一种中频电源电路

摘要

本发明提出一种中频电源电路，包括：串联的第一电压源和第二电压源；分别与第一电压源和第二电压源连接的第一平波电抗器和第二平波电抗器；分别与第一平波电抗器和第二平波电抗器连接且相互串联的第一谐振电容和第二谐振电容；以及，与第一平波电抗器和第一谐振电容相连的第一功率器件，和与第二平波电抗器和第二谐振电容相连的第二功率器件；和，连接在第二节点和第五节点之间的炉体感应线圈。本发明提出的中频电源电路具有谐振系统的Q值越高，其输出功率越大的特性，从而可将炉壁做厚，极大地提高了炉体的有效工作时间，降低生产成本，在金属熔炼和感应透热等领域具有非常重要的意义。

权利要求

1.一种中频电源电路，其特征在于，包括：

串联的第一电压源和第二电压源，其中，在第一电压源和第二电压源之间具有第一节点；分别与所述第一电压源和第二电压源连接的第一平波电抗器和第二平波电抗器；分别与所述第一平波电抗器和第二平波电抗器连接且相互串联的第一谐振电容和第二谐振电容，其中，在第一谐振电容和第二谐振电容之间具有第二节点，且所述第一节点和第二节点连接；阳极与所述第一平波电抗器和第一谐振电容相连的第一功率器件，和阴极与所述第二平波电抗器和第二谐振电容相连的第二功率器件，且所述第一功率器件的阴极与所述第二功率器件的阳极相连，其中，在所述第一功率器件和所述第二功率器件之间具有第五节点；和连接在所述第二节点和第五节点之间的炉体感应线圈；

在所述第二节点和第五节点之间还连接有与所述炉体感应线圈串联的隔直电容，且所述隔直电容大于所述第一谐振电容和第二谐振电容；

所述第一功率器件和第二功率器件附加的反并联可控第三功率器件和第四功率器件，其中所述可控第三功率器件的阳极与所述可控第四功率器件的阴极相连，在所述可控第三功率器件和所述可控第四功率器件之间具有第六节点，所述中频电源电路还包括连接在所述第五节点和所述第六节点之间的第三电感，其中，所述第三电感大于所述第一功率器件和第二功率器件桥臂的分布电感和均流电感。

2.如权利要求1所述的中频电源电路，其特征在于，所述第一电压源正极与所述第一平波电抗器相连，所述第二电压源的负极与所述第二平波电抗器相连。

3.如权利要求2所述的中频电源电路，其特征在于，所述可控第三功率器件在所述第一功率器件应关断的半周期不开启，所述可控第四功率器件在所述第二功率器件应关断的半周期不开启。

4.如权利要求1-3任一项所述的中频电源电路，其特征在于，所述功率器件为晶闸管、IGBT、GTO、IGCT、GTR、SITH、或SIT。

说明书

一种中频电源电路

技术领域

[0001] 本发明涉及电源电路技术领域，特别涉及一种中频电源电路。

背景技术

[0002] 感应加热炉广泛用于冶金、冶炼等领域，与传统电弧加热方式相比，感应加热炉通过感应加热，因此具有节能、污染小、钢液含气量低、合金元素烧损少、电磁搅拌以及可以精确控制温度等优点。感应加热的中频电源为一谐振系统，可将其Q值定义为：系统虚功功率Ps与其所输出的实功功率PR之比，即Q＝Ps/PR。当感应线圈通入角频率为ω的交变电流i时，线圈产生的磁通分为Φ1，Φa，和Φ2三部分，其中，Φ1为穿过感应线圈的磁通，Φa为穿过炉衬的磁通，Φ2为穿过钢铁的磁通。主磁通Φ2感生出涡流达到对钢铁进行加热的目的，漏磁通Φa不对负载进行做实功，仅引入虚功分量。由于决定漏磁通Φa大小的是感应炉炉衬厚度，因此炉衬越厚Q值越大。

[0003] 现有的中频电源一般分为并联补偿中频电源电路和串联补偿中频电源电路。并联补偿中频电源电路和串联补偿中频电源电路具有各自的优缺点，以下将以举例的方式进行介绍。

