GNSS接收器以及信号跟踪电路和系统

摘要

一种具有高级跟踪和搜索引擎的GNSS平台架构。跟踪和搜索功能分为两个独立的引擎，其各自针对其既定功能而高度优化。

权利要求

1.一种GNSS处理器，其包括：

跟踪模块，所述跟踪模块包含多个相关块以用于产生由一个或一个以上信道组成的若干信号的若干相关值，每一相关块含有用于移除载波且将所得信号乘以对应于所述若干信号的每一者的预期特征的码的装置，其中启用每一相关块以产生在邻接码相位范围内的一个或一个以上分支，其中所述分支中的一者或一者以上被停用而不进行计算以节约电力；

以及

用于通过对相关器输出执行DSP计算来扩展相关器的频率范围的装置，所述DSP计算是离散傅立叶变换DFT计算，其中DFT线覆盖以码/载波NCO的频率为中心的频率范围。

2.根据权利要求1所述的GNSS处理器，其包含用于通过调整所述相关块中邻近分支之间的码相位关系来调适所述相关块的精度或码相位范围的装置。

3.根据权利要求1或2中任一权利要求所述的GNSS处理器，其包含用于通过使2个或

2个以上信道链接以使得载波消除和码产生由主信道执行且随后被传递通过额外的从属信道来扩展码覆盖的所述码相位范围的装置，其中所述从属信道中的码和载波产生被停用以节约电力。

4.根据权利要求1所述的GNSS处理器，其中对应于所述若干信号的每一者的预期特征的码包括黄金码。

5.一种GNSS处理器，其包括用于相对于多个信号码计算若干相关的多个相关分支，其包含离散傅立叶变换DFT处理器，其中通过以下方式来执行DFT计算：计算特定频率线且随后在一个方向上步进若干线，随后在已计算若干线之后在从第二特定线偏移的相反方向上步进，从而允许使用简单的系数计算来计算DFT线的子集。

6.根据权利要求5所述的GNSS处理器，其中所计算的所述特定频率线是DFT中心线，且在第二步骤中计算的所述特定频率线是线“-1”。

7.根据权利要求5所述的GNSS处理器，其中所述系数的步长由DFT表大小、DFT线间距和相干样本指数确定。

8.根据权利要求5所述的GNSS处理器，其中通过确定与已知事件同步的精确起动时间，可通过对来自另一信道或另一跟踪信道的测量的外插来计算码/载波相位、码出现时间计数、导航数据消息相位等的精确值。

9.根据权利要求8所述的GNSS处理器，其中通过在此时间之前将这些值编程到信道的配置中，使得所述信道有时间将相关硬件初始化为所需状态，且随后编程确切的起始时间，所述信道可预先初始化引擎且随后使其冻结，直到其经配置以起始的时刻为止。

10.根据权利要求5所述的GNSS处理器，其包含在多个相关引擎之间共享输出存储器的装置，其中所述存储器是根据总体系统要求而不是整个相关引擎的组合数据输出能力来设定大小。

11.根据权利要求5所述的GNSS处理器，其包含将由若干分支/DFT线组合的一组实时相关结果组成的相干相关结果传递到用于相关器信道的处理器以促进跟踪的装置，其中除了此实时数据以外，针对一个或一个以上分支呈现称为提示数据集的历史数据集，其中这些分支被选择为与扩展码对准以使得其将处于最强相关相位。

12.根据权利要求5所述的GNSS处理器，其中所述多个信号码包括黄金码。

13.根据权利要求8所述的GNSS处理器，其中所述确定与已知事件同步的精确起动时间包括确定与RF参考时钟同步操作的参考定时器同步的精确起动时间。

14.根据权利要求8所述的GNSS处理器，其中所述另一个信道包括搜索引擎中的信道。

15.根据权利要求9所述的GNSS处理器，其中所述引擎包括码产生器。

说明书

GNSS接收器以及信号跟踪电路和系统

技术领域

[0001] 本发明涉及卫星无线电定位接收器，且特定来说(但不排他地)涉及适于接收和处理由地理定位卫星群集产生的无线电定位信号的无线电定位接收器，所述卫星例如GPS、GLONASS或伽利略(Galileo)系统或其它全球导航卫星系统(GNSS)的卫星。本发明还涉及一种信号处理器单元，其适于处理由合适的RF接口提供的经解调无线电定位信号，且可嵌入在专用GNSS设备中或另一主机系统中，例如通用计算机、PDA或手机。

