具有电容器放电电路，该电容器放电电路以规定的放电电流将所述第一电容器从在所述主动信号的一个周期的期间内充电后的充电电压放电直至所述规定的定电压，从而决定所述第一定时信号，该电容器放电电路具有控制所述规定的放电电流的恒定电流源、和将该恒定电流源接入所述电容器的放电路径的第二开关电路。
10.如权利要求7或8所述的交错控制电源装置，其特征在于：
所述主动信号周期信息生成电路具有电容器放电电路，该电容器放电电路将规定的定电压作为初始值，在所述主动信号的一个周期的期间内，以规定的放电电流对所述第一电容器进行放电，从而生成所述主动信号的周期信息，该电容器放电电路具有控制所述规定的放电电流的恒定电流源、和将该恒定电流源接入所述第一电容器的放电路径的第一开关电路，所述第一定时决定电路具有电容器充电电路，该电容器充电电路以规定的充电电流将所述第一电容器从在所述主动信号的一个周期的期间内放电后的放电电压充电直至所述规定的定电压，从而决定所述第一定时信号，该电容器充电电路具有控制所述规定的充电电流的恒定电流源、和将该恒定电流源接入所述电容器的充电路径的第二开关电路。
11.如权利要求3～10中任一项所述的交错控制电源装置，其特征在于：
所述交错控制电源装置将所述第一和所述第二电容器的放电电流的值与充电电流的值的比设定为规定的值，而生成规定的相位差。
12.如权利要求1所述的交错控制电源装置，其特征在于：
所述导通相位控制电路和所述关断相位控制电路分别包括：
主动信号周期信息生成电路，其具有第一电容器，在所述主动信号的一个周期的期间内，对所述第一电容器进行充电或放电；
第一定时决定电路，其依据所述第一电容器的放电或充电的完成来决定所述从动信号的第一定时；和第二定时决定电路，其具有第二电容器，使该第二电容器从所述主动信号周期信息生成电路在所述第一电容器的充电或放电中使用的主动信号周期错开一个周期，进行与所述第一电容器相同的动作，从而在所述第一电容器的充电或放电的期间中，依据所述第二电容器的放电或充电来决定所述从动信号的第二定时，所述从动侧控制电路进一步具有：
第一逻辑电路，其根据所述导通相位控制电路所决定的第一定时和所述关断相位控制电路所决定的第一定时，生成第一导通/关断信号；
第二逻辑电路，其根据所述导通相位控制电路所决定的第二定时和所述关断相位控制电路所决定的第二定时，生成第二导通/关断信号；和第三逻辑电路，其合成所述第一导通/关断信号和第二导通/关断信号，生成所述从动信号，或者具有：
第四逻辑电路，其根据所述导通相位控制电路所决定的所述第一定时和所述第二定时决定电路所决定的所述第二定时，生成所述从动信号的导通定时信号；
第五逻辑电路，其根据所述关断相位控制电路所决定的所述第一定时和所述第二定时决定电路所决定的所述第二定时，生成所述从动信号的关断定时信号；和第六逻辑电路，其合成所述从动信号的导通定时信号和所述从动信号的关断定时信号，生成所述从动信号。
13.如权利要求12所述的交错控制电源装置，其特征在于：
所述主动信号周期信息生成电路具有电容器充电电路，该电容器充电电路将规定的定电压作为初始值，在所述主动信号的一个周期的期间内，以规定的充电电流对所述第一电容器进行充电，从而生成所述主动信号的周期信息，该电容器充电电路具有控制所述规定的充电电流的恒定电流源、和将该恒定电流源接入所述第一电容器的充电路径的第一开关电路，所述第一定时决定电路具有电容器放电电路，该电容器放电电路以规定的放电电流将所述第一电容器从在所述主动信号的一个周期的期间内充电后的充电电压放电直至所述规定的定电压，从而决定所述第一定时信号，该电容器放电电路具有控制所述规定的放电电流的恒定电流源、和将该恒定电流源接入所述电容器的放电路径的第二开关电路。
14.如权利要求12所述的交错控制电源装置，其特征在于：
所述主动信号周期信息生成电路具有电容器放电电路，该电容器放电电路将规定的定电压作为初始值，在所述主动信号的一个周期的期间内，以规定的放电电流对所述第一电容器进行放电，从而生成所述主动信号的周期信息，该电容器放电电路具有控制所述规定的放电电流的恒定电流源、和将该恒定电流源接入所述第一电容器的放电路径的第一开关电路，所述第一定时决定电路具有电容器充电电路，该电容器充电电路以规定的充电电流将所述第一电容器从在所述主动信号的一个周期的期间内放电后的放电电压充电直至所述规定的定电压，从而决定所述第一定时信号，该电容器充电电路具有控制所述规定的充电电流的恒定电流源、和将该恒定电流源接入所述电容器的充电路径的第二开关电路。
15.如权利要求12或13所述的交错控制电源装置，其特征在于：
所述交错控制电源装置将所述第一和所述第二电容器的放电电流的值与充电电流的值的比设定为规定的值，而生成规定的相位差。
16.一种多相交错控制电源装置，其特征在于：
设置有权利要求1或2所述的所述主动侧控制电路；和N-1相的权利要求1或2所述的所述从动侧控制电路，设k＝1～(N-1)，N为3以上的整数，在第k相的所述从动侧控制电路中，在所述主动信号的一个周期的期间内对所述第一电容器进行充电的情况下，当令所述第k相的电容器的放电电流为Id_k，充电电流为Ic时，Id_k＝(N/k)·Ic
在所述主动信号的一个周期的期间内对所述第一电容器进行放电的情况下，当令所述第k相的电容器的放电电流为Id，充电电流为Ic_k时，Ic_k＝(N/k)·Id。
17.一种交错控制电源装置的控制电路，该交错控制电源装置具有主动变换器和从动变换器，使该主动变换器的开关元件和所述从动变换器的开关元件以规定的相位差分别进行动作，该交错控制电源装置的控制电路的特征在于，具有：主动侧控制电路，其生成控制所述主动变换器的所述开关元件的导通与关断的主动信号，以该主动信号的导通与关断的定时来控制所述开关元件；和从动侧控制电路，其控制所述从动变换器的所述开关元件，
所述从动侧控制电路
(1)具有：导通相位控制电路，其接收所述主动信号的导通定时，基于所述主动信号的导通定时生成相对于所述主动信号具有规定的相位差的从动信号的导通定时信号，并将该从动信号的导通定时信号作为接通所述从动变换器的所述开关元件的定时信号进行输出；和从动侧导通时间宽度生成电路，其生成所述从动变换器的所述开关元件的导通时间宽度，或者(2)具有：所述导通相位控制电路；和关断相位控制电路，其接收所述主动信号的关断定时，基于所述主动信号的关断定时生成相对于所述主动信号具有规定的相位差的从动信号的关断定时信号，并将该从动信号的关断定时信号作为关断所述从动变换器的所述开关元件的定时信号进行输出，或者(3)具有：所述关断相位控制电路；和从动侧关断时间宽度生成电路，其生成所述从动变换器的所述开关元件的关断时间宽度。
18.如权利要求17所述的交错控制电源装置的控制电路，其特征在于：
所述主动侧控制电路具有：
主动侧导通时间宽度生成电路，其对从误差放大器输出的误差信号与基准电压的差值乘以一定的系数，以生成所述主动变换器的所述开关元件的导通时间宽度，或者生成固定宽度的导通时间宽度；和主动侧关断时间宽度生成电路，其基于输入电压、输出电压和所述主动侧导通时间宽度生成电路所生成的所述导通时间宽度，通过实施关断时间宽度＝输入电压×导通时间宽度/(输出电压-输入电压)的运算，生成所述主动变换器的所述开关元件的关断时间宽度，该主动侧关断时间宽度生成电路基于该关断时间宽度，或者检测流过所述主动变换器的电感器的电流而检测出流过所述主动变换器的所述电感器的电流成为零的时间，输出接通所述主动变换器的所述开关元件的定时信号，所述从动侧控制电路具有：
从动侧导通时间宽度生成电路，其对从所述误差放大器输出的误差信号与基准电压的差值乘以一定的系数，以生成所述从动变换器的所述开关元件的导通时间宽度，或者生成固定宽度的导通时间宽度；和从动侧关断时间宽度生成电路，其生成所述从动变换器的所述开关元件的关断时间宽度，所述从动侧关断时间宽度生成电路基于输入电压、输出电压和所述主动侧导通时间宽度生成电路或所述从动侧导通时间宽度生成电路所生成的所述导通时间宽度，通过实施输入电压×导通时间宽度/(输出电压-输入电压)的运算，生成所述从动变换器的所述开关元件的关断时间宽度，并基于该关断时间宽度，输出接通所述从动变换器的所述开关元件的定时信号，或者检测流过所述从动变换器的电感器的电流，以检测出流过所述从动变换器的所述电感器的电流成为零的时刻，输出接通所述从动变换器的所述开关元件的定时信号。
19.如权利要求17所述的交错控制电源装置的控制电路，其特征在于：
所述导通相位控制电路具有：
主动信号周期信息生成电路，其具有第一电容器，在所述主动信号的一个周期的期间内，对所述第一电容器进行充电或放电；
第一定时决定电路，其依据所述第一电容器的放电或充电的完成来决定所述从动信号的第一定时；和第二定时决定电路，其具有第二电容器，使该第二电容器从所述主动信号周期信息生成电路在所述第一电容器的充电中使用的主动信号周期错开一个周期，进行与所述第一电容器相同的动作，从而在利用所述主动信号周期信息生成电路进行所述第一电容器的充电或放电的期间中，依据所述第二电容器的放电或充电来决定所述从动信号的第二定时。
20.一种交错控制电源装置的控制方法，该交错控制电源装置具有用于使主动变换器的开关元件和从动变换器的开关元件以规定的相位差分别进行动作的主动侧控制电路和从动侧控制电路，该交错控制电源装置的控制方法的特征在于：所述主动侧控制电路生成控制所述主动变换器的所述开关元件的导通与关断的主动信号，以该主动信号的导通与关断的定时来控制所述开关元件，所述从动侧控制电路
(1)接收所述主动信号的导通定时，基于所述主动信号的导通定时生成相对于所述主动信号具有规定的相位差的从动信号的导通定时信号，并将该从动信号的导通定时信号作为接通所述从动变换器的所述开关元件的定时信号进行输出，并且生成所述从动变换器的所述开关元件的导通时间宽度，或者(2)接收所述主动信号的导通定时，基于所述主动信号的导通定时生成相对于所述主动信号具有规定的相位差的从动信号的导通定时信号，并将该从动信号的导通定时信号作为接通所述从动变换器的所述开关元件的定时信号进行输出，并且，接收所述主动信号的关断定时，基于所述主动信号的关断定时生成相对于所述主动信号具有规定的相位差的从动信号的关断定时信号，并将该从动信号的关断定时信号作为关断所述从动变换器的所述开关元件的定时信号进行输出，或者(3)接收所述主动信号的关断定时，基于所述主动信号的关断定时生成相对于所述主动信号具有规定的相位差的从动信号的关断定时信号，并将该从动信号的关断定时信号作为关断所述从动变换器的所述开关元件的定时信号进行输出，并且生成所述从动变换器的所述开关元件的关断时间宽度。