[0004] 如图1所示，为现有技术中并联补偿中频电源电路示意图。如图1所示，炉体电感Lp和补偿电容Cp相并联，直流电压Ep与较大的电抗器Ldp串联构成恒定电流源给逆变桥供电。其采用强迫换流，即，在第一个桥臂的晶闸管Tp1和Tp2导通的状态下强行触发另一桥臂的晶闸管Tp3和Tp4，因此该并联电路每一次换流都要经受四只晶闸管同时导通的过程，容易发生逆变颠覆，因此起振成功率较低。此外，该并联电路的输出功率受炉壁厚度和炉料温度的影响，如果炉壁增厚和炉料升温将会严重地降低其输出功率，因此采用该并联电路的炉壁无法做厚。

[0005] 如图2所示，为现有技术中一种串联补偿中频电源电路示意图，直流电压源Es输出的直流电经过平波电容Cds滤波后，形成恒压源，对串联谐振逆变桥供电。电容Cds通过晶闸管Ts1、Ts2和晶闸管Ts3、Ts4交替向电感线圈Ls放电，形成串联谐振。该类电路的电压会逐步累加，最终形成电压谐振，即|Ucs|＝QEs，|ULs|＝QEs，其中，Es为电源的输出电压，Q为LsCs串联谐振回路的品质因数。该类电路的特点是可以实现恒功率输出，但是这种恒功率输出是以增大谐振电容和电感上的电压为代价的。因此该类电路在高Q值时，谐振电容和电感上的电压会是输入电压的Q倍，造成高电压危险。例如，一般熔炼负载的Q值在10～20之间变化，这样无论是炉体线圈还是补偿电容所承受的中频电压都可能达到数万伏。炉体线圈的电压过高会导致线圈匝间短路而“放炮”，由此可发生炉体爆炸造成炉毁人伤。并且谐振电容器Cs上的电压过高也会使得其所承受的虚功功率以平方关系急剧增2
长(虚功功率＝UCsωCs)。由于Q值无法人为控制，只能通过降低输入的直流电压Es来限制|UCs|和|ULs|，因此也大大降低了中频电源的输出功率P(P∝Es2)，其结果是延长了冶炼的时间，增加了能耗。

[0006] 如图3所示，为现有技术的另一种串联补偿中频电源电路示意图，直流电压源Eb输出的直流电经过平波电容Cdb滤波后，形成恒压源，对串联谐振逆变桥供电。串联谐振电容Cb1和Cb2分别通过晶闸管Tb1和Tb2交替向电感线圈Lb放电，形成串联谐振。同样，此类电路的恒压源供电模式也决定了UCb1+UCb2＝恒定常数，因此也无法摆脱了电压累加的弊端。

[0007] 现有技术存在的缺点是，由于受到现有中频电源电路Q值的限制，因此限制了感应加热炉的炉壁厚度无法增大，从而导致保温效果差，炉龄短、安全性差等问题，特别是由于经常需要更换炉衬，缩短了炉体的有效工作时间，增加了生产成本。

发明内容

[0008] 本发明的目的旨在至少解决上述技术缺陷之一，特别是解决现有技术中中频电源电路Q值低的技术缺陷，由此可以解决中频电源电路Q值的限制而引起的中频感应加热炉的炉壁薄、保温效果差、炉龄短、安全性差、炉体有效工作时间短等问题。

[0009] 为达到上述目的，本发明提出一种中频电源电路，包括：串联的第一电压源和第二电压源，其中，在第一电压源和第二电压源之间具有第一节点；分别与所述第一电压源和第二电压源连接的第一平波电抗器和第二平波电抗器；分别与所述第一平波电抗器和第二平波电抗器连接且相互串联的第一谐振电容和第二谐振电容，其中，在第一谐振电容和第二谐振电容之间具有第二节点，且所述第二节点与所述第一节点相连；阳极与所述第一平波电抗器和第一谐振电容相连的第一功率器件，和阴极与所述第二平波电抗器和第二谐振电容相连的第二功率器件，且所述第一功率器件的阴极与所述第二功率器件的阳极相连，其中，在所述第一功率器件和所述第二功率器件之间具有第五节点；和连接在所述第二节点和第五节点之间的炉体感应线圈。