背景技术

[0002] 全球导航卫星系统(GNSS)一般包含由美国营运的通用定位系统(GPS)、由俄罗斯联邦营运的全球轨道导航卫星系统(GLONASS)和将由欧洲联盟建立的计划中的伽利略定位系统。

[0003] 为了简明起见，以下描述和实例将常常仅提到GPS接收器。然而将了解，本发明不一定限于此接收器，而是还包含所有GNSS源，且可扩展到本发明适用的其它未来无线电定位系统。

[0004] GNSS无线电信号位于无线电频谱的UHF部分中(最经常高于1GHz)，在地面上具有大约-120dBm或更少的功率级，且大体上是由伪随机码二进制序列调制的直接序列扩展频谱信号，在接收器中将其用于定位和导航。GPS信号的信号结构描述于(例如)以本申请人的名义申请的国际专利申请案WO05003807中，所述申请案以引用的方式并入本文。

[0005] 例如GPS(全球定位系统)、GLONASS或伽利略的卫星无线电定位系统依赖于接收从若干轨道卫星广播的无线电信号，且使用这些信号中含有的信息来确定从接收器到接收卫星中的每一者的距离或范围。在已知卫星的轨道的情况下，就可以几何方式确定GPS接收器的绝对时间和位置。

[0006] 在本发明的上下文中，术语“接收器”和“GPS接收器”可指完全自含式的接收器装置，但也可指包含于复杂实体中的模块，例如蜂窝式电话、汽车报警器、PDA(便携式数字助理)等中的GPS模块。上述术语还可指示可插入的模块，其可借助于适当总线(例如GPS PC卡)与主机装置连接，或指示软件代码，其含有可执行代码和/或电路描述指令以在ASIC中或一组集成电路中实施GNSS接收器功能。

[0007] 在本发明的上下文中，术语“接收器”和“GPS接收器”还应被理解为包含较多集成电路中的一者，其经布置以实现完整的GPS接收器或完整的GPS模块，如上文定义。

发明内容

[0008] 根据本发明，借助于所附权利要求书的目的而实现这些目标。特定来说，这些目标由一种GNSS处理器提供，其包括跟踪模块，所述跟踪模块包含多个相关块以用于产生由一个或一个以上信道组成的若干信号的若干相关值，每一相关块含有用于移除载波且将所得信号乘以对应于所述信号的预期特征的码(例如黄金码)的装置，其中启用每一相关块以产生邻接码相位范围内的一个或一个以上分支(tap)，其中所述分支中的一者或一者以上可被停用而不进行计算以节约电力。

附图说明

[0009] 在借助于实例给定且由图式说明的实施例的描述的帮助下将更好地理解本发明，其中：

[0010] 图1示意性展示根据本发明一个方面的GNSS处理器的总体架构，且说明对应于所述架构的GPS引擎中的RF/IF载波消除和到主块的路由。

[0011] 图2说明根据所述架构的跟踪引擎相关器和载波消除的第一级。

[0012] 图3说明根据所述架构的相关的第二级。

具体实施方式

[0013] 本发明尤其涉及一种用于产生由一个或一个以上信道的组成的若干信号的若干相关值的装置，所述装置各自含有用于移除载波且将所得信号乘以对应于信号的预期特征的码(例如，黄金码)的装置，其中启用每一相关块以产生覆盖邻接码相位范围的一个或一个以上分支，其中所述分支中的一者或一者以上可被停用而不进行计算以节约电力。

[0014] 根据本发明的此方面，可用选择性分支启用来操作信道。在信号中断之后或在初始引入时，码相位不确定性要求额外分支可见，但当信道正被跟踪时，额外信号不受关注且可忽略。通过停用不需要的分支而节省电力。还可启用若干额外分支以用于多路径消除，从而允许(例如)减少分支间距且以高分辨率查看峰的形状，如果形状不对称，那么可(例如)对伪距准确性加权，或提供第一峰可能所在之处的估计，且因此减少多路径的影响。