21.如权利要求20所述的交错控制电源装置的控制方法，其特征在于：
所述主动侧控制电路对从误差放大器输出的误差信号与基准电压的差值乘以一定的系数，以生成所述主动变换器的所述开关元件的导通时间宽度，或者生成固定宽度的导通时间宽度，并且，基于输入电压、输出电压和所述导通时间宽度，通过实施关断时间宽度＝输入电压×导通时间宽度/(输出电压-输入电压)的运算，生成所述主动变换器的所述开关元件的关断时间宽度，进一步，该主动侧控制电路基于该关断时间宽度，或者检测流过所述主动变换器的电感器的电流而检测出流过所述主动变换器的所述电感器的电流成为零的时间，输出接通所述主动变换器的所述开关元件的定时信号，所述从动侧控制电路对从所述误差放大器输出的误差信号与基准电压的差值乘以一定的系数，生成所述从动变换器的所述开关元件的导通时间宽度，或者生成固定宽度的导通时间宽度，并且基于输入电压、输出电压和在所述主动侧或所述从动侧生成的所述导通时间宽度，通过实施输入电压×导通时间宽度/(输出电压-输入电压)的运算，生成所述从动变换器的所述开关元件的关断时间宽度，进一步基于该关断时间宽度输出接通所述从动变换器的所述开关元件的定时信号，或者，检测流过所述从动变换器的电感器的电流而检测出流过所述从动变换器的所述电感器的电流成为零的时刻，输出接通所述从动变换器的所述开关元件的定时信号。
22.如权利要求20所述的交错控制电源装置的控制方法，其特征在于：
所述从动侧控制电路包括：
具有第一电容器，在所述主动信号的一个周期的期间内，对所述第一电容器进行充电或放电，生成主动信号周期信息的过程；
依据所述第一电容器的放电或充电的完成来决定所述从动信号的第一定时的第一定时决定过程；和具有第二电容器，使该第二电容器从生成所述主动信号周期信息的过程在所述第一电容器的充电中使用的主动信号周期错开一个周期，进行与所述第一电容器相同的动作，从而在通过所述生成主动信号周期信息的过程进行所述第一电容器的充电或放电的期间中，依据所述第二电容器的放电或充电来决定所述从动信号的第二定时的第二定时决定过程。
说明书 :
技术领域
本发明涉及进行功率因数改善(PFC：Power Factor Correction，功率因数校正)的交错控制电源装置、该电源装置的控制电路和控制方法，特别涉及以交流电源为输入，采用交错的开关控制方式，以高功率因数转换成直流输出的开关电源装置。
背景技术
一直以来，已知有使用升压电路形成与输入电压成比例的输入电流，同时控制稳定的输出电压的PFC升压型变换器。在这种PFC升压型变换器中，作为控制开关元件的控制方式，根据流过电感器的电流，已知有(电流)不连续方式、(电流)连续方式以及临界方式。
而且，在临界方式中，已知有临界单级方式和临界交错方式。在一般的交错的控制方式中，为了抑制输出电压和输出电流的波纹(ripple)以及输出电流的峰值，必须使2个变换器电路(主动和从动)的相位差为180°。下述专利文献1中公开了以数字方式进行控制的临界交错的控制方式，此外，下述专利文献2至4中公开了以模拟方式进行控制的临界交错的控制方式。
【专利文献1】美国专利申请公开第2007/2532323号说明书
【专利文献2】美国专利申请公开第2007/2532324号说明书
【专利文献3】日本特开平10-127049号公报
【专利文献4】日本特开平10-146049号公报
发明内容
专利文献2中公开的模拟方式需要有相对于各相独立的开关控制电路，从而存在延迟变长直到各相的相位差成为规定的相位差的问题，而且，还存在相位差检测电路复杂，相位调整的精度低，电路规模变大的问题。详细地说，在专利文献2的图4所示的电路中，对于2个变换器电路392、394，准备有将两者的相位差保持在180°的相位差保持电路390，存在直到该相位差保持电路390完成相位差的调整需要很长时间的问题。
此外，专利文献3和4中公开的模拟方式是，以主动信号为基准，在主动信号的一个周期的期间内，对一个电容器进行充电，用另一个电容器进行放电，检测2个电容器的电压交叉的定时而决定从动信号的定时。但是，该方式必须要有检测进行充电和/或放电的2个电容器的电压交叉的定时的电路，放电侧的电容器必须具有在交叉的定时迅速放电的功能。因此，存在形成从动信号的电路复杂，且相位调整的精度低的问题。
即，为了如上所述地使主动和从动的相位差成为180°，需要使充电电流和放电电流、以及2个电容器的电容值完全相同。特别是对于电容器来说，若以分立元件构成2个电容器，则存在不能避免偏差的问题，此外，如果比较2个电容器的电压的比较器中存在偏移电压(offset voltage)，则存在偏移电压直接与相位差的误差相关联的问题。
此外，关于电流，在上述专利文献3中，成为CR的时间常数电路的电流，因此还是具有不能充分地保证精度的问题。另外，在上述专利文献4的图9中使用了恒定电流源，因此认为能够保证电流精度。
为了克服这样的现有技术的问题，本发明的目的在于提供一种具有为简单的模拟交错控制方式、并且相位调整的精度高且电路规模小的交错控制电路的交错控制电源装置、该电源装置的控制电路和控制方法。
本发明的交错控制电源装置具有主动变换器和从动变换器，使该主动变换器的开关元件和该从动变换器的开关元件分别以规定的相位差进行动作，该交错控制电源装置的特征在于：
上述主动变换器具有控制上述开关元件的主动侧控制电路，该主动侧控制电路生成控制上述开关元件的导通和关断的主动信号，以该主动信号的导通和关断的定时来控制上述开关元件，
上述从动变换器具有控制上述开关元件的从动侧控制电路，
该从动侧控制电路
(1)具有：导通相位控制电路，其接收上述主动信号的导通定时，基于此生成相对于上述主动信号具有规定的相位差的从动信号的导通定时信号，并将该从动信号的导通定时信号作为接通上述从动变换器的上述开关元件的定时信号进行输出；和从动侧导通时间宽度生成电路，其生成上述从动变换器的上述开关元件的导通时间宽度，或者
(2)具有：上述导通相位控制电路；和关断相位控制电路，其接收上述主动信号的关断定时，基于此生成相对于上述主动信号具有规定的相位差的从动信号的关断定时信号，并将该从动信号的关断定时信号作为关断上述从动变换器的上述开关元件的定时信号进行输出，或者
(3)具有：上述关断相位控制电路；和从动侧关断时间宽度生成电路，其生成上述从动变换器的上述开关元件的关断时间宽度。
此外，本发明的特征在于，上述主动侧控制电路包括：
主动侧导通时间宽度生成电路，其对从误差放大器输出的误差信号与基准电压的差值乘以一定的系数，以生成上述开关元件的导通时间宽度，或者，生成固定宽度的导通时间宽度；和
主动侧关断时间宽度生成电路，其基于输入电压、输出电压和上述主动侧导通时间宽度生成电路所生成的上述导通时间宽度实施下述运算，从而生成上述主动变换器的上述开关元件的关断时间宽度，
关断时间宽度＝输入电压×导通时间宽度/(输出电压-输入电压)
该主动侧关断时间宽度生成电路基于该关断时间宽度，或者检测出流过上述主动变换器的电感器的电流成为零的时刻，而输出接通上述主动变换器的上述开关元件的定时信号，
上述从动侧控制电路包括：
从动侧导通时间宽度生成电路，其对从上述误差放大器输出的误差信号与基准电压的差值乘以一定的系数，以生成上述从动变换器的上述开关元件的导通时间宽度；和
从动侧关断时间宽度生成电路，其生成上述从动变换器的上述开关元件的关断时间宽度，
上述从动侧关断时间宽度生成电路基于输入电压、输出电压和上述主动侧导通时间宽度生成电路或上述从动侧导通时间宽度生成电路所生成的上述导通时间宽度，通过输入电压×导通时间宽度/(输出电压-输入电压)的运算，生成上述从动变换器的上述开关元件的关断时间宽度，基于该关断时间宽度，输出接通上述从动变换器的上述开关元件的定时信号，或者
检测流过上述从动变换器的电感器的电流，以检测出流过上述从动变换器的上述电感器的电流成为零的时刻，输出接通上述从动变换器的上述开关元件的定时信号。
此外，本发明的特征在于，上述导通相位控制电路包括：
主动信号周期信息生成电路，其具有第一电容器，在上述主动信号的一个周期的期间内，对上述第一电容器进行充电或放电；
第一定时决定电路，其依据上述第一电容器的放电或充电的完成来决定上述从动信号的第一定时；和
第二定时决定电路，其具有第二电容器，从上述主动信号周期信息生成电路在上述第一电容器的充电中使用的主动信号周期错开一个周期，使该第二电容器进行与上述第一电容器相同的动作，从而在上述第一电容器的充电或放电的期间中，依据上述第二电容器的放电或充电来决定上述从动信号的第二定时。
该情况下，优选具有从动信号生成电路，其利用上述第一定时决定电路所决定的上述第一定时和上述第二定时决定电路所决定的上述第二定时的逻辑和，生成上述从动信号的导通定时信号。
此外，本发明的特征在于，上述关断相位控制电路包括：
主动信号周期信息生成电路，其具有第一电容器，在上述主动信号的一个周期的期间内，对上述第一电容器进行充电或放电；
第一定时决定电路，其依据上述第一电容器的放电或充电的完成来决定上述从动信号的第一定时；和
第二定时决定电路，其具有第二电容器，从上述主动信号周期信息生成电路在上述第一电容器的充电中使用的主动信号周期错开一个周期，使该第二电容器进行与上述第一电容器相同的动作，从而在利用上述主动信号周期信息生成电路对上述第一电容器进行充电或放电的期间中，依据上述第二电容器的放电或充电来决定上述从动信号的第二定时。
该情况下，优选具有从动信号生成电路，其利用上述第一定时决定电路所决定的上述第一定时和上述第二定时决定电路所决定的上述第二定时的逻辑和，生成上述从动信号的关断定时信号。
此外，本发明的特征在于，上述导通相位控制电路和上述关断相位控制电路分别包括：
主动信号周期信息生成电路，其具有第一电容器，在上述主动信号的一个周期的期间内，对上述第一电容器进行充电或放电；
第一定时决定电路，其依据上述第一电容器的放电或充电的完成来决定上述从动信号的第一定时；和
第二定时决定电路，其具有第二电容器，从上述主动信号周期信息生成电路在上述第一电容器的充电或放电中使用的主动信号周期错开一个周期，使该第二电容器进行与上述第一电容器相同的动作，从而在上述第一电容器的充电或放电的期间中，依据上述第二电容器的放电或充电来决定上述从动信号的第二定时，
