具有并联频带切换调谐放大器的集成宽带RF跟踪滤波器

摘要

公开了一种具有一组并联调谐谐振放大器级的宽带RF跟踪滤波器，该宽带RF跟踪滤波器具有针对每个子带的去Q电阻器。谐振放大器包含可编程调谐LC槽路阻抗以及针对每个子带的并联电压电流(V2I)转换器的阵列。去Q电阻器与V2I转换器阵列一同在每个子带以及覆盖不同频率的其他子带中的每一个上提供平坦增益。

权利要求

1.一种射频RF跟踪滤波器，包括：

多个可调谐放大器；以及

解码器逻辑电路，接收频带选择输入，并且基于频带选择输入，来激活多个可调谐放大器中的一个。

2.根据权利要求1所述的RF跟踪滤波器，其中，多个可调谐放大器中的每一个包括：可调谐槽路阻抗；

多个电压电流转换器V2I；以及

输出缓冲放大器；

其中，多个V2I中的至少一个通过槽路阻抗提取电流，以向输入信号提供增益，所述输入信号被提供给耦合至输出缓冲放大器的输出信号。

3.根据权利要求2所述的RF跟踪滤波器，其中，每个频带选择输入包括子带信息，所述子带信息调谐可调谐槽路阻抗，并且选择和激活多个V2I中的至少一个。

4.根据权利要求3所述的RF跟踪滤波器，其中，多个可调谐放大器中的每一个包括子带解码器逻辑电路，其中，所述子带解码器逻辑电路接收频带选择输入、提取子带信息、以及激活多个V2I中的至少一个。