[0015] 可变分支间距

[0016] 本发明尤其涉及用于通过调整邻近分支之间的码相位关系来调适块的精度或码相位范围的装置。

[0017] 解释

[0018] 在伽利略模式中，需要以较精细的分辨率操作分支，以便对MBOC信号进行解码，还可使用如上所述的此特征以便辅助多路径检测。另外，这允许增加分支间距以使用信道来加速搜索模式。

[0019] 信道链接模式

[0020] 本发明尤其涉及用于通过使2个或2个以上信道链接以使得载波消除和码产生由主信道执行且随后通过额外的从属信道传递来扩展黄金码覆盖的码相位范围的装置，其中从属信道中的码和载波产生可被停用以节约电力。

[0021] 解释

[0022] 这允许使用4个实际信道将例如64信道相关器实施为单个相关器(从SW观点来看)，这将提供32分支窗，其在不启动搜索引擎的情况下启用重新获取。

[0023] 选择性DFT线启用

[0024] 本发明另外涉及用于通过对相关器输出执行DSP计算(例如DFT计算)来扩展相关器的频率范围的装置，其中DFT线覆盖以码/载波NCO的频率为中心的频率范围。优选地，可能的频率线中的一者或一者以上可被停用以节约电力且/或屏蔽(例如)由与含有不同黄金码的不同信号的交叉相关引起的干扰。

[0025] 解释

[0026] 本发明的一个方面涉及具有选择性分支/线屏蔽的GNSS处理器，这些允许使用信道进行搜索且增加在引入期间信号上的窗，随后当跟踪回路被锁定时使窗再次减小以节约电力。

[0027] 交错积分窗

[0028] 本发明另外涉及用于计算相对于多个信号码(例如黄金码)的若干相关的装置，其中用于每一分支的计算窗重叠，其中所述窗偏移一确定的间隔，使得来自每一分支的相关输出在时间上分离，从而允许使用共享资源的进一步管线式处理。

[0029] 解释

[0030] 通过使用恒定长度积分窗且使其在时间上交错，每一相关器输出被偏移若干循环，使得可在2级相关器架构中共享相关资源，通过在所有信道上使输出交错，就能够使用非常少的资源实施针对所有信道的单个DFT引擎，且允许所有相关器共享结果的单个输出存储器，其减少了功率和硅面积。

[0031] 用于搜索/跟踪模式的多个输出格式

[0032] 本发明另外涉及用于处理相关结果的装置，其中所述处理可包含相干和非相干处理，例如相干DFT随后是对量值的非相干累加，且本发明涉及用以针对一个或一个以上信道选择用于所述信道的输出数据结构是含有来自相干相关的复结果还是含有非相干累加的结果。

[0033] 解释

[0034] 对于搜索模式，着眼于在长时间中积分的量值，然而对于准确跟踪，理想上使用为跟踪引擎提供较好分辨率的相干积分的I/Q分量以及载波相位测量。

[0035] 所使用的测量将由信号强度确定，其因此确定位置准确性。

[0036] 隐式噪声底限测量

[0037] 本发明另外涉及用于处理信道的多个分支/DFT线的装置，其中可根据应用的所关注的区来选择输出中的分支/DFT线，其中隐式计算额外的一组DFT线/分支以提供用于噪声底限估计的装置。

[0038] 解释

[0039] 为了优化搜索/跟踪算法的性能，有必要进行将随着时间改变的噪声底限测量，这在理想上应在被跟踪信号的附近但距峰足够远处进行。优选地，本发明的GNSS处理器经布置以测量多个分支，例如在DFT窗的极端处的4个分支。由于使用位屏蔽来控制DFT，因此这将意味着计算所有经启用的线/分支组合，但通过使用隐式屏蔽，不关注的分支因此得以被屏蔽。

[0040] 通过在移位之前将码和导航消息相乘来进行的数据消除

[0041] 本发明另外涉及用于通过在应用于相关器之前修改码来从例如在伽利略中的导频信道上使用的例如导航数据消息或额外扩展码的正被跟踪的信号移除选定特征的装置。其中将数据模式应用于具有固定相位关系的码以使得其保持与信号数据边界相干，而与相关窗相位或长度无关。

[0042] 解释

[0043] 由于是在未与码对准且与码不一样长的窗上积分，因此在相关后应用数据消除会导致数据未对准。通过在码产生器的输出处将数据消除应用于码，数据消除就总是完美对准的。