[0010] 作为本发明的一个实施例，还包括连接在所述第一节点和所述第二节点之间的零线滤波电抗器，所述零线滤波电抗器大于所述第一平波电抗器和第二平波电抗器。使用零线滤波电抗器不仅可以稳定第二节点的电位，而且可以减小第一滤波电抗器Ld1和第二滤波电抗器Ld2的电感量，以降低成本。

[0011] 作为本发明的一个实施例，在所述第二节点和第五节点之间还连接有与所述炉体感应线圈串联的隔直电容，且所述隔直电容大于所述第一谐振电容和第二谐振电容。

[0012] 作为本发明的一个实施例，所述第一电压源正极与所述第一平波电抗器相连，所述第二电压源的负极与所述第二平波电抗器相连。

[0013] 作为本发明的一个实施例，还包括所述第一功率器件和第二功率器件附加的第一反并联续流二极管和第二反并联续流二极管。

[0014] 作为本发明的一个实施例，还包括所述第一功率器件和第二功率器件附加的反并联可控第三功率器件和第四功率器件，其中所述可控第三功率器件的阳极与所述可控第四功率器件的阴极相连。

[0015] 作为本发明的一个实施例，所述第三功率器件在所述第一功率器件应关断的半周期不开启，所述第四功率器件在所述第二功率器件应关断的半周期不开启。

[0016] 作为本发明的一个实施例，在所述可控第三功率器件和所述可控第四功率器件之间具有第六节点，所述中频电源电路还包括连接在所述第五节点和所述第六节点之间的第三电感。其中，所述第三电感大于所述第一功率器件和第二功率器件桥臂的分布电感和均流电感。

[0017] 在上述实施例中，所述功率器件为晶闸管、IGBT、GTO、IGCT、GTR、SITH、或SIT。

[0018] 本发明提出的中频电源电路具有谐振系统的Q值越高，其输出功率越大的特性，从而可将炉壁做厚，极大地提高了炉体的有效工作时间，降低生产成本，在金属熔炼和感应透热等领域具有非常重要的意义。

[0019] 本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

[0020] 本发明上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：

[0021] 图1为现有技术中并联补偿中频电源电路示意图；

[0022] 图2为现有技术中一种串联补偿中频电源电路示意图；

[0023] 图3为现有技术的另一种串联补偿中频电源电路示意图；

[0024] 图4为本发明第一实施例的中频电源电路结构图；

[0025] 图5为本发明第二实施例的中频电源电路结构图；

[0026] 图6-图8为对本发明图5的等效电路图；

[0027] 图9为本发明实施例包括第一反并联续流二极管D1和第二反并联续流二极管D2的电路图；

[0028] 图10为本发明另一实施例的中频电源电路示意图；

[0029] 图11为本发明优选实施例的中频电源电路的结构图。

具体实施方式

[0030] 下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

[0031] 本发明主要在于采用虚功诱导环型谐振电源电路，通过晶闸管开关等功率器件对工作回路的切换实现将虚功转变为实功的机制，从而提高电源电路的Q值，有效地增加炉壁厚度，并且不会带来工作电压，工作电流过高和效率过低等问题。

[0032] 如图4所示，为本发明第一实施例的中频电源电路结构图，该中频电源电路包括串联的第一电压源E1和第二电压源E2，第一电压源E1和第二电压源E2为整流后(整流桥未示出)的等效直流电动势，其中E1＝E2＝E，在第一电压源E1和第二电压源E2之间具有第一节点O(也称为零点)。还包括分别与第一电压源E1和第二电压源E2连接的第一平波电抗器Ld1和第二平波电抗器Ld2。其中，第一电压源E1的负极和第二电压源E2的正极相互连接。

[0033] 第一电压源E1的正极(或者第二电压源E2的负极)可与第一平波电抗器Ld1(或者第二平波电抗器Ld2)的一端相连接，这样第一平波电抗器Ld1(或者第二平波电抗器Ld2)的另一端就成为第一直流恒流电源的正极端(或者第二直流恒流电源的负极端)，而第一电压源E1的负极(或者第二电压源E2的正极)就成为第一直流恒流电源的负极端(或者第二直流恒流电源的正极端)。