5.根据权利要求3所述的RF跟踪滤波器，其中，所述子带信息是从解码器逻辑电路接收的。

6.根据权利要求3所述的RF跟踪滤波器，其中，多个可调谐放大器中的每一个还包括解码器，并且所述子带信息是由解码器提供的。

7.根据权利要求2所述的RF跟踪滤波器，其中，可调谐槽路阻抗包括：可变电容器；以及

与可变电容器并联的第一电感器。

8.根据权利要求2所述的RF跟踪滤波器，其中，第一电感器是片外高Q电感器。

9.根据权利要求2所述的RF跟踪滤波器，其中，第一电感器是片上螺旋电感器。

10.根据权利要求2所述的RF跟踪滤波器，其中，第一电感器是高Q焊线电感器。

11.根据权利要求2所述的RF跟踪滤波器，其中，可调谐槽路阻抗包括：具有高Q MEMS谐振器的RF MEMS谐振槽路，以及可变电容器。

12.根据权利要求7所述的RF跟踪滤波器，其中，可调谐槽路阻抗还包括与可变电容器并联的去Q电阻器，以保持衡定增益。

13.根据权利要求7所述的RF跟踪滤波器，其中，可调谐槽路阻抗还包括与可变电容器并联的中心抽头差分电感器。

14.根据权利要求7所述的RF跟踪滤波器，其中，可变电容器包括可编程电容器阵列。

15.根据权利要求7所述的RF跟踪滤波器，其中，可变电容器包括至少一个MOS变容二极管。

16.根据权利要求7所述的RF跟踪滤波器，其中，可变电容器包括至少一个PN结变容二极管。

17.根据权利要求7所述的RF跟踪滤波器，其中，可变电容器包括可编程电容器阵列以及至少一个变容二极管。

18.一种包括RF接收机的电视基顶盒，RF接收机包括根据权利要求1所述的RF跟踪滤波器。

19.一种包括RF接收机的数字电视，RF接收机包括根据权利要求1所述的RF跟踪滤波器。

20.一种包括RF接收机的宽带通信系统，RF接收机包括根据权利要求1所述的RF跟踪滤波器。

21.一种对RF信号滤波的方法，包括：接收频带选择输入；

基于频带选择输入来激活多个可调谐放大器中的一个；以及使用多个可调谐放大器中的一个来对RF信号滤波。

22.根据权利要求21所述的方法，

其中，多个可调谐放大器中的每一个包括：可调谐槽路阻抗、多个电压电流转换器V2I、以及输出缓冲放大器；

其中，频带选择输入包括子带信息，激活多个可调谐放大器中的一个包括：基于子带信息调谐可调谐槽路阻抗；

以及基于子带信息来激活多个V2I中的至少一个。

23.根据权利要求22所述的方法，其中，可调谐槽路阻抗包括可变电容器以及与所述可变电容器并联的电感器，其中，调谐可调谐槽路阻抗包括调整可变电容器。

24.根据权利要求23所述的方法，其中，可调谐槽路阻抗还包括与可变电容器并联的去Q电阻器；并且调谐可调谐槽路阻抗还包括：使用去Q电阻器来保持衡定增益。

25.一种RF跟踪滤波器，包括：

多个可调谐装置，用于放大选择通带；以及装置，基于频带选择输入来激活多个可调谐装置中的一个。

26.根据权利要求25所述的RF跟踪滤波器，其中，多个可调谐装置中的每一个包括：提供阻抗的可调谐装置；

用于将电压转换成电流的装置；以及

用于放大的装置，其中，多个V2I中的至少一个通过阻抗提取电流，以向输入信号提供增益，所述输入信号提供给用于放大的装置以产生输出信号。

27.根据权利要求26所述的RF跟踪滤波器，其中，多个可调谐装置中的每一个包括：装置，基于频带选择输入中所包含的子带信息来选择多个V2I中的至少一个；以及装置，用于激活多个V2I中的至少一个。

28.根据权利要求26所述的RF跟踪滤波器，其中，用于提供阻抗的可调谐装置包括：电容装置，提供可变电容量；以及

电感装置，与所述电容装置并联。

29.根据权利要求28所述的RF跟踪滤波器，其中，用于提供阻抗的可调谐装置包括：去Q电阻装置，用于保持衡定增益；

其中，去Q电阻装置与电容装置并联。

说明书

具有并联频带切换调谐放大器的集成宽带RF跟踪滤波器

技术领域

[0001] 本发明涉及射频(RF)调谐器，并具体涉及集成RF跟踪滤波器。

背景技术

[0002] 随着硅的集成趋势，同样已将宽带调谐器集成到单个硅片中。许多新的应用，例如用于个人计算机的数字视频广播-手持(DVB-H)，通用串行总线(USB)电视调谐器，以及用于数字视频录像机(DVR)的双调谐器有助于功率减小。例如，低功率DVB-H调谐器可以使得能够将电视调谐器集成到无线应用中。然而，对于无线应用而言，低功耗由于会获得较长电池寿命，因此是非常令人期待的。对于诸如USB电视调谐器之类的应用，期望低功耗在USB接口的供电能力范围内。此外，低功耗意味着，实现具有封装散热约束的应用(例如，针对有线、卫星、和地面电视的DVR应用中的双调谐器)的较低散热要求。

[0003] 硅RF调谐器中的功耗归因于许多来源。首先，要求调谐器呈现能够处理各种标准的高线性度。具体地，三阶截点(IP3)必须在指定值内。根据应用，各种标准管理诸如高级电视系统委员会(ATSC)、国家电视系统委员会(NTSC)、有线电缆数据服务接口规范(DOCSIS)、以及下一代卫星数字视频广播(DVB-S2)之类的IP3的下限。该线性度要求因允许调谐器在具有强相邻信道干扰的许多不同环境中保持性能，因此是必要的，在一些情况下，强相邻信道干扰常常比期望信号强。当前许多普遍的反馈技术典型地要求使IP3保持足够高，以满足这些电视标准的要求。

[0004] 硅RF调谐器中功耗的另一主要来源是接收机架构。传统超外差接收机已经用于地面和有线电视应用，这是由于通过将输入RF信号转换成中频(IF)信号，然后从下变频的IF信号中提取基带(或信息)信号，传统超外差接收机不受本地振荡器(LO)谐波的干扰。然而，超外差接收机由于其双变频级架构而消耗大量功率。

[0005] 将输入RF信号直接转换成基带信号的直接转换接收机由于在具有单级方面的节省并由于仅需要一个下变频步骤，与超外差接收机相比消耗较少功率。图1示出了基本直接转换接收机。为了清楚起见，图中没有包括许多典型组件。RF信号通过天线来接收。