[0044] 用第二码产生器重新使用一个分支的伽利略模式

[0045] 另外，本发明涉及用于将替代的扩展码应用于此相关器的选定分支的装置，其中所应用的码的相位关系是固定或可调整的，以确保其在特定相关器输出分支处与第一扩展码的特定分支同相，以促进在正使用第一信号来控制跟踪回路时在与第一信号相同的载波频率下使用第二扩展码传输的第二信号上含有的数据消息的提取。

[0046] 解释

[0047] 伽利略使用在相同载波频率下传输的2种码，一者是用已知的25位扩展码调制且用于跟踪SV，这允许较大敏感性而无须知道导航数据消息。第二者是用于传送导航数据。由于正在跟踪导频码，因此需要单个分支来提取导航数据消息，2个信号的载波和码相位是相干的，因此需要维持正确的码相位且使用1个分支来提取此数据。由于将相关器信道窗的中间的分支选择为跟踪的中心点，因此需要使第二码相移以使得其与所关注的分支对准。

[0048] 改变取样率以控制DFT线间距

[0049] 另外，本发明涉及用于控制相关窗大小以及针对每一DFT系数应用的相干累加的数目以便控制所得输出的DFT线间距的装置。

[0050] 解释

[0051] DFT线运算需要将复信号乘以旋转复向量。由于是在硬件中实时计算，因此必须使用近似值表且根据样本选择系数。

[0052] 对于较长的样本，通过以相同系数执行多个计算来减少相关器精度。

[0053] DFT线间距因此由系数步进率和取样持续时间确定，因此可控制样本间距以控制DFT线间距。

[0054] 还通过组合24和32点DFT的系数的表选择步进率以允许执行8、16、24和32点DFT。

[0055] 控制相干对准

[0056] 另外，本发明涉及用于通过选择性忽略某些相关器输出同时仍更新DFT系数指数而选择相干积分对准的装置，以使得相干累加可维持与信号的特征(例如导航数据消息的位边界)的对准，同时DFT处理维持必要的载波相位对准。

[0057] 解释

[0058] 由于积分窗是步进的且不是码长度的确切倍数，因此无法保证所有样本均与码同相地相干累加，这将在未使用数据消除时随着时间过去造成显著的信号损失，因为信号将潜在地在相干积分的中间反转，从而破坏结果。

[0059] 为了防止此情况，跟踪相干积分周期与导航数据位边界的对准，且通过在必要时跳过样本对其进行校正以使其维持在窗内。

[0060] 如果仅仅跳过样本，那么DFT系数将变为异相，且这将使功率散布到多个DFT线间，因此当跳过来自相干累加的信号时必须调整DFT系数指数，这导致DFT系数指数变为与相干积分不同步，因为即使在跳过样本时其也必须保持与信号相干。

[0061] 多级载波消除和测量

[0062] 本发明的另一方面涉及多级载波消除机制，借此使传入的IF/IQ数据与参考载波混合以移除大部分载波，但其中所使用的载波经配置以留下例如10Khz的残余载波。残余载波的进一步移除由每一信道中的第二载波NCO执行。

[0063] 优选地预见到调整主载波NCO以补偿由于参考时钟频率变化造成的系统载波漂移，且使用例如来自1ms参考定时器的脉冲的触发器来在所有信道上同时对所有载波和码NCO值进行取样。

[0064] 解释

[0065] 通过在第一级混频器中移除大部分载波，可补偿参考时钟频率漂移和频率规划(frequency plan)，从而允许所有信道使用针对小频率范围设定大小(dimension)的载波NCO而无关于使用中的频率规划。

[0066] 随着NCO的频率减小，实施其所需的位数目增加，因此选择合适的频率以使得可有效地实施第二载波NCO，从而允许具有足够精度的载波相位测量以在无需大量硬件的情况下增强跟踪和位置准确性。

[0067] 通过在固定时间点对所有NCO进行取样，针对所有信道同时对码/载波相位进行测量，从而允许针对所有信道的准确位置确定。还对码出现时间(code epoch)进行取样以允许解析码计数且允许解析Z计数。

[0068] DFT计算次序

[0069] 本发明的另一方面涉及通过计算中心频率线且随后在一个方向上步进若干线，随后在已计算若干线之后在相反方向上从中心线偏移地步进，从而允许使用简单系数计算来计算DFT线的子集，来执行DFT计算。