上述从动侧控制电路进一步具有：
第一逻辑电路，其根据上述导通相位控制电路所决定的第一定时和上述关断相位控制电路所决定的第一定时，生成第一导通/关断信号；第二逻辑电路，其根据上述导通相位控制电路所决定的第二定时和上述关断相位控制电路所决定的第二定时，生成第二导通/关断信号；和第三逻辑电路，其合成上述第一导通/关断信号和第二导通/关断信号，生成上述从动信号，
或者具有：
第四逻辑电路，其根据上述导通相位控制电路所决定的上述第一定时和上述第二定时决定电路所决定的上述第二定时，生成上述从动信号的导通定时信号；第五逻辑电路，其根据上述关断相位控制电路所决定的上述第一定时和上述第二定时决定电路所决定的上述第二定时，生成上述从动信号的关断定时信号；和第六逻辑电路，其合成上述从动信号的导通定时信号和上述从动信号的关断定时信号，生成上述从动信号。
本发明的特征在于，在上述内容中，上述主动信号周期信息生成电路包括电容器充电电路，该电容器充电电路将规定的定电压作为初始值，在上述主动信号的一个周期的期间内，以规定的充电电流对上述第一电容器进行充电，从而生成上述主动信号的周期信息，该电容器充电电路具有控制上述规定的充电电流的恒定电流源、和将该恒定电流源接入上述第一电容器的充电路径的第一开关电路，
上述第一定时决定电路具有电容器放电电路，该电容器放电电路从在上述主动信号的一个周期的期间内充电后的充电电压开始，以规定的放电电流对上述第一电容器进行放电直至上述规定的定电压，从而决定上述第一定时信号，该电容器放电电路具有控制上述规定的放电电流的恒定电流源、和将该恒定电流源接入上述电容器的放电路径的第二开关电路。
此外，在上述内容中也可以构成为，上述主动信号周期信息生成电路具有电容器放电电路，该电容器放电电路将规定的定电压作为初始值，在上述主动信号的一个周期的期间内，以规定的放电电流对上述第一电容器进行放电，从而生成上述主动信号的周期信息，该电容器放电电路具有控制上述规定的放电电流的恒定电流源、和将该恒定电流源接入上述第一电容器的放电路径的第一开关电路，
上述第一定时决定电路具有电容器充电电路，该电容器充电电路从在上述主动信号的一个周期的期间内放电后的放电电压开始，以规定的充电电流对上述第一电容器进行充电直至上述规定的定电压，从而决定上述第一定时信号，该电容器充电电路具有控制上述规定的充电电流的恒定电流源、和将该恒定电流源接入上述电容器的充电路径的第二开关电路。
此外，本发明的上述交错控制电源装置的特征在于，将上述第一和上述第二电容器的放电电流的值与充电电流的值的比设定为规定的值，生成规定的相位差。
此外，本发明的多相交错控制电源装置的特征在于，
设置有上述主动侧控制电路，和N-1相的上述从动侧控制电路，
设k＝1～(N-1)，N为3以上的整数，在第k相的上述从动侧控制电路中，在上述主动信号的一个周期的期间内对上述第一电容器进行充电的情况下，当令上述第k相的电容器的放电电流为Id_k，充电电流为Ic时，
Id_k＝(N/k)·Ic
在上述主动信号的一个周期的期间内对上述第一电容器进行放电的情况下，当令上述第k相的电容器的放电电流为Id，充电电流为Ic_k时，
Ic_k＝(N/k)·Id。
此外，本发明的交错控制电源装置的控制电路具有主动变换器和从动变换器，使该主动变换器的开关元件和上述从动变换器的开关元件分别以规定的相位差进行动作，该交错控制电源装置的控制电路的特征在于，具有：
主动侧控制电路，其生成控制上述主动变换器的上述开关元件的导通与关断的主动信号，以该主动信号的导通与关断的定时来控制上述开关元件；和
从动侧控制电路，其控制上述从动变换器的上述开关元件，
上述从动侧控制电路
(1)具有：导通相位控制电路，其接收上述主动信号的导通定时，基于此生成相对于上述主动信号具有规定的相位差的从动信号的导通定时信号，将该从动信号的导通定时信号作为接通上述从动变换器的上述开关元件的定时信号进行输出；和从动侧导通时间宽度生成电路，其生成上述从动变换器的上述开关元件的导通时间宽度，或者
(2)具有：上述导通相位控制电路；和关断相位控制电路，其接收上述主动信号的关断定时，基于此生成相对于上述主动信号具有规定的相位差的从动信号的关断定时信号，将该从动信号的关断定时信号作为关断上述从动变换器的上述开关元件的定时信号进行输出，或者
(3)具有：上述关断相位控制电路；和从动侧关断时间宽度生成电路，其生成上述从动变换器的上述开关元件的关断时间宽度。
本发明的特征在于，在上述内容中，
上述主动侧控制电路包括：
主动侧导通时间宽度生成电路，其对从误差放大器输出的误差信号与基准电压的差值乘以一定的系数，以生成上述主动变换器的上述开关元件的导通时间宽度，或者，生成固定宽度的导通时间宽度；和
主动侧关断时间宽度生成电路，其基于输入电压、输出电压和上述主动侧导通时间宽度生成电路所生成的上述导通时间宽度，通过实施关断时间宽度＝输入电压×导通时间宽度/(输出电压-输入电压)的运算，生成上述主动变换器的上述开关元件的关断时间宽度，该主动侧关断时间宽度生成电路基于该关断时间宽度，或者检测流过上述主动变换器的电感器的电流而检测出流过上述主动变换器的上述电感器的电流成为零的时间，输出接通上述主动变换器的上述开关元件的定时信号，
上述从动侧控制电路包括：
从动侧导通时间宽度生成电路，其对从上述误差放大器输出的误差信号与基准电压的差值乘以一定的系数，以生成上述从动变换器的上述开关元件的导通时间宽度，或者生成固定宽度的导通时间宽度；和
从动侧关断时间宽度生成电路，其生成上述从动变换器的上述开关元件的关断时间宽度，
上述从动侧关断时间宽度生成电路基于输入电压、输出电压和上述主动侧导通时间宽度生成电路或上述从动侧导通时间宽度生成电路所生成的上述导通时间宽度，通过实施输入电压×导通时间宽度/(输出电压-输入电压)的运算，生成上述从动变换器的上述开关元件的关断时间宽度，基于该关断时间宽度输出接通上述从动变换器的上述开关元件的定时信号，或者
检测流过上述从动变换器的电感器的电流，以检测出流过上述从动变换器的上述电感器的电流成为零的时刻，输出接通上述从动变换器的上述开关元件的定时信号。
在上述内容中，上述导通相位控制电路的特征在于，包括：
主动信号周期信息生成电路，其具有第一电容器，在上述主动信号的一个周期的期间内，对上述第一电容器进行充电或放电；
第一定时决定电路，其依据上述第一电容器的放电或充电的完成来决定上述从动信号的第一定时；和
第二定时决定电路，其具有第二电容器，从上述主动信号周期信息生成电路在上述第一电容器的充电中使用的主动信号周期错开一个周期，使该第二电容器进行与上述第一电容器相同的动作，从而在利用上述主动信号周期信息生成电路对上述第一电容器进行充电或放电的期间中，依据上述第二电容器的放电或充电来决定上述从动信号的第二定时。
本发明的交错控制电源装置的控制方法是具有用于使主动变换器的开关元件和从动变换器的开关元件分别以规定的相位差进行动作的主动侧控制电路和从动侧控制电路的交错控制电源装置的控制方法，其特征在于，
上述主动侧控制电路生成控制上述主动变换器的上述开关元件的导通和关断的主动信号，以该主动信号的导通和关断的定时来控制上述开关元件，
上述从动侧控制电路
(1)接收上述主动信号的导通定时，基于此生成相对于上述主动信号具有规定的相位差的从动信号的导通定时信号，将该从动信号的导通定时信号作为接通上述从动变换器的上述开关元件的定时信号进行输出，并且生成上述从动变换器的上述开关元件的导通时间宽度，或者
(2)接收上述主动信号的导通定时，基于此生成相对于上述主动信号具有规定的相位差的从动信号的导通定时信号，将该从动信号的导通定时信号作为接通上述从动变换器的上述开关元件的定时信号进行输出，并且，接收上述主动信号的关断定时，基于此生成相对于上述主动信号具有规定的相位差的从动信号的关断定时信号，将该从动信号的关断定时信号作为关断上述从动变换器的上述开关元件的定时信号进行输出，或者
(3)接收上述主动信号的关断定时，基于此生成相对于上述主动信号具有规定的相位差的从动信号的关断定时信号，将该从动信号的关断定时信号作为关断上述从动变换器的上述开关元件的定时信号进行输出，并且生成上述从动变换器的上述开关元件的关断时间宽度。
本发明的特征在于，在上述内容中，
上述主动侧控制电路对从误差放大器输出的误差信号与基准电压的差值乘以一定的系数，以生成上述主动变换器的上述开关元件的导通时间宽度，或者生成固定宽度的导通时间宽度，并且，基于输入电压、输出电压和上述导通时间宽度，通过实施关断时间宽度＝输入电压×导通时间宽度/(输出电压-输入电压)的运算，生成上述主动变换器的上述开关元件的关断时间宽度，进一步，该主动侧控制电路基于该关断时间宽度，或者检测流过上述主动变换器的电感器的电流而检测出流过上述主动变换器的上述电感器的电流成为零的时刻，输出接通上述主动变换器的上述开关元件的定时信号，
此外，上述从动侧控制电路对从上述误差放大器输出的误差信号与基准电压的差值乘以一定的系数，以生成上述从动变换器的上述开关元件的导通时间宽度，或者，生成固定宽度的导通时间宽度，并且
基于输入电压、输出电压和在上述主动侧或上述从动侧生成的上述导通时间宽度，通过实施输入电压×导通时间宽度/(输出电压-输入电压)的运算，生成上述从动变换器的上述开关元件的关断时间宽度，进一步，该从动侧控制电路基于该关断时间宽度，输出接通上述从动变换器的上述开关元件的定时信号，或者，检测流过上述从动变换器的电感器的电流而检测出流过上述从动变换器的上述电感器的电流成为零的时刻，输出接通上述从动变换器的上述开关元件的定时信号。
本发明的特征在于，在上述内容中，上述从动侧控制电路包括：
具有第一电容器，在上述主动信号的一个周期的期间内，对上述第一电容器进行充电或放电，生成主动信号周期信息的过程；
依据上述第一电容器的放电或充电的完成来决定上述从动信号的第一定时的第一定时决定过程；和
具有第二电容器，从生成上述主动信号周期信息的过程在上述第一电容器的充电中使用的主动信号周期错开一个周期，使该第二电容器进行与上述第一电容器相同的动作，从而在通过生成上述主动信号周期信息的过程对上述第一电容器进行充电或放电的期间中，依据上述第二电容器的放电或充电来决定上述从动信号的第二定时的第二定时决定过程。
根据本发明，在进行两相临界交错控制的情况下，生成从主动侧偏移180°相位的信号并供给至从动侧，在从动侧生成所需要的开关控制信号，因此，能够实现是模拟交错控制方式，结构简单且维持高的相位调整精度的高功率因数化的电源装置。