[0006] 通常信号由低噪放大器(LNA)104引导。然后利用LO 108所产生的信号，使用混频器16对该信号进行下变频。获得随后进一步处理的基带信号110。

[0007] 然而，由于本地振荡器信号的频率与输入信号频率近似，宽带调谐器应用中的直接转换接收机在LO谐波的频率下容易受到不期望相邻和备用信道的影响。例如，在模拟地面电视应用中，宽带调谐器接受从50MHz到850MHz范围的频率。为了说明这一点，假定将调谐器设置为以该范围的下限(在50MHz)进行接收。也应将LO设置为50MHz，但是在150MHz和250MHz下也能够将诸如三次和五次谐波等谐波引入到混频器中。(典型地，使用不同信号，从而消除偶次谐波，而仅关心剩下的奇次谐波)。该会导致不期望的效果：150MHz和250MHz下的任何信号被下变频至基带信号以及50MHz下的期望信号。尽管本地振荡器(LO)谐波通常比LO基频弱，但是明显的是，三次或五次谐频下的不期望信号比期望RF信号强。
最终结果是：来自LO谐波的干扰会十分显著，并且会使接收机不灵敏。

[0008] 纠正这种情况的一个方法是，在期望频率附近对接收到的信号应用带通滤波器。为了保持接收机的期望灵敏度和选择性，带通滤波器应具有较高的Q，以便衰减相邻信道，并保持较大动态范围。RF跟踪滤波器应具有可编程中心频率，以跟随期望的信道频率。

[0009] 图2示出了具有RF跟踪滤波器的直接转换接收机。除了在LAN104与混频器106之间是RF跟踪滤波器202以外，接收机系统200与接收机系统100相同。理想地，RF跟踪滤波器应仅允许期望信道中的信号通过。而LO谐波仍存在，并且处于与系统100中的级别相同的级别。RF跟踪滤波器202衰减了相应LO谐频下的输入RF信号，从而减小或消除从LO谐波下变频的不期望基带信号。

[0010] 高线性度要求的主要原因之一是：由于接收机中的非线性度导致无意的频率混合，处于不同信道中的信号会混合在一起，其中的一些会导致期望信道中的干扰。因此，由于RF跟踪滤波器在输入频带上衰减了不期望的信道。因此，通过实现RF跟踪滤波器，可以放宽后续接收机级的线性度要求。具体地，放大器级可以用更低的IP3规范来实现，以降低接收机的总功耗。更具体地，具有RF跟踪滤波器的硅地面调谐器可以实现更加改进的复合三次拍差(CTB)和复合二次拍差(CSO)性能，并随后可以在其输出处获得较大的信噪加失真比(SNDR)。

[0011] 通过在硅中实现RF跟踪滤波器而引入的挑战会调和RF跟踪滤波器的优点。挑战之中的主要挑战是最小化芯片面积和功耗，具体地，最小化所需电流量。为了有效地降低电视接收机的电流消耗，应将RF跟踪滤波器完全集成到调谐器的RF前端(RF前端通常代表接收机前端部分，包括第一变频之前的所有模块)中，这是由于：分立RF跟踪滤波器呈现插入损耗，从而其要求低噪放大器的更大增益，并且这会导致低噪放大器的更多电流消耗；此外，还要求输入缓冲器和输出缓冲器均与分立RF跟踪滤波器接口连接，但是两个缓冲器消耗了用于线性度的电流。理想地，RF跟踪滤波器应具有非常宽的动态范围，以及低噪声系数、高IP3、和保持后续放大级的噪声系数所限制的总灵敏度所需的最小电压增益量。具体地，由于跟踪滤波器位于RF混频器之前的RF前端，因此期望低噪声系数。此外，由于接收到的RF信号由位于RF跟踪滤波器之前的低噪声放大器来放大，因此需要高IP3。跟踪滤波器所产生的增益可以使得后续电路模块的噪声对总调谐器的噪声系数的贡献较小，这是由于它们对总噪声系数的贡献被包括来自跟踪滤波器的增益的累加增益所划分。对于宽带应用，跟踪滤波器在非常宽的频带上也应当是可调谐的，例如，如上述示例中所给出的从
50MHz到850MHz。该增益应当在整个调谐范围是那个保持平坦，并具有最小带通波纹。