[0070] 在优选实施例中，系数的步长由DFT表大小、DFT线间距和相干样本指数确定。

[0071] 解释

[0072] DFT系数计算要求在表中标定指数，每一连续系数具有由DFT线间距确定的从先前系数的固定旋转偏移。

[0073] 由于DFT的损失随着距中心频率的距离而增加，因此不计算所有的DFT线，例如可能根据32点系数表计算9个线，例如，线0、1、2、3、4、28、29、30、31。

[0074] 对于第一样本，这将要求系数0、1、2、3、4、28、29、30、31，而第二样本将要求系数0、2、4、6、8、24、26、28、30。

[0075] 这要求使用取模计算，然而通过以0、1、2、3、4、31、30、29、28的次序计算所述线，可简化计算以使用简单加法器，因为对于第一样本，次序变为0、1、2、3、4、31、30、29、28，且对于第二样本，次序变为0、2、4、6、8、30、28、26、24等。

[0076] 起动同步

[0077] 根据本发明的一个方面，通过确定与已知事件同步的精确起动时间，例如与RF参考时钟同步操作的参考定时器，可通过对来自另一信道(例如搜索引擎中的信道)或另一跟踪信道的测量的外插来计算码/载波相位、码出现时间计数、导航数据消息相位等的精确值。

[0078] 通过在此时间之前将这些值编程到信道的配置中，使得信道有时间来将相关硬件初始化为所需状态，且随后编程确切的起始时间，信道可预先初始化例如码产生器等的引擎且随后使其冻结，直到其经配置以起始的时刻为止。

[0079] 以此方式，可在跟踪或搜索模式中对信道精确定位，从而允许在信道之间移动跟踪且促进资源管理。

[0080] 这还允许通过复位一信道来步进所述信道而无任何不利结果。

[0081] 解释

[0082] 在起始信道时，尤其是当显著改变信道的操作模式(例如所计算的分支数目等)时(其中这将改变输出数据结构中的数据次序)，需要能够对码产生器和NCO等初始化以允许资源管理。

[0083] 通过将信道的起始延迟到精确的时刻且随后允许信道操作直到其达到所需模式，随后冻结信道状态直到规定的起始时间，在无HW或SW开销的情况下以完全精度实现这一特征。

[0084] 资源管理

[0085] 根据本发明的一个方面，提供在多个相关引擎之间共享输出存储器的装置，其中所述存储器是根据总体系统要求而不是整个相关引擎的组合数据输出能力来设定大小。

[0086] 解释

[0087] 在正常跟踪操作期间，跟踪引擎将仅需要计算可用分支的一小部分，而所计算的分支数目及其计算模式将在操作期间针对不同信道动态地改变。

[0088] 为了减少所需的总体资源，尤其是输出存储器的大小，信道可经配置以共享资源，其中SW可根据信道的操作模式向每一信道分配足够资源，且可在操作期间按需要重新配置这些资源而不会影响跟踪。

[0089] 为了实现此特征，需要在信道之间确定性地传送配置或重新起始信道而不丢失跟踪的方法。

[0090] 多个相干提示数据集

[0091] 本发明的另一方面涉及将由若干分支/DFT线组合的一组实时相关结果组成的相干相关结果传递到用于相关器信道的处理器以促进跟踪的装置，其中除了此实时数据以外，针对一个或一个以上分支呈现称为提示数据集的历史数据集，其中这些分支经选择为与扩展码对准以使得其将处于最强相关相位。

[0092] 解释

[0093] 为了跟踪信号，取决于处理器负载等，软件无需实时地服务每一信道，然而为了有效提取导航数据消息，需要提示分支的所有样本以使得可确定导航数据消息边缘。

[0094] 为了实现此情形，在相干模式中在相关器输出数据结构中实施额外一组数据，其在无需任何DFT处理的情况下返回用于提示数据分支的多个数据输出。这些数据输出经标记以使得软件可确定哪些数据集是新的且在环形缓冲器中实施。