[0034] 以及，中频电源电路还包括分别与第一平波电抗器Ld1和第二平波电抗器Ld2连接且相互串联的第一谐振电容C1和第二谐振电容C2，其中在第一谐振电容C1和第二谐振电容C2之间具有第二节点M，在第一平波电抗器Ld1和第一谐振电容C1之间具有第三节点X，在第二平波电抗器Ld2和第二谐振电容C2之间具有第四节点Y，其中，在所述第一节点O和第二节点M之间还连接有零线滤波电抗器LN，且LN＞Ld1＝Ld2，因此逆变器震荡电流很难流过零线滤波电抗器LN，即对中频震荡电流来讲第一节点O和第二节点M相当于断路。另一方面，由于电路的对称性，在回路E1、Ld1、C1、LN中的正向流过零线滤波电抗器LN的直流电流Id1与在回路E2、LN、C2、Ld2中的反向流过零线滤波电抗器LN的直流电流Id2大小相等方向相反，而相互抵消，实际上相当于没有电流通过零线滤波电抗器LN，从而切断了整流环节与逆变环节之间的联系，又因为零线滤波电抗器LN的直流电阻极小，所以可稳定第二节点M的直流电位，以保证逆变器的正常工作。与第一节点O和第二节点M直接相连(如图5所示的本发明另一实施例的电路图)相比，用零线滤波电抗器LN连接第一节点O和第二节点M，可降低第一平波电抗器Ld1和第二平波电抗器Ld2的电感量，由于流过第一平波电抗器Ld1和第二平波电抗器Ld2的电流可能高达数千安培乃至数万安培(由设备的输出功率决定)，所以降低第一平波电抗器Ld1和第二平波电抗器Ld2的电感量可有效地降低设备的制造成本。

[0035] 该中频电源电路还包括分别与第三节点X和第四节点Y连接的第一功率器件T1和第二功率器件T2，其中，第一功率器件T1和第二功率器件T2之间具有第五节点N，上述的功率器件可为晶闸管、IGBT、GTO、IGCT、GTR、SITH、或SIT等各类功率半导体器件。更为具体地，第一功率器件T1的阳极与第一谐振电容C1和第一平波电抗器Ld1相连，第二功率器件T2的阴极与第二谐振电容C2和第二平波电抗器Ld2相连，且第一功率器件T1的阴极和第二功率器件T2的阳极相连。以及，在第五节点N和第二节点M之间还连接有炉体感应线圈L。优选地，在第五节点N和第二节点M之间还包括与炉体感应线圈L串联的隔直电容C3，其中C3＞C1＝C2，该隔直电容C3的作用是在逆变器刚起步且尚未形成稳定振荡时，为第一功率器件T1和第二功率器件T2提供充足的反向关断电压，以帮助其换流。其中，在本发明的可选实施例中，图4中所示的炉体感应线圈L和隔直电容C3的位置可以互换。