此外，在将本发明适用于N相临界交错控制的情况下，生成从主动侧偏移360°×(k/N)相位的信号并供给至从动侧，在从动侧生成所需要的开关控制信号，因此，能够实现是模拟交错控制方式，结构简单且维持高的相位调整精度的高功率因数化的功率因数改善电源装置。其中，在此设定k＝1～(N-1)，N是3以上的整数。
此外，根据本发明的模拟交错控制方式，与现有方式不同，与电容器的电容值的偏差和比较器的偏移电压无关，因此能够提高相位调整的精度。此外，关于电流，通过使用恒定电流源，能够不降低相位精度。
附图说明
图2是用于说明图1所示的两相临界交错PFC升压型变换器的动作的时序图。
图3是表示本发明的第一实施方式的导通相位控制电路的电路结构的图。
图4是说明图3所示的导通相位控制电路的动作的时序图。
图5是表示图1所示的第一实施方式的两相临界交错PFC升压型变换器的其他电路结构的图。
图6是表示本发明的第二实施方式的两相临界交错PFC升压型变换器的电路结构的图。
图7是用于说明图6所示的两相临界交错PFC升压型变换器的动作的时序图。
图8是表示本发明的第二实施方式的导通/关断相位控制电路的电路结构的图。
图9是说明图8所示的导通/关断相位控制电路的动作的时序图。
图10是表示多相化的临界交错PFC升压型变换器的电路结构的第一实施例的图。
图11是表示多相化的临界交错PFC升压型变换器的电路结构的第二实施例的图。
图12是作为图1所示的第一实施方式的变形例，表示使用辅助绕组，主动侧关断时间宽度生成电路输出接通信号的电路结构的图。
图13是作为图6所示的第二实施方式的变形例，表示使用辅助绕组，主动侧关断时间宽度生成电路输出接通信号的电路结构的图。
图14是作为图10所示的多相化交错PFC的第一实施例的变形例，表示使用辅助绕组，主动侧关断时间宽度生成电路输出接通信号的电路结构的图。
图15是作为图11所示的多相化交错PFC的第二实施例的变形例，表示使用辅助绕组，主动侧关断时间宽度生成电路输出接通信号的电路结构的图。
图16是表示本发明的第四实施方式的两相临界交错PFC升压型变换器的电路结构的图。
图17是用于说明图16所示的两相临界交错PFC升压型变换器的动作的时序图。
图18是表示将图16所示的电路结构多相化的临界交错PFC升压型变换器的电路结构的图。
符号说明
1主动侧开关元件(QM)
2从动侧开关元件(QS)
3主动侧电感器(LM)
4从动侧电感器(LS)
5主动侧逆流防止二极管(DM)
6从动侧逆流防止二极管(DS)
10主动侧控制电路
11导通时间宽度生成电路(On Period Generator)
12驱动电路(Driving Circuit)
13关断时间宽度生成电路(Off Period Generator)
14主动侧的信号(M_ON)
15主动侧的信号(M_OFF)
16关断时间宽度生成电路(Off Period Generator)
20误差放大器(Error Amp.)
30从动侧控制电路
31导通时间宽度生成电路(On Period Generator)
32驱动电路(Driving Circuit)
33导通相位控制电路(On Phase Controller)
34关断相位控制电路(Off Phase Controller)
35关断时间宽度生成电路(Off Period Generator)
40OR电路
41反转型触发器(T-FF)
42第一开关(Sa1)
43电容器(Ca)
44比较器(Comparator)
45第二开关(Sa2)
46RS触发器(Reset Set Type Flip-Flop)
52第一开关(Sb1)
53电容器(Cb)
54比较器(Comparator)
55第二开关(Sb2)
56RS触发器(Reset Set Type Flip-Flop)
310从动侧控制电路
320驱动电路(Driving Circuit)
340导通/关断相位控制电路(On&OFF Phase Controller)
Vi输入电压
Vis输入检测电压
L电感
LM1主动侧主绕组
LM2主动侧辅助绕组
LS1从动侧主绕组
LS2从动侧辅助绕组
Vo输出电压
Vos输出检测电压
Rload负载
Vcomp COMP电压(误差信号)
C1平滑电容器
C2输出电容器(电解电容器)
R1～R4电阻
Vbias偏置电压(恒定电压源)
Vofs基准电压
Ic电流源及其电流
Ic_k第k相电容器的充电电流
Id电流源及其电流
Id_k第k相电容器的放电电流
Msw主动信号
具体实施方式
[实施方式1]
图1是表示本发明的第一实施方式的两相临界交错PFC(PowerFactor Correction)升压型变换器的电路结构的图。其包括：以对交流电源电压进行全波整流后的电压Vi作为输入，用于去除重叠在输入电压Vi上的开关噪声等的高频噪声的电容器C1；用于对输入电压Vi进行分压，生成输入电压Vi的检测电压即电压Vis的电阻R1、R2；主动
侧的开关元件QM(1)；电感器LM(3)；逆流防止二极管DM(5)；从动侧的开关元件QS(2)；电感器LS(4)；逆流防止二极管DS(6)；用于对输出电压Vo进行分压，生成输出电压Vo的检测电压即电压Vos的电阻R3、R4；用于平滑输出电压Vo的电容器C2；驱动主动侧的开关元件QM(1)的主动侧控制电路10；以及驱动开关元件QS(2)的从动侧控制电路30。此外，Rload是负载。图2是用于说明图1所示的两相临界交错PFC升压型变换器的动作的时序图，说明以主动侧的M_ON信号(14)的上升定时(如后所述，主动信号Msw(控制开关元件QM(1)的导通/关断的信号)与M_ON信号(14)同形，因此也是主动信号Msw的上升定时)为基准，决定从动信号Ssw(控制开关元件QS(2)的导通/关断的信号)的上升定时的机理。
图1所示的电路结构是两相临界交错PFC升压型变换器的电路结构，构成为，主动侧控制电路10以主动信号Msw为基础对开关元件QM(1)进行临界控制，此外，从动侧控制电路30以与主动信号Msw存在180°相位差的从动信号Ssw为基础对开关元件QS(2)进行临界控制。
说明以主动信号Msw为基础对开关元件QM(1)进行临界控制的结构，基于开关元件QM(1)的导通宽度、输入电压Vi和输出电压Vo的各自的值实施规定的运算，决定临界PFC升压型变换器的临界点、即开关元件QM(1)的接通定时(关断宽度Toff的结束定时)，并基于此实现临界控制。
通常在升压型变换器的情况下，输入电压Vi的频率和输出电压Vo的波纹频率(ripple frequency)分别最多是50Hz～60Hz和100Hz～120Hz。此外，开关的频率多使用100kHz左右。开关频率为输入电压Vi和输出电压Vo的波纹频率的约1000倍，因此，可以视为在开关的一个周期中输入电压Vi和输出电压Vo一定。如果视为在开关的一个周期中输入电压Vi一定，则开关的一个周期中的电感器LM的充电电流ΔIon如以下的式(1)所示。
ΔIon＝Vi·Ton/L (1)
此处，Ton是开关元件QM(1)的导通宽度，此外，L是如上所述的电感器LM的电感。然后，如果也能够视为输出电压Vo一定，则开关的一个周期中的电感器LM的放电电流ΔIoff如以下的式(2)所示。
ΔIoff＝(Vo-Vi)·Toff/L (2)
此处，Toff是开关元件QM(1)的关断宽度。如上所述，已知在升压型变换器中具有输出电压Vo高于输入电压Vi的关系，在电感器电流减少时，按照(Vo-Vi)/L的倾斜度进行减少。
在临界动作中，电感器LM的充电电流和放电电流相同，因此，根据上述式(1)、(2)，开关元件QM(1)的关断宽度Toff与导通宽度Ton的关系如式(3)所示。
Toff＝Vi·Ton/(Vo-Vi) (3)
根据上述式(3)，只要知道开关元件QM(1)的导通宽度Ton、输入电压Vi和输出电压Vo，就能够求出开关元件QM(1)的关断宽度Toff。只要知道开关元件QM(1)的关断宽度Toff，就能够检测出临界点，通过在检测出的临界点进行开关元件的接通，能够实现临界动作。
在由PWM(Pulse Width Modulation，脉宽调制)对开关元件QM(1)进行开关控制的情况下，可以视为开关元件QM(1)的导通宽度Ton与误差放大器20的输出即COMP电压(误差信号)Vcomp成比例，因此，开关元件QM(1)的导通宽度Ton如以下的式(4)所示。其中，误差放大器20的输出即COMP电压(误差信号)Vcomp是放大了输出电压Vo的检测电压Vos与未图示的基准电压Vofs的差所得的信号。
Ton＝(Vcomp-Vbias)k (4)
此处，k、Vbias是常数。通过将上述式(4)代入到上述式(3)，成为临界动作的开关元件QM(1)的关断宽度Toff如以下的式(5)或(6)所示。
Toff＝Vi·(Vcomp-Vbias)k/(Vo-Vi) (5)
Toff＝Vis·(Vcomp-Vbias)k/(Vos-Vis) (6)
这样进行观察，根据上述式(4)，通过使用误差放大器20的输出即COMP电压Vcomp，由导通时间宽度生成电路(On Period Generator)11形成导通宽度Ton，能够知道开关元件QM(1)的关断定时(导通宽度Ton的结束定时)，以该关断定时向驱动电路(Driver Circuit)12输入M_OFF信号。
此外，关于导通宽度Ton，也可以像PFM(Pulse FrequencyModulation，脉冲频率调制)控制那样设为固定宽度。
此外，根据上述式(6)，通过使用输入电压Vi的检测电压即电压Vis、输出电压Vo的检测电压即电压Vos、以及由导通时间宽度生成电路(On Period Generator)11所生成的开关元件QM(1)的导通宽度Ton，由关断时间宽度生成电路(Off Period Generator)13形成关断宽度Toff，能够知道开关元件QM(1)的接通定时(临界点)，以该接通定时向驱动电路(Driver Circuit)12输入M_ON信号(14)。从关断时间宽度生成电路(Off Period Generator)13输出的M_ON信号(14)使开关元件QM(1)导通，决定关断宽度Toff的结束定时(Toff的结束也是Ton的开始)，确定关断宽度Toff。此外，从导通时间宽度生成电路(On Period Generator)11、31输出的M_OFF信号、S_OFF信号使开关元件QM(1)、QS(2)关断，决定它们的导通宽度Ton的结束定时(Ton的结束也是Toff的开始)，确定导通宽度Ton。另外，主动信号Msw和M_ON信号(14)的开关周期为(Ton+Toff)。然后，基于输入到驱动电路(Driver Circuit)12中的M_OFF信号和M_ON信号，驱动电路(Driver Circuit)12生成主动信号Msw并输入到开关元件QM(1)的栅极，对开关元件QM(1)进行导通/关断控制。此处，对主动信号Msw进一步进行说明，M_OFF信号和M_ON信号相互在对方信号结束的时刻开始，主动信号Msw是重合了M_OFF信号和M_ON信号的信号，因此，结果主动信号Msw成为与M_ON信号相同的波形。