[0095] 这些是在相干模式(I/Q)中的仅有输出，因为当在搜索模式中或跟踪涉及长于20ms积分的弱信号时，可能无法解码导航数据消息。

[0096] 介绍

[0097] 目的

[0098] 以下描述下一代GNSS平台架构。此文档的目的是关于本文主张的发明解释架构的HW和SW架构的细节。适用文档

[0099] 词汇表

[0100] 2G5 指代当前2.5代无线设备或产品，其可包含GSM、GPRS、IS-95标准。

[0101] 3G 指代下一代(第三代)无线设备或产品，其可包含WCDMA(TDD/FDD)、CDMA2000标准。

[0102] API 应用程序编程者接口

[0103] ARPU 每用户平均收益

[0104] BoM 材料单

[0105] CDMA 码分多路访问

[0106] CPU 中央处理单元

[0107] DSP 数字信号处理器(或处理)

[0108] EDGE 增强型GSM数据率演进

[0109] E911 增强型911(指代定位要求)

[0110] FDD 频分双工

[0111] GSM 全球移动通信系统

[0112] GPRS 通用分组无线电服务

[0113] HR 半速率(电话编解码器)

[0114] LBS 基于位置的服务

[0115] MMC 多媒体卡

[0116] PC 个人计算机

[0117] RF 射频

[0118] SD 安全数字(快闪卡)

[0119] SDIO

[0120] SV 空间飞行器(卫星)

[0121] TDD 时分双工

[0122] TTFF 首次定位时间

[0123] UE 用户设备(手机的3G术语)

[0124] WCDMA 宽带CDMA

[0125] 平台概念

[0126] 搜索模式

[0127] 平台概念尤其是基于新的专有搜索算法。本发明的处理器的搜索引擎是特定针对此新的搜索算法而开发的。

[0128] 跟踪模式

[0129] 本发明的跟踪引擎与先前装置没有任何类似性，先前装置的架构实际上是源于搜索引擎。在本发明中，将跟踪和搜索功能分离为2个独立的引擎，每一引擎针对其既定功能被高度优化。

[0130] 硬件原理

[0131] 当以硬件执行任何算法时，无论其为搜索或跟踪，存在需要在给定时间量中执行的有限量的处理。虽然处理可能不处于恒定速率，但其受到峰值处理要求和等待时间要求限制。

[0132] 所主张架构的一个使得其区别于所有其它架构的重要概念是注意这些设定处理要求的理论最小限制的要求，且尝试确保对硬件资源的最有效利用以用最小额外开销满足这些要求。

[0133] 考虑到搜索与跟踪之间的基本差异，决定单独实施这些功能以使得可实现绝对最小功率和最佳跟踪性能，同时允许实现在不危害跟踪的情况下允许TTFF与成本之间的折衷的可缩放方法。

[0134] 详细架构描述

[0135] RF接口

[0136] RF接口是其应用的处理器中的所有块所共同的，且提供对输入数据的预处理以转换为合适的表示，其中残余载波足够大以允许每信道使用适当设定大小的NCO进行载波相位测量。

[0137] 由于NCO寄存器针对较小的输出频率和较大的输入频率变得较大，因此这是针对约10KHz的残余载波进行配置。

[0138] 数据映射

[0139] 参看图1，来自RF的数据作为IF或复I/Q数据到达映射单元，在映射单元处原始数据指示被翻译为用于整个处理器的合适映射。MAP是基于随机存取存储器的查找表，从而允许适当映射任何源数据表示。

[0140] 载波消除

[0141] 映射之后将数据与载波混合以移除主要载波分量，这产生具有通常约10Khz的小的残余载波分量的复信号，此初始载波消除允许针对TCXO频率校正的单个控制点，从而允许实现在使用例如CDXO的较不稳定的参考时补偿频率漂移。

[0142] AGC

[0143] AGC功能提供对RF输出的统计分段，其允许通过对RF中的增益进行编程的SW控制的AGC。

[0144] 跟踪引擎

[0145] 根据本发明的一个方面，跟踪引擎已基于上文解释的原理，其允许针对每一信道精确控制并测量码和载波相位以改善跟踪准确性。然而另外，其实施若干额外功能。

[0146] 分支

[0147] 每一跟踪信道提供多达16个分支，可针对每一信道个别地选择其，此外这些分支可具有可编程的间距，从而允许分支之间的低至1/8码片的分辨率，其允许仔细分析相关峰的形状以辅助识别多路径干扰且选择可能比实际跟踪的峰弱的真实峰。