[0036] 以下对图4所示的中频电源电路的工作过程进行介绍。开始时，第一谐振电容C1和第二谐振电容C2上均充有上正下负的电压。当第一功率器件T1导通时，第一谐振电容C1通过第一功率器件T1、炉体感应线圈L和隔直电容C3放电，形成第一半周期振荡，由于第一谐振电容C1和炉体感应线圈L的谐振，第一谐振电容C1会被反向充电(上负下正)，随着第一谐振电容C1上的反向电压越来越高，反向充电电流越来越小，直到反向充电电流过零，将致使第一功率器件T1关断，此时第一谐振电容C1的反向储能最大，即反向电压达到极值Vc1(Vc1的大小与炉体感应线圈L的Q值有关)。之后，第二功率器件T2导通，一方面在第一半周期内被反向充电的第一谐振电容C1由于第二功率器件T2的导通会通过长的和短的两个虚功诱导环路放电，长的虚功诱导环路为：E1+→Ld1→C1→C3→L→T2→Ld2→E2-，而短的虚功诱导环路为：E1+→Ld1→C1→LN→E1-，由于两个放电回路中的放电电流都是从第一谐振电容C1的负极流向第一谐振电容C1的正极，因此第一谐振电容C1的反向储能通过放电对外做正功。在长的虚功诱导环路中，第一谐振电容C1的反向储能对外所做的正功用来增加流过第一平波电抗器Ld1和第二平波电抗器Ld2的直流电流，即增加了通过第一平波电抗器Ld1和第二平波电抗器Ld2输送的实功功率；而在短的虚功诱导环路中，第一谐振电容C1的反向储能对外所做的正功只用来增加流过第一平波电抗器Ld1的直流电流，即增加了通过第一平波电抗器Ld1输送的实功功率。在长的和短的两个虚功诱导环路中所实现的由虚功向实功转换的功率之比随零线滤波电抗器LN的大小而不同，零线滤波电抗器LN越大，长的虚功诱导环路所诱导的功率份额越大。另一方面，第二谐振电容C2通过隔直电容C3、炉体感应线圈L和第二功率器件T2放电形成后半个周期的振荡，该振荡导致C2被反向充电(上负下正)，最终其反向充电电压达到最大值Vc2，且第二功率器件T2被关断。此后再将第一功率器件T1导通，此时已被反向充电的第二谐振电容C2由于第一功率器件T1的导通又会在另外两个虚功诱导环路中放电，其中长的虚功诱导环路为E1+→Ld1→T1→L→C3→C2→Ld2→E2-，而短的虚功诱导环路为E2+→LN→C2→Ld2→E2-，致使第二谐振电容C2的反向储能同样对外做正功，从而增加了流过第一平波电抗器Ld1和第二平波电抗器Ld2(或者Ld2)的直流电流，也实现了虚功向实功的转换；同时第一谐振电容C1又通过第一功率器件T1，炉体感应线圈L和隔直电容C3放电而形成震荡。

[0037] 这样如此循环往复，以后振荡的每个半周期都有长的和短的两个虚功诱导环路相伴随，从而诱导虚功转化成实功。从上述工作过程可以看出，炉体感应线圈L的Q值越高，谐振电容C1(或者C2)在谐振回路C1→T1→L→C3(或者C2→C3→L→T2)的正(或者负)半波振荡中获得的反向充电值Vc1(或Vc2)就越高，而谐振电容C1(或者C2)上越高的反向电压会在下半个周期的长的和短的两个虚功诱导环路的放电中，输出更多的正功。其结果是在电源电压一定的条件下，炉体感应线圈L的Q值越高，该逆变器输出的交流实功功率越大。然而，现有常用的并联补偿型谐振逆变器的负载电感的Q值越高，其输出的功率越小，本方案却可在高Q值条件下获得高的输出功率。

[0038] 作为本发明的另一可选实施例，如图5所示，为本发明另一实施例中频电源电路结构图，可以将第一节点O和第二节点M直接相连，此时只有两个短的虚功诱导环路(T1导通时的虚功诱导环路为E2+→C2→Ld2→E2-，T2导通时的虚功诱导环路为E1+→Ld1→C1→E1-)在工作，也可实现虚功变实功的功能，因此图5所示的电路同样可以在高Q值条件下获得高的输出功率。

[0039] 通过对图4和图5两种电路的功率输出特性进行比较测量，结果发现两者并无差别，主要是因为在于虚功诱导环路转换的虚功为谐振电容上的反向储能(即上述Vc1和Vc2所代表的虚功能量)，而谐振电容上的反向储能的大小只由感应线圈L的Q值决定，而与虚功诱导环路的多少无关。

[0040] 需要重点说明的是，对于本发明上述图5所示的电路，本领域技术人员可根据本发明的上述原理及以上所说明的工作过程，能够对图5的电路图做出等效的变化，例如图6-图8所示，为对本发明上述图5的等效电路图，图6-图8在电路形式上虽然与图5不同，但是其原理及等效电路图均与本发明上述的图5相同，在实际的应用中本领域技术人员还能够在本发明上述思想的基础上及不脱离本发明上述思想的范围内对本发明实施例中所示出的电路图进行等同的修改和变化，以达到相同的技术效果，并解决同样的技术问题，这些等同的修改或变化均应包含在本发明的保护范围之内。其中，图6-8中所示的电流源Is1、Is3和Is5可视为图5中的第一电压源E 1和第一平波电抗器Ld1所组成的第一直流恒流电源；电流源Is2、Is4和Is6可视为图5中的第二电压源E2和第二平波电抗器Ld2所组成的第二直流恒流电源；图6-8中所示的T1、T3和T5可视为图5中的第一功率器件T1；
T2、T4和T6可视为图5中的第二功率器件T2。