下面，观察从动侧控制电路30，如图2所示，从动信号Ssw的上升定时是，以主动信号Msw的上升定时(也是M_ON信号(14)的上升定时)为基准，由导通相位控制电路(On Phase Controller)33使其延迟半个周期。另外，导通相位控制电路33的详细结构如图3和图4所示，以后进行说明。由此，主动侧控制电路10以主动信号Msw为基础对开关元件QM(1)进行临界控制，相对于此，从动侧控制电路30以与主动信号Msw具有180°相位差的从动信号Ssw为基础对开关元件QS(2)进行临界控制。此外，与主动侧控制电路10相同，由从动侧控制电路30的导通时间宽度生成电路(On Period Generator)31决定从动信号Ssw的下降定时。
在此，基于图2的时序图说明图1所示的本发明的第一实施方式的两相临界交错PFC升压型变换器的动作。另外，图2的说明中有提前利用图3和图4的说明的地方，图1中没有的内容请参考图3和图4。如图2所示，
(1)在周期T1中，电容器Ca以偏置电压Vbias为初始值，以充电电流Ic充电，电容器Ca的两端电压VCa直线增加直至周期T1结束。电容器Ca的最终两端电压VCa赋予主动信号Msw信号的周期信息。
(2)在周期T2的上升定时，电容器Ca以充电电流Ic的2倍的放电电流Id开始放电。电容器Ca的两端电压VCa返回偏置电压Vbias的定时成为从动侧的信号Sswa的上升定时。通过这样做，在周期T2中，从动侧的信号Sswa相对于主动信号Msw延迟周期T1的一半。在该周期T2中，临界PFC的周期改变，但相邻周期的差很微小(T1≈T2)，主动信号Msw与从动侧的信号Sswa的相位差可以看作是180°左右。
(3)此外，在周期T2中，电容器Cb以偏置电压Vbias为初始值，以充电电流Ic充电，电容器Cb的两端电压VCb直线增加直至周期T2结束。电容器Cb的最终两端电压VCb赋予主动信号Msw信号的周期信息。
(4)在周期T3的上升定时，电容器Cb以充电电流Ic的两倍的放电电流Id开始放电。电容器Cb的两端电压VCb返回到偏置电压Vbias的定时成为从动侧的信号Sswb的上升定时。通过这样做，在周期T3中，从动侧的信号Sswb相对于主动信号Msw延迟周期T2的一半。
(5)当取得从动信号Sswa和从动信号Sswb的逻辑和(OR逻辑)时，能够得到与主动信号Msw交错的从动信号Ssw。另外，从动信号Ssw下降的定时，如上所述由从动侧控制电路30的导通时间宽度生成电路(On Period Generator)31决定。
根据以上说明，本发明的第一实施方式的两相临界交错PFC升压型变换器，能够实现以主动信号Msw的导通定时为基准，生成从动信号Ssw的导通和关断的定时的模拟方式的交错控制方式。主动信号Msw的周期信息由电容器Ca的充电电压赋予，从动信号Ssw的下一个周期的导通和关断的定时a(Swa)是，根据电容器Ca的放电完成定时，直接决定导通定时，间接决定关断定时。然后，根据需要的相位差，设定电容器Ca的放电电流的值与充电电流的值的比。具体地说，参照以下表示的式(7)。
此外，使用电容器Cb，相对于电容器Ca错开一个周期，进行与电容器Ca相同的动作，从而能够在电容器Ca的充电期间中，根据电容器Cb的放电完成定时，直接(导通)和间接(关断)地决定从动信号Ssw的导通与关断的定时b(Swb)。
然后，通过取得定时a(Swa)和定时b(Swb)的逻辑和(OR逻辑)，能够得到相对于主动信号Msw具有规定的相位差的从动信号Ssw的导通与关断的定时信号。
在两相的临界交错变换器中，电容器的放电电流Id与充电电流Ic的关系优选是
Id＝2·Ic (7)
此外，在此对该思想进行扩展，其内容以后还要进行叙述：一般在N相的临界交错PFC升压型变换器中，存在主动侧控制电路和N-1相的从动侧控制电路，因此，关于第k相的从动侧控制电路，该第k相的电容器的放电电流Id_k与各相具有共同的值的充电电流Ic的关系优选是
Id_k＝(N/K)·Ic (8)
此处，能够设定k＝1～(N-1)，N是3以上的整数。
图3是表示本发明的第一实施方式的导通相位控制电路(On PhaseController)的电路结构的图。此外，图4是说明图3所示的导通相位控制电路的动作的时序图。
使用图3和图4说明本发明的第一实施方式的导通相位控制电路的动作。如图3所示，主动信号M_ON14被输入反转型触发器(T-FF)41的时钟输入端子T，如图4的时序图所示，当主动侧信号M_ON14最初上升时，T-FF41的Q输出(Q_M)成为高电平。由此开关Sa1(42)为ON(导通)，因此，在T-FF41的Q输出(Q_M)成为高电平的该周期的期间内，由充电电流Ic对电容器Ca43进行充电。另外，这时开关Sa2(45)为OFF(非导通)。在下一个周期中的主动侧信号M_ON14的上升时，T-FF41反转，此次T-FF41的Q反输出(QB_M)成为高电平，将其输入到复位置位型触发器(RS-FF)46的置位端子S。其中，复位置位型触发器RS-FF46是复位优先的触发器。因此，RS-FF46的Q输出端成为高电平，开关Sa2(45)为ON(导通)。此外，开关Sa1(42)为OFF(阻断)。于是，流通放电电流Id，已充电于电容器Ca43的电荷被以充电电流Ic的两倍的电流进行放电，因此，电容器Ca43的两端电压VCa急速下降。即，在主动侧信号M_ON的半个周期完成放电。比较器44检测出电容器Ca43的两端电压VCa变为偏置电压Vbias以下的情况，使比较器44的输出(Sa_ON)成为高电平。该信号通过OR电路40作为从动信号S_ON被输出，并且被输入到RS-FF46的复位端子R。因此，RS-FF46被复位，其Q输出端变为低电平，开关Sa2(45)成为OFF(非导通)，阻断放电电流Id的流通。
此外，在图3的下半部所示的结构中进行与上述相反的动作。即，在主动侧信号M_ON14最初上升的时刻，T-FF41的QB输出(QB_M)成为低电平。因此，开关Sb1(52)成为OFF(非导通)。另一方面，T-FF41的QB输出(QB_M)是高电平，该信号被输入到RS-FF56的置位端子S，因此RS-FF56被置位。其中，复位置位型触发器RS-FF56也是复位优先的触发器。即，RS-FF56的Q输出端成为高电平，开关Sb2(55)为ON(导通)。因此，已充电到电容器Cb53中的电荷以放电电流Id进行放电。设定该放电电流Id为充电电流Ic的2倍，因此，在主动侧信号M_ON的半个周期中完成放电。比较器54检测出电容器Cb53的两端电压VCb变为偏置电压Vbias的情况，使比较器54的输出(Sb_ON)成为高电平。该Sb_ON信号通过OR电路40作为从动侧信号S_ON被输出，并且也被输入到RS-FF56的复位端子R中，因此，RS-FF46被复位，当RS-FF46被复位时，其Q输出端变为低电平，使开关Sb2(55)为OFF(非导通)，于是阻断放电电流Id的流通。接着当主动侧信号M_ON14上升时，T-FF41的QB输出(QB_M)成为高电平。由此，开关Sb1(52)为ON(导通)，流过充电电流Ic，由充电电流Ic开始电容器Cb53的充电。
图5是表示图1所示的第一实施方式的两相临界交错PFC(PowerFactor Correction)升压型变换器的其他电路结构的图。在图5中，取代图1所示的从动控制电路30中的导通相位控制电路33，设置关断相位控制电路34和新的关断时间宽度生成电路35。通过这样做，能够在从动控制电路30中独自计算导通宽度Ton，使用该导通宽度Ton生成关断宽度Toff。此外，作为代替图5的其它的电路结构，虽然没有图示，但也可以从主动侧的导通时间宽度生成电路11得到导通宽度Ton的信息，使用该信息生成关断宽度Toff。
图12是表示作为图1所示的第一实施方式的变形例，主动侧关断时间宽度生成电路使用辅助绕组输出接通信号的电路结构的图。即，在图12中，由主绕组LM1和辅助绕组LM2构成电感器LM(3)，检测流过主动变换器的电感器LM(3)的电流。主动侧关断时间宽度生成电路(Off Period Generator)16通过辅助绕组LM2检测流过主动变换器的电感器LM(3)的电流成为零的时刻，生成接通信号M_ON14。即，主动侧关断时间宽度生成电路16通过磁耦合的辅助绕组LM2检测流过主绕组LM1的电感电流IM成为零的时刻，并生成接通信号M_ON14，将其作为接通主动变换器的开关元件QM(1)的定时信号进行输出。除此之外与图1所示的第一实施方式的结构没有不同，故省略其说明。
这样，本发明的第一实施方式的两相临界交错PFC升压型变换器，通过以主动信号Msw的导通定时为基准，分别生成从动信号Ssw的导通和关断的定时，能够实现简单的模拟交错控制方式，能够提供一种结构简单并且能维持高的相位调整精度的高功率因数化的功率因数改善电源装置。此外，本交错控制方式与现有方式不同，与电容器的电容值的偏差和变换器的偏移电压无关，因此能够提高相位调整精度，进一步，关于电流，因为使用恒定电流源，所以也能够不降低相位精度。
[实施方式2]
图6是表示本发明的第二实施方式的两相临界交错PFC(PowerFactor Correction)升压型变换器的电路结构的图。图1所示的第一实施方式仅使主动信号Msw的导通定时延迟，与此相对，在第二实施方式中，以主动信号Msw的导通与关断的定时为基准，在导通/关断相位控制电路中分别使它们延迟半个周期而决定从动信号Ssw的导通与关断的定时。另外，主动信号Msw为与M_ON信号相同的波形这点与第一实施方式相同。图7是用于说明图6所示的两相临界交错PFC升压型变换器的动作的时序图。