[0148] 可使用位屏蔽个别地启用/停用分支以节约电力，当一分支被停用时，用于其的逻辑经门控以将电力消耗减少到绝对最小值。

[0149] 链接

[0150] 在跟踪引擎中，将信道分组为若干4信道的块，在这些群组内连续的信道可被链接，从而允许从单个群组产生一个或2个较大信道。在此模式中，使用主信道的码产生器和NCO，且停用从属信道单元以节省电力。

[0151] 伽利略

[0152] 在每一4信道的群组中，存在一个特殊信道(0)，其可经配置以作为伽利略信道操作，此信道具有指派给用于数据恢复的tap0的额外码产生器，且因此在Tap1处对主码产生器进行馈入以用于跟踪导频码。

[0153] 由于伽利略码并非可产生的码，因此在这些信道中提供额外的基于RAM的码产生器以用于导频码和数据码。

[0154] 数据消除

[0155] 所有信道均支持数据消除，在GPS模式中，这支持使用寄存器的16位码段，CPU用16个码样本(即，每320ms)周期性地加载所述寄存器，此码可准确地相位对准于所检测到的位边缘，且随后由信道码NCO控制以使得位边缘同步得以维持。提供具有信号交换的双缓冲以移除对SW的实时约束，且允许在主机上缓冲所述码且串行传输到处理器以减少存储器占据面积。在伽利略模式中，数据消除寄存器扩展到25位且应用于导频信道，因为从不跟踪数据信道，此码循环操作，因此一旦初始化，CPU便无需再对其进行更新。

[0156] DFT

[0157] 优选地，本发明的处理器经布置或编程以执行DFT操作以辅助鉴别器，这优选以硬件实施以使得不存在与其相关联的CPU开销。如同分离器和蒸馏器，可停用个别DFT线以节约电力。

[0158] 噪声底限

[0159] 为了辅助检测噪声底限，TE可经配置成独立于TAP和DFT线屏蔽设定而输出特定DFT线和分支到专用数据结构以减少功率。

[0160] 信道传送

[0161] 为了促进对跟踪引擎中的资源的管理，载波和码相位可被初始化为已知值和精确的时间参考，这使得信道能够被复位或重新配置，且以精确对准开始操作。

[0162] 输出

[0163] 在用于测量信息的寄存器中和在用于所有分支输出的共享RAM缓冲器中提供来自跟踪信道的输出。可完全独立于所有其它信道来配置每一信道，且每一信道可在量值或复模式中操作。在量值模式中，在若干秒的时期中促进非相干积分，且输出量值数据，这用于搜索确认阶段。在跟踪模式中，输出数据可被配置为针对每一所选择的分支/线组合的复I/Q值以允许较准确的跟踪。

[0164] 实施方案

[0165] 为了节约电力和硅面积，跟踪引擎在步进相关模式中操作，这意味着虽然每一分支在确切相同的持续时间中积分，但每一分支的实际数据样本偏移固定数目的循环。这允许多级相关器方法，借此每一相关器的低位全部具有专用的累加器和寄存器，然而高位共享单个累加器且被循序计算，从而允许将结果累加到存储器中，这在硅和功率方面更有效率。

[0166] 为了促进此方法，在整个相关器中的表示利用了偏置算术模式。

[0167] 通过在累加之前将所有值偏置为正，数据将永远仅增加，从而允许在半加器中实施相关器的上部级。另外，由于这减少了存储器存储元件中的数据值的实际双态转换，因此存储器中的功率耗散进一步减少。

[0168] 这导致在跟踪引擎中在所有分支上累加固定偏差，其仅在DFT处理器的输入级处被移除。

[0169] 如图2所示，累加的第二级是针对每一输入信道(即，每16个分支)使用单个累加器来执行，这用以递增存储在共享存储器中的表示经偏置累加值的高位的值，由于所述值经偏置且因此总是为正，因此无需为低位分配存储器，因为这些位可在第一级中在较长时期上累加，且随后在将每一信道的结果传递到DFT引擎时简单地附加到来自第2级的位。

[0170] 参看图3，共享单个RAM和累加器的信道数目是基于相干积分步长所需的粒度确定的，在共享输出级的分支的数目增加时每信道的更新速率减小，且因此第1级累加器和寄存器的大小增加，这可根据GPS目标例示性地缩放。