[0041] 优选地，还包括分别为第一功率器件T1和第二功率器件T2附加的第一反并联续流二极管D1和第二反并联续流二极管D2，其为在隔直电容C3和炉体感应线圈L的振荡提供续流通路。在另外的实施例中，也可为第一功率器件T1和第二功率器件T2附加阻容吸收电路。如图9所示，为本发明实施例包括第一反并联续流二极管D1和第二反并联续流二极管D2的电路图，其还包括有等效为第一电压源E1和第二电压源E2的具体整流电路，作为本发明的一个实施例，由整流晶闸管TZ1、TZ3、TZ5组成的正向三相半波整流器与第一平波电抗器Ld1构成了正向的恒流源向逆变桥提供正向的恒定直流电流；由晶闸管TZ4、TZ6和TZ2组成的反向三相半波整流器与第二平波电抗器Ld2构成了负向的恒流源向逆变桥提供负向的恒定直流电流。同样，对于图6-8所示的本发明的电路等效图，其第一反并联续流二极管D1和第二反并联续流二极管D2及第一电压源E1和第二电压源E2可如图10所示。

[0042] 本发明的中频电源的谐振频率由公式 决定，其中C1为谐振电容，L为炉体电感，C1＝C2，例如隔直电容C3可为12500微法，逆变晶闸管T1和T2应选用关断时间短，开通速度高的快速晶闸管，其电压及电流容量随中频炉的吨位而异。例如，在一台3吨实验设备上，选频率200～400赫兹，L＝140微亨，C1＝C2＝2500微法，逆变晶闸管T1和T2选用国产KK-3500A/2500V快速晶闸管两只并联。

[0043] 作为本发明更为优选的实施例，可将图9中所示的第一反并联续流二极管D1和第二反并联续流二极管D2改为可控的第三功率器件T3和第四功率器件T4，例如可为晶闸管，或其他类型的可控功率半导体，如IGBT等。如图11所示，为本发明优选实施例的中频电源电路的结构图，其中在可控的第三功率器件T3和第四功率器件T4具有第六节点Z。这主要是由于负载参数随着加热过程发生变化，并不能保证图9中第一谐振电容C1和第二谐振电容C2电压之和总能大于零，因此晶闸管就会出现电压塌陷过零波形，因此可能会出现第一反并联续流二极管D1和第二反并联续流二极管D2同时导通的问题，从而造成设备大功率工作时，续流电路异常增倍，增加了设备的能量损耗。因此通过本发明的优选实施例中使用可控的反并联续流用第三功率器件T3和第四功率器件T4，在逆变晶闸管T1(T2)应关断的半个周期内，不触发反并联续流用功率元件T3(T4)。从而保证续流支路仅在续流时间内导通，有效地避免误导通的问题。

[0044] 作为本发明另一更为优选的实施例，由于第一功率器件T1和第二功率器件T2桥臂存在分布电感和均流电感，因此在第一功率器件T1和第二功率器件T2换流时(例如从第一功率器件T1导通换为第二功率器件T2导通，或者相反)，这些分布电感和均流电感将会阻碍第一功率器件T1和第二功率器件T2电流的减小。从而第一功率器件T1和第二功率器件T2的关断时间大大延长，抑制了设备的功率。为了解决这一问题，还需要在在第五节点N和第六节点Z之间连接有一第三电感Lsd，该第三电感Lsd大于分布电感和均流电感，通过本发明增加的第三电感Lsd，可与分布电感和均流电感相抵消，从而减小关断延时。

[0045] 本发明提出的中频电源电路具有谐振系统的Q值越高，其输出功率越大的特性，从而可将炉壁做厚，极大地提高了炉体的有效工作时间，降低生产成本，在感应透热和金属熔炼等领域具有非常重要的意义。特别是在低电压、大吨位的感应炉，双层结构厚炉衬的感应冶炼炉，连铸设备中间包加热中频电源装置及高性能短长度的感应透热中频电源装置中具有重大应用价值。

[0046] 尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由所附权利要求及其等同限定。