图6所示的电路结构与图1同样地为两相临界交错PFC升压型变换器的结构，构成为，主动侧控制电路10以主动信号Msw为基础对开关元件QM(1)进行临界控制，此外，从动侧控制电路310以与主动信号Msw存在180°相位差的从动信号Ssw为基础对开关元件QS(2)进行临界控制。
说明以主动信号Msw为基础对开关元件QM(1)进行临界控制的结构，与图1同样，基于开关元件QM(1)的导通宽度、输入电压Vi和输出电压Vo的各自的值，实施规定的运算，以决定临界PFC升压型变换器的临界点、即开关元件QM(1)的接通定时，基于此实现临界控制。
图6与图1的结构的不同点在于，在从动侧控制电路310中没有图1的结构中存在的导通时间宽度生成电路(On Period Generator)31，取而代之具有导通/关断相位控制电路(On&OFF Phase Controller)340，将该导通/关断相位控制电路340的输出S_ON、S_OFF输入驱动电路(Driver Circuit)320。此外，作为导通/关断相位控制电路340的输入，除了图1的结构所示的主动信号M_ON14以外，还输入了在图1的结构中仅输入到驱动电路(Driver Circuit)12的导通时间宽度生成电路(On Period Generator)11的输出M_OFF15。其中，导通/关断相位控制电路340的详细结构在图8和图9中表示，以后进行说明。
使用图7说明图6所示的本发明的第二实施方式的两相临界交错PFC升压型变换器的动作。另外，图7的说明中有提前利用图8和图9的说明的地方，图6中没有的内容请参考图8和图9。如图7所示，
(1)在周期T1中的主动信号Msw信号的上升定时，第一电容器Ca_ON以偏置电压Vbias为初始值，开始充电电流Ic的充电，第一电容器Ca_ON的两端电压VCa_ON直线增加直至周期T1结束。电容器Ca_ON的最终两端电压VCa_ON赋予主动信号Msw信号的周期信息。另外，主动信号Msw的H(高电平)表示M_ON信号有效(使开关元件QM(1)导通的状态)，主动信号Msw的L(低电平)表示M_OFF信号有效(使开关元件QM(1)关断的状态)。此外，在周期T1中的M_OFF信号(主动信号Msw＝L)的开始定时，第二电容器Ca_OFF以偏置电压Vbias为初始值，开始充电电流Ic的充电，第二电容器Ca_OFF的两端电压VCa_OFF直线增加直至周期T2中的M_OFF信号的开始定时。电容器Ca_OFF的最终两端电压VCa_OFF赋予主动信号Msw信号的周期信息。
(2)在周期T2中的主动信号Msw信号的上升定时，第一电容器Ca_ON以2倍于充电电流Ic的放电电流Id开始放电。第一电容器Ca_ON的两端电压VCa_ON返回到偏置电压Vbias的定时成为从动侧信号Sa_ON的上升定时。通过这样做，在周期T2中，从动信号Sa_ON的上升相对于主动信号Msw的上升延迟周期T2的一半。在该周期T2中，临界PFC的周期改变，但相邻周期的差很微小(T1≈T2)，主动信号Msw与从动信号Sa_ON的上升的相位差可以看作是180°左右。
此外，在周期T2中的主动信号M_OFF信号的开始定时，第二电容器Ca_OFF以2倍于充电电流Ic的放电电流Id开始放电。第二电容器Ca_OFF的两端电压VCa_OFF返回到偏置电压Vbias的定时成为从动侧信号Sa_ON的下降定时。与上述同样，主动信号Msw与从动信号Sa_ON的下降的相位差可以看作是180°左右。
(3)此外，在周期T2中的主动信号Msw的上升定时，第三电容器Cb_ON以偏置电压Vbias为初始值，开始充电电流Ic的充电，第三电容器Cb_ON的两端电压VCb_ON直线增加直到周期T2结束。电容器Cb_ON的最终两端电压VCb_ON赋予主动信号Msw信号的周期信息。此外，在周期T2中的M_OFF信号的开始定时，第四电容器Cb_OFF以偏置电压Vbias为初始值，开始充电电流Ic的充电，第四电容器Cb_OFF的两端电压VCb_OFF直线增加直到周期T3中的M_OFF信号的开始定时。电容器Cb_OFF的最终两端电压VCb_OFF赋予主动信号Msw信号的周期信息。
(4)在周期T3中的主动信号Msw的上升定时，第三电容器Cb_ON以2倍于充电电流Ic的放电电流Id开始放电。第三电容器Cb_ON的两端电压VCb_ON返回到偏置电压Vbias的定时成为从动侧信号Sb_ON的上升定时。通过这样做，在周期T3中，从动信号Sb_ON的上升相对于主动信号Msw的上升延迟周期T3的一半。在该周期T3中，临界PFC的周期改变，但相邻周期的差很微小(T2≈T3)，主动信号Msw与从动信号Sb_ON的上升的相位差可以看作是180°左右。
此外，在周期T3中的主动信号M_OFF信号的开始定时，第四电容器Cb_OFF以2倍于充电电流Ic的放电电流Id开始放电。第四电容器Cb_OFF的两端电压VCb_OFF返回到偏置电压Vbias的定时成为从动侧信号Sb_ON的下降定时(Sb_ON(低电平))。与上述同样，主动信号Msw与从动信号Sb_ON的下降的相位差可以看作是180°左右。
(5)当取得从动信号Sa_ON和从动信号Sb_ON的逻辑和(OR逻辑)时，能够得到与主动信号Msw＝M_ON14交错的从动信号Ssw＝S_ON。其中，从动信号Ssw的H(高电平)表示S_ON信号有效(使开关元件QS(2)导通的状态)，从动信号Ssw的L(低电平)表示S_OFF信号有效(使开关元件QM(1)关断的状态)。进一步，与主动信号Msw同样，从动信号Ssw为与使开关元件QS(2)导通的信号即S_ON信号相同的波形。
根据以上说明，本发明的第二实施方式的两相临界交错PFC升压型变换器，能够实现以主动信号Msw的导通与关断的定时为基准，生成从动信号Ssw的导通与关断的定时的模拟方式的交错控制方式。主动信号Msw的周期信息由第一和第二电容器Ca_ON和Ca_OFF的充电电压赋予，此外，从动信号Ssw的导通与关断的定时a(Sa_ON)依据第一和第二电容器Ca_ON和Ca_OFF的放电完成来决定。根据需要的相位差，设定第一电容器Ca_ON和Ca_OFF的放电电流的值与充电电流的值的比。具体地说，参照上述式(7)、(8)。
此外，通过使用第三和第四电容器Cb_ON和Cb_OFF，相对于第一和第二电容器Ca_ON和Ca_OFF错开一个周期，进行与第一和第二电容器Ca_ON和Ca_OFF相同的动作，能够在第一和第二电容器Ca_ON和Ca_OFF的充电期间内，依据第三和第四电容器Cb_ON和Cb_OFF的放电来决定从动信号Ssw的导通与关断的定时b(Sb_ON)。
通过取得上述定时a(Sa_ON)和定时b(Sb_ON)的逻辑和(OR逻辑)，能够得到相对于主动信号Msw具有规定的相位差的从动信号Ssw的导通与关断的定时信号。
图8是表示本发明的第二实施方式的导通/关断相位控制电路(On&OFF Phase Controller)的电路结构的图。此外，图9是说明图8所示的导通/关断相位控制电路的动作的时序图。
使用图8和图9说明本发明的第二实施方式的导通/关断相位控制电路的动作，如图7所示，本发明的第二实施方式的导通/关断相位控制电路340构成为：包括用于生成从动信号Ssw的定时a(Sa_ON)的第一电容器Ca_ON和第二电容器Ca_OFF，还包括用于生成从动信号Ssw的定时b(Sb_ON)的第三电容器Cb_ON和第四电容器Cb_OFF。基于图8和图9说明这些电容器的充放电动作。
设置有接收主动侧信号M_ON(＝Msw)的反转型触发器(T-FF)141，和接收利用反相器401使主动侧信号M_ON反转而得的信号M_INV的反转型触发器(T-FF)241。当T-FF141接收主动侧信号M_ON的上升时，T-FF141的Q输出端输出Q_ON信号＝H。Q_ON信号作为控制开关Sa1_ON142的导通/关断的信号被输入，其中开关Sa1_ON142能够对第一电容器Ca_ON143供给充电电流Ic(Q_ON信号＝H时开关Sa1_ON142导通)。此外，Q_ON信号输入复位优先的复位置位型触发器(RS-FF)156的置位输入端子S。RS-FF156控制能够进行第三电容器Cb_ON153的放电电流Id的供给的开关Sb2_ON155的导通/关断。
接着，当T-FF141接收主动信号侧的M_ON时，T-FF141的Q反输出端输出QB_ON信号＝H。QB_ON信号输入复位优先的复位置位型触发器(RS-FF)146的置位输入端子S。RS-FF146控制能够进行第一电容器Ca_ON143的放电电流Id的供给的开关Sa2_ON145的导通/关断。此外，QB_ON信号作为控制开关Sb1_ON152的导通/关断的信号被输入，该开关Sb1_ON152能够对第三电容器Cb_ON153供给充电电流Ic(在QB_ON信号＝H时开关Sb1_ON152导通)。
另一方面，当T-FF241接收主动侧的信号M_ON的反转信号M_INV的上升时，T-FF241的Q输出端输出Q_OFF信号＝H。Q_OFF信号作为控制开关Sa1_OFF242的导通/关断的信号被输入，该开关Sa1_OFF242能够对第二电容器Ca_OFF243供给充电电流Ic(在Q_OFF信号＝H时开关Sa1_OFF242导通)。此外，Q_OFF信号被输入复位优先的复位置位型触发器(RS-FF)256的置位输入端子S，该复位置位型触发器(RS-FF)256控制能够进行第四电容器Cb_OFF253的放电电流Id的供给的开关Sb2_OFF255的导通/关断。
接着，当T-FF241接收主动侧信号M_ON的反转信号M_INV的上升时，T-FF241的Q反输出端输出QB_OFF信号＝H。QB_OFF信号输入复位优先的复位置位型触发器(RS-FF246)的置位输入端子S。RS-FF246控制能够进行第二电容器Ca_OFF243的放电电流Id的供给的开关Sa2_OFF245的导通/关断。此外，QB_OFF信号作为控制开关Sb1_OFF252的导通/关断的信号被输入，该开关Sb1_OFF252能够对第四电容器Cb_OFF253供给充电电流Ic(在QB_OFF信号＝H时开关Sb1_OFF252导通)。