[0171] 举例来说，给定在32Mhz取样率下操作的256个分支(16个信道)，RF数据表示为+/-1、+/-3，1mS的最大相关值将为+/-65472。

[0172] 在常规架构中，这将针对I/Q中的每一者要求每分支17位，或每分支34个全加器单元和34个寄存器，等于8704个寄存器和全加器。

[0173] 在所有分支共享单个级1的情况下，在256个循环上累加的最大值是+/-512，其要求10位。

[0174] 在进位旗标的情况下，这要求每分支22位，等于5632个寄存器和5632个全加器单元。

[0175] 级2现在累加高位，其要求1792个RAM位和仅20个半加器单元。

[0176] 存取相关器结果所需的额外的多路复用成本也减少，因为RAM不要求多路复用数据输出以驱动DFT引擎。

[0177] 为了选择256个分支中的1者，要求255*34(8670)个2比1多路复用器等效物，而通过基于随机存取存储器的方法，仅要求5610个等效多路复用器。

[0178] 除了逻辑节省以外，因为数字不再改变符号，存在信号双态转换率的大量减少，2个替代架构的模拟展示此方法的近似30％的动态电力节省。

[0179] 通过增加更新速率(其要求将级2分裂为2个部分)，在寄存器使用方面减少了512个寄存器以及对应地减少了全加器和MUX单元，其由于使用2个较小随机存取存储器块而具有小的不利结果，在此配置中，级2输出随后被多路复用到DFT引擎中。

[0180] 以此方式，架构是灵活的且可针对每一过程和程序库优化以获得最佳性能。

[0181] 定时

[0182] 跟踪引擎中的所有信道共享共同DFT单元，通过所有信道以固定且精确受控次序输出其累加结果而促进实现这一特征。此定时是由顶层定时控制器维持，所述定时控制器可经编程以根据RF参考时钟频率将输出数据率减少到防止数值溢出的速率。另外，通过使用此定时控制器，无论参考时钟如何，可将有效输出速率设定为恒定值以确保精确的DFT线间距。

[0183] DFT取样率

[0184] 为了控制DFT线间距，可使用主定时控制器来控制取样率，另外，可基于每信道而设定针对每一组DFT系数累加的样本数目，从而允许250us与2ms之间的有效DFT取样率。

[0185] DFT相干性

[0186] 由于任何分支的实际积分周期因为多普勒和计时问题而并不精确与相关联的SV的码率相联系，因此跟踪引擎信道各自具有监视器，其相对于位边缘边界而跟踪积分相位。监视器自动使信道按需要调整相干/非相干相位以维持与导航数据消息位边缘的粗略相干积分同步。

[0187] 计时

[0188] 为了进一步在跟踪模式中节约电力，跟踪引擎完全根据参考时钟操作，且谨慎设计处理管线以促进此操作。此使得本发明的处理器能够在低功率跟踪模式中在无PLL的情况下操作。

[0189] 测量

[0190] 使用根据RF参考时钟连续操作的参考定时器执行总体GNSS引擎中的所有测量。这通过对所有信道同时进行精确测量而促进了跟踪，且简化了信道控制和设置。

[0191] 外部同步

[0192] 为了促进参考时钟可被停用的间歇操作，或为了允许与例如网络时间同步事件的外部事件的同步，包含辅助时间参考电路，这具有相对于外部信号或者相对于根据例如RTC晶体振荡器的独立时钟源操作的内部定时器测量参考定时器相位的能力。此单元可经配置以提供对外部事件的上升沿和下降沿的边缘检测，和/或提供次要内部定时参考(可相对于所述参考来测量参考定时器且可计算其绝对相位)。与GNSS引擎中的信道控制机制结合，这允许在所有系统环境中以中断的参考时钟进行操作和信号的快速重新获取。

[0193] 处理器接口

[0194] 与GNSS引擎的处理器接口及其相关联外围设备是由一般同步接口连同用于AHB/APB总线的包装器(wrapper)组成。这允许在对GNSS核心逻辑不做任何改变的情况下容易地端口连接到任何已知的CPU架构。

[0195] 维特比

[0196] 为了减少对用于SBAS和维特比操作的导航数据消息解码所需的处理，本发明的处理器优选地含有维特比加速器。这是基于专利架构，其以针对处理器核心和GNSS约束优化的维特比指令集来扩展ARC处理器架构。