在从接收主动侧信号M_ON的T-FF141的Q输出端输出的Q_ON信号是高电平时，被输入Q_ON信号的开关Sa1_ON142导通。于是，流通充电电流Ic，第一电容器Ca_ON143开始充电。当开始充电时，如图9(a)所示，第一电容器Ca_ON143的两端电压VCa_ON在该周期中直线增加。然后，在下一个周期的上升时开始放电，在该周期的大致一半(如果周期不变化则是准确的一半)的期间内完成放电。即，当在下一个周期的上升时从T-FF141的Q反输出端输出的QB_ON信号成为高电平时，该QB_ON信号输入到RS-FF146的置位输入端子S，从而RS-FF146的Q输出端成为高电平。于是，开关Sa2_ON145导通，以被设定成充电电流Ic的两倍的放电电流Id，对累积在第一电容器Ca_ON143中的电荷进行放电。因此，第一电容器Ca_ON143的两端电压VCa_ON在该周期的大致一半(如果周期不变化则是准确的一半)的期间内完成放电，变为与偏置电压Vbias相等。第一比较器144检测出第一电容器Ca_ON143的两端电压VCa_ON变为与偏置电压Vbias相等，输出高电平的信号Sa_ON。然后，将高电平的信号Sa_ON输入复位置位型触发器(RS-FF)402的置位输入端子S。因此，从RS-FF402的输出端Q输出高电平的信号Sa，通过OR电路404作为从动信号S_ON(＝Ssw)被输出。此外，高电平的信号Sa_ON也被输入RS-FF146的复位输入端子R，因此，RS-FF146的Q输出端子变为低电平，使开关Sa2_ON145关断(非导通)。于是阻断放电电流Id的流通，保持Ca_ON143的两端电压VCa_ON为偏置电压Vbias，直到在下一个周期中第一电容器Ca_ON143开始充电。反复进行上述过程，得到规定从动侧信号S_ON的信号Sa的上升定时。
接着，在从接收主动侧信号M_ON的反转信号M_INV的T-FF241的Q输出端输出的Q_OFF信号是高电平时，被输入高电平的Q_OFF信号的开关Sa1_OFF242导通。于是，流通充电电流Ic，第二电容器Ca_OFF243开始充电。当开始充电时，如图9(a)所示，第二电容器Ca_OFF243的两端电压VCa_OFF在该周期中直线增加。然后，在下一个周期的上升时开始放电，在该周期的大致一半(如果周期不变化则是准确的一半)的期间内完成放电。即，在下一个周期的上升时，从T-FF241的Q反输出端输出的QB_OFF信号成为高电平，该QB_OFF信号输入RS-FF246的置位输入端子S，从而RS-FF246的Q输出端成为高电平。因此，开关Sa2_OFF245导通，以被设定成充电电流Ic的两倍的放电电流Id，对累积在第二电容器Ca_OFF243中的电荷进行放电。即，第二电容器Ca_OFF243的两端电压VCa_OFF在该周期的大致一半(如果周期不变化则是准确的一半)的期间内完成放电，变为与偏置电压Vbias相等。第二比较器244检测出第二电容器Ca_OFF243的两端电压VCa_OFF变为与偏置电压Vbias相等，输出高电平的信号Sa_OFF。然后，将高电平的信号Sa_OFF输入RS-FF402的复位输入端子R。因此，来自RS-FF402的输出端Q的高电平的信号Sa的输出被阻断(信号Sa的输出成为低电平)，OR电路404的输出即信号S_ON也变为低电平。此外，因为高电平的信号Sa_OFF被输入RS-FF246的复位输入端子R，所以使RS-FF246的Q输出端子成为低电平。因此，关断开关Sa2_OFF245，阻断放电电流Id的流通，保持Ca_OFF243的两端电压VCa_OFF为偏置电压Vbias，直到在下一个周期中第二电容器Ca_OFF243的充电开始。反复进行上述过程，得到规定从动侧信号S_ON的信号Sa的下降定时。
以上是生成从动侧信号S＝ON(＝Ssw)的导通与关断的定时a(Sa_ON)的第一电容器Ca_ON和第二电容器Ca_OFF的充放电的动作说明。
下面说明生成从动侧信号S_ON的导通与关断的定时b(Sb_ON)的第三电容器Cb_ON和第四电容器Cb_OFF的充放电动作。
在从接收主动信号侧的M_ON(＝Msw)的T-FF141的Q反输出端输出的QB_ON信号是高电平时，被输入QB_ON信号的开关Sb1_ON152导通。于是，流通充电电流Ic，第三电容器Cb_ON153开始充电。当开始充电时，如图9(b)所示，第三电容器Cb_ON153的两端电压VCb_ON在该周期中直线增加。然后，在下一个周期的上升时开始放电，在该周期的大致一半(如果周期不变化则是准确的一半)的期间内完成放电。即，在下一个周期的上升时从T-FF141的Q输出端输出的Q_ON信号成为高电平，该Q_ON信号输入到RS-FF156的置位输入端子S，从而RS-FF156的Q输出成为高电平。因此，开关Sb2_ON155导通，以被设定成充电电流Ic的两倍的放电电流Id，对累积在第三电容器Cb_ON153中的电荷进行放电。即，第三电容器Cb_ON153的两端电压VCb_ON在该周期的大致一半(如果周期不变化则是准确的一半)的期间内完成放电，变为与偏置电压Vbias相等。第三比较器154检测出第三电容器Cb_ON153的两端电压VCb_ON变为与偏置电压Vbias相等，输出高电平的信号Sb_ON。因为将高电平的信号Sb_ON输入到复位置位型触发器(RS-FF)403的置位输入端子S，所以从RS-FF403的输出端Q输出高电平的信号Sb，通过OR电路404作为从动侧信号S_ON(＝Ssw)被输出。此外，高电平的信号Sb_ON也被输入RS-FF156的复位输入端子R，因此，RS-FF156的Q输出端子变为低电平。因此，关断开关Sb2_ON145，阻断放电电流Id的流通，保持Cb_ON153的两端电压VCa_ON为偏置电压Vbias，直到在下一个周期中第三电容器Cb_ON153的充电开始。反复进行上述过程，得到规定从动侧信号S_ON的信号Sb的上升定时。
接着，在从接收主动侧信号M_ON的反转信号M_INV的T-FF241的Q反输出端输出的QB_OFF信号是高电平时，被输入高电平的QB_OFF信号的开关Sb1_OFF252导通。于是，流通充电电流Ic，第四电容器Cb_OFF253开始充电。当开始充电时，如图9(b)所示，第四电容器Cb_OFF253的两端电压VCb_OFF在该周期中直线增加。然后，在下一个周期的上升时开始放电，在该周期的大致一半(如果周期不变化则是准确的一半)的期间内完成放电。即，在下一个周期的上升时从T-FF241的Q输出端输出的Q_OFF信号成为高电平，该Q_OFF信号输入RS-FF256的置位输入端子S，从而RS-FF256的Q输出端成为高电平。因此，开关Sb2_OFF255导通，以被设定成充电电流Ic的两倍的放电电流Id，对累积在第四电容器Cb_OFF253中的电荷进行放电。即，第四电容器Cb_OFF253的两端电压VCb_OFF在该周期的大致一半(如果周期不变化则是准确的一半)的期间内完成放电，因此变为与偏置电压Vbias相等。第四比较器254检测出第四电容器Cb_OFF253的两端电压VCb_OFF变为与偏置电压Vbias相等，输出高电平的信号Sb_OFF。高电平的信号Sb_OFF被输入RS-FF403的复位输入端子R。因此，RS-FF403的输出端Q成为低电平，其结果是，信号Sb也变为低电平。因此，OR电路404的输出即信号S_ON也成为低电平。此外，高电平的信号Sb_OFF被输入RS-FF256的复位输入端子R。因此，RS-FF256的Q输出端子变为低电平，关断开关Sb2_OFF255。因此，不流通放电电流Id，保持Cb_OFF253的两端电压VCb_OFF为偏置电压Vbias，直到在下一个周期中第四电容器Cb_OFF253的充电开始。反复进行上述过程，得到规定从动侧信号S_ON的信号Sb的下降定时。
以上是生成从动侧信号S_ON(＝Ssw)的导通与关断的定时b(Sb_ON)的第三电容器Cb_ON和第四电容器Cb_OFF的充放电的动作说明。
依据图9(a)和图9(b)回顾以上说明的第一电容器Ca_ON143和第三电容器Cb_ON153的动作，可知第三电容器Cb_ON153相对于第一电容器Ca_ON143错开一个周期，进行与第一电容器Ca_ON143相同的动作。此外，在第一电容器Ca_ON143的充电期间内进行第三电容器Cb_ON153的放电，决定从动侧信号S_ON的导通与关断的定时Sb_ON。
在这样得到的从动侧信号S_ON的导通与关断的各自的期间中，如图9(c)所示，取得上述的定时a(Sa_ON)和定时b(Sb_ON)的逻辑和(OR逻辑)，从而能够得到与主动侧信号M_ON存在规定的相位差的从动侧信号S_ON的导通与关断的定时信号。
在图8所示的导通/关断相位控制电路中表示了向RS-FF402输入电路块340a、340b的输出信号而生成信号Sa，并且，向RS-FF403输入电路块340c、340d的输出信号而生成信号Sb，接着取得信号Sa和信号Sb的逻辑和而生成信号S_ON的结构，但除此以外的结构也能够生成信号S_ON。关于这点进行以下的说明。另外省略了图示。
电路块340a、340c是每一周期轮一次地使主动侧信号M_ON(＝Msw)的导通定时(上升定时)错开半个周期，得到从动侧信号S_ON(＝Ssw)的导通定时(上升定时)的电路，能够使两者合在一起成为导通相位控制电路。同样地，电路块340b、340d是每一周期轮一次地使主动侧信号M_ON(＝Msw)的导通定时(上升定时)错开半个周期，得到从动侧信号S_ON(＝Ssw)的关断定时(下降定时)的电路，能够使两者合在一起成为关断相位控制电路。
即，例如由作为逻辑门的OR电路，对构成导通相位控制电路的电路块340a、340c的输出即Sa_ON和Sb_ON取逻辑和，从而能够得到指示信号S_ON的上升定时的信号S_RISE。同样地，例如由作为逻辑门的OR电路，对构成关断相位控制电路的电路块340b、340d的输出即Sa_OFF和Sb_OFF取逻辑和，从而能够得到指示信号S_ON的下降定时的信号S_FALL。然后，只要将信号S_RISE和信号S_FALL分别输入复位置位型触发器的置位端子和复位端子，就能够从该复位置位型触发器的Q输出端子得到信号S_ON。
图13是作为图6所示的第二实施方式的变形例，表示主动侧关断时间宽度生成电路使用辅助绕组输出接通信号的电路结构的图。即，在图13中，由主绕组LM1和辅助绕组LM2构成电感器LM(3)，检测流过主动变换器的电感器LM(3)的电流。主动侧关断时间宽度生成电路(Off Period Generator)16通过辅助绕组LM2检测流过主动变换器的电感器LM(3)的电流成为零的时刻，生成接通信号M_ON14。即，主动侧关断时间宽度生成电路16通过磁耦合的辅助绕组LM2检测流过主绕组LM1的电感电流IM成为零的时刻，生成接通信号M_ON14，将其作为接通主动变换器的开关元件QM(1)的定时信号进行输出。除此之外与图6所示的第二实施方式的结构没有不同，故省略其说明。
[实施方式3]
图10是表示多相化的临界交错PFC升压型变换器的电路结构的第一实施例的图。图10是将图1所示的临界交错PFC升压型变换器的电路结构多相化为3相以上的结构。在图10中，相对于主动侧控制电路10，设置有多个从动侧控制电路301、…、30m(m是2以上的整数)。从动侧控制电路301、…、30m的结构与图1所示的从动侧控制电路30的结构相同，故在此省略详细说明。
此外，图11是表示多相化的临界交错PFC升压型变换器的电路结构的第二实施例的图。图11是将图6所示的临界交错PFC升压型变换器的电路结构多相化为3相以上的结构。在图11中，相对于主动侧控制电路10，设置有多个从动侧控制电路311、…、31m(m是2以上的整数)。从动侧控制电路311、…、31m的结构与图6所示的从动侧控制电路310的结构相同，故在此省略详细说明。
在上述的图10和图11所示的多相化临界交错PFC升压型变换器的电路结构中，关于第k相的从动侧控制电路，将该第k相的电容器的放电电流Id_k与充电电流Ic的关系控制为满足上述式(8)。在将多相化临界交错PFC升压型变换器设定为N相的临界交错PFC升压型变换器时，使k＝1～(N-1)，N是3以上的整数。
如以上说述，根据本发明，能够提供一种以简单且相位调整精度高的电路结构实现临界交错控制方式的高功率因数化的功率因数改善电源装置。
另外，以上内容以通过运算计算出主动侧临界点即主动侧电感器LM的电流成为零的时刻的方式为例进行了说明，但本发明并不限定于此。也可以不通过运算，而是在电路中设置检测电感电流的元件，根据其检测结果求取临界点。例如，也可以应用下述结构：与主动侧电感器LM串联地连接电流检测用电阻，以检测其两端电压；或者，使用电流互感器，或使主动侧电感器LM为互感器结构等，并根据互感器的二次输出求取主动侧电感器LM的电流等。
图14是作为图10所示的多相化临界交错PFC的第一实施例的变形例，表示主动侧关断时间宽度生成电路使用辅助绕组输出接通信号的电路结构的图。即，在图14中，由主绕组LM1和辅助绕组LM2构成电感器LM(3)，检测流过主动变换器的电感器LM(3)的电流。主动侧关断时间宽度生成电路(Off Period Generator)16通过辅助绕组LM2检测流过主动变换器的电感器LM(3)的电流成为零的时刻，生成接通信号M_ON14。即，主动侧关断时间宽度生成电路16通过磁耦合的辅助绕组LM2检测流过主绕组LM1的电感电流IM成为零的时刻，生成接通信号M_ON14，并将其作为接通主动变换器的开关元件QM(1)的定时信号进行输出。除此之外与图10所示的多相化临界交错PFC的第一实施方式的结构没有不同，故省略其说明。
此外，图15是作为图11所示的多相化临界交错PFC的第二实施例的变形例，表示主动侧关断时间宽度生成电路使用辅助绕组输出接通信号的电路结构的图。即，在图15中，由主绕组LM1和辅助绕组LM2构成电感器LM(3)，检测流过主动变换器的电感器LM(3)的电流。主动侧关断时间宽度生成电路(Off Period Generator)16通过辅助绕组LM2检测流过主动变换器的电感器LM(3)的电流成为零的时刻，生成接通信号M_ON14。即，主动侧关断时间宽度生成电路16通过磁耦合的辅助绕组LM2检测流过主绕组LM1的电感电流IM成为零的时刻，生成接通信号M_ON14，并将其作为接通主动变换器的开关元件QM(1)的定时信号进行输出。除此之外与图11所示的多相化交错PFC的第二实施方式的结构没有不同，故省略其说明。
[实施方式4]
图16是表示本发明的第四实施方式的两相临界交错PFC(PowerFactor Correction)升压型变换器的电路结构的图。主动侧的结构和动作与图12的相同，故省略其说明。在图16所示的第四实施方式的两相临界交错PFC升压型变换器中，由主绕组LS1和辅助绕组LS2构成电感器LS(4)，检测流过从动变换器的电感器LS(4)的电流。从动侧关断时间宽度生成电路(Off Period Generator)35通过磁耦合的辅助绕组LS2检测流过从动变换器的电感器LS(4)的主绕组LS1的电流成为零的时刻，生成接通信号S_ON。另一方面，主动侧导通时间宽度生成电路(On Period Generator)11生成关断信号M_OFF15，将其输入从动侧关断相位控制电路(Off Phase Controller)34，从动侧关断相位控制电路34基于此生成关断信号S_OFF，将其输出到从动侧关断时间宽度生成电路35。通过这样做，能够以主动信号M的下降定时为基准，使从动信号S的下降定时延迟半个周期。通过与主动侧相同的方式，由从动侧时间宽度生成电路35决定从动信号S的上升定时。另外，从动侧的各个电路的结构和动作与此前说明的相同，故省略说明。
在此反复进行上述的图1至图4中所说明的过程，从主动侧的关断时间宽度生成电路(Off Period Generator)16输出的接通信号M_ON14，使开关元件QM(1)导通，决定开关元件QM(1)的关断宽度Toff的结束定时(Toff的结束也是Ton的开始)，决定开关元件QM(1)的关断宽度Toff。此外，从主动侧的导通时间宽度生成电路(On Period Generator)11输出的关断信号M_OFF15，使开关元件QM(1)关断，决定开关元件QM(1)的导通宽度Ton的结束定时(Ton的结束也是Toff的开始)，决定开关元件QM(1)的导通宽度Ton。此外，从从动侧的关断时间宽度生成电路(Off Period Generator)35输出的S_ON信号，使开关元件QS(2)导通，决定开关元件QS(2)的关断宽度Toff的结束定时(Toff的结束也是Ton的开始)，决定关断宽度Toff。此外，从从动侧的关断相位控制电路(OFF Phase Controller)34输出的S_OFF信号，使开关元件QS(2)关断，决定开关元件QS(2)的导通宽度Ton的结束定时(Ton的结束也是Toff的开始)，决定导通宽度Ton。另外，主动信号M的开关周期(也是M_ON信号(14)的开关周期)为开关元件QM(1)的(Ton+Toff)。基于输入主动侧的驱动电路(Driver Circuit)12的M_OFF信号和M_ON信号，驱动电路12生成主动信号Msw，并输入到开关元件QM(1)的栅极，对开关元件QM(1)进行临界控制。同样地，从动信号S的开关周期(也是S_ON信号的开关周期)为开关元件QS(2)的(Ton+Toff)，其基本上与主动信号M的开关周期相等(即使有稍微的差异，也由于周期的重复而被消除)。基于输入从动侧的驱动电路(Driver Circuit)32的S_ON信号和S_OFF信号，驱动电路32生成从动信号Ssw，并输入到开关元件QM(2)的栅极，对开关元件QM(2)进行临界控制。
图17是用于说明图16所示的两相临界交错PFC升压型变换器的动作的时序图，说明了以主动信号M的下降定时为基准，决定从动信号S的下降定时的机理。如图17所示，
(1)在周期T1中，电容器Ca以偏置电压Vbias为初始值，以充电电流Ic进行充电，电容器Ca的两端电压VCa直线增加直到周期T1结束。电容器Ca的最终两端电压VCa赋予主动信号M的周期信息。
(2)在周期T2的上升定时，电容器Ca以充电电流Ic的两倍的放电电流Id开始放电。电容器Ca的两端电压VCa返回偏置电压Vbias的定时成为从动侧的信号Sa的下降定时。通过这样做，在周期T2中，从动侧信号Sa相对于主动信号Msw延迟周期T1的一半。在该周期T2中，临界PFC的周期改变，但相邻周期的差很微小(T1≈T2)，主动信号Msw与从动侧信号Sa的相位差可以看作是180°左右。
(3)此外，在周期T2中，电容器Cb以偏置电压Vbias为初始值，以充电电流Ic进行充电，电容器Cb的两端电压VCb直线增加直到周期T2结束。电容器Cb的最终两端电压VCb赋予主动信号Msw的周期信息。
(4)在周期T3的上升定时，电容器Cb以充电电流Ic的两倍的放电电流Id开始放电。电容器Cb的两端电压VCb返回偏置电压Vbias的定时成为从动侧的信号Sb的下降定时。通过这样做，在周期T3中，从动侧的信号Sb相对于主动信号Msw延迟周期T2的一半。
(5)取得从动信号Sa和从动信号Sb的逻辑和(OR逻辑)，能够得到与主动信号Msw交错的从动信号Ssw。另外，将主动侧控制电路10的导通时间宽度生成电路(On Period Generator)11所生成的关断信号M_OFF15输入从动侧控制电路30的关断相位控制电路(OFF PhaseController)34，基于此由关断相位控制电路34决定从动信号Ssw的下降定时。
图18是表示将图16所示的电路结构多相化而得的临界交错PFC升压型变换器的电路结构的图。在图18中，相对于主动侧控制电路10，设置有多个从动侧控制电路301、…、30m(m是2以上的整数)。从动侧控制电路301、…、30m的结构，除了将主动侧控制电路10的导通相位控制电路11所生成的M_OFF信号输入到各从动侧的关断相位控制电路34这点以外，与图16所示的从动侧控制电路30的结构相同。另外，各从动侧控制电路中的第一～第四电容器Ca_ON、Ca_OFF、Cb_ON和Cb_OFF的放电电流的值与充电电流的值的比，分别遵从上述式(8)。
关于以上所说明的实施例，也可以将偏置电压“Vbias”设为高电压，使相位控制电路的放电和充电反转(利用以偏置电压“Vbias”为初始值的电容器的放电来得到周期信息)。基于上述说明很容易实现该变化，因此省略具体的结构例。另外，在该情况下，电容器的放电电流与充电电流的关系，代替式(7)而满足下面的式(9)，代替式(8)而满足下面的式(10)。
Ic＝2·Id (9)
Ic_k＝(N/K)·Id (10)
此处，Id是各相具有共用的值的放电电流的值，Ic_k是第k相的电容器的充电电流的值。
进一步，优选主动电感器LM的电感值与从动电感器LS的电感值为相同程度。
工业上的可利用性
上述内容中，作为实施方式主要说明了两相或多相(3相以上)的临界交错PFC升压型变换器的电路结构例，但本发明并不仅限定于临界交错PFC升压型变换器，也可以应用在希望实现交错PFC的其他类型例如升降压型、降压型等的变换器中。