[0012] 存在许多在过去被实现为用于各种接收机设计的RF跟踪滤波器的许多不同拓扑。尽管适合于一些应用，但是这些不同的拓扑有明显的缺陷，使它们不适合于或者很难在宽带接收机应用中使用。

[0013] 如美国专利No.6,453,157中所示教的，在过去所使用的一个拓扑是分立、无源LC阶梯跟踪滤波器。该架构是包括电感器和电容器(这里LC)的基本阶梯电路。尽管该拓扑提供了高达50dB的衰减，但是该拓扑受到分立实现方式的影响，分立实现方式包括批量有效地集成到硅调谐器中的组件。在美国专利No.6,453,157中所示教的实施例中，使用六个33nH电感器，这六个33nH电感器在硅片上占据绝大部分面积。此外，通过使用纯无源组件，存在大约5dB的损耗。跟踪滤波器所引入的损耗导致来自接收器的后续模块的较高噪声贡献，并因此使调谐器的总噪声系数较高。最后，拓扑具有400-470MHz的相对窄的调谐范围，该范围远远低于地面和有线电视应用所需范围。

[0014] 另一跟踪滤波器拓扑是基于变压器的Q增强带通滤波器。Q增强带通滤波器根据C系列耦合谐振器序列而构建。图3A示出了基本C系列耦合谐振器带通滤波器。多个谐振器302通过多个串联的电容器304耦合。在最基本形式中，谐振器是如图3B所示的简单LC谐振器，包括电感器310和电容器312。

[0015] Q增强带通滤波器通过使用如3C所示的谐振器，基于基本C系列耦合谐振器改善了带通滤波器。晶体管320和322的添加使得滤波器能够引入增益，以补偿电路中的任何损失，以及调谐频率的能力。增益实现了较平坦的带通响应。

[0016] 尽管该设计解决了先前设计的一些缺陷，但是该设计仍受到若干弱点的影响，使其对于集成硅宽带应用而言不切实际。作为示例，Gee等人(“COMS Integrated LC RF Bandpass Filter with Transformer-Coupled Q-Enhancement and Optimized Linearity”Gee，W.A；Allen，P.E.Proceedings of IEEE International Symposium onCircuits and Systems 2007，P.1445-1448)示出了动态范围是有限的，导致高噪声系数和低IP3，不足以用于宽带接收机应用。此外，该设计不能为宽带接收机应用提供足够的调谐范围。此外，变压器形式的电感器的存在在芯片面积方面成本太高。

[0017] 跟踪滤波器的另一设计是如美国专利No.6,915,121中所公开的集成可调谐Gm-C双二阶滤波器，通过消除对片上电感器的需要来克服先前滤波器设计的缺陷。然而，该公开没有讨论任何特定动态范围性能，或用于与其他拓扑相比较的调谐带宽覆盖。

[0018] 第四跟踪滤波器拓扑采用微机电系统(MEMS)结构的使用。K.Entesari等人描述的实施例(“A 12-18 GHz Three-Pole RF MEMS Tunable Filter”K.Entesari，G.Rebeiz，IEEE Transaction on Microwave Theory and Techniques，Vol.53.No.8，2005年8月)要求保护一种从12到18GHz的极宽40％调谐带宽，具有针对相邻信道的高达50dB的良好衰减，且≥+37dBm的极高输入参考IP3(IIP3)。然而，对于有线、地面和卫星电视频带，存在多个禁止使用RF MEMS滤波器的缺陷。第一个界限是远高于电视应用的预期50到850MHz的2
频带中心频率。其次，滤波器要求32mm 的极大芯片面积，接近用于这些应用的多数RF硅调谐器芯片尺寸的两倍，并接近晶片成本的三倍。同样，滤波器除了传统SiGe BiCMOS或CMOS技术以外，还要求非常昂贵的晶片后加工步骤，以添加MEMS滤波器结构。最后，滤波器是无源的，因此不能够提供任何增益，以限制后端接收机对噪声系数的贡献，使其实际上不能被集成到调谐器的RF前端中。相应地，在工业上存在解决上述缺陷和不足的各种需要。

发明内容

[0019] 本发明公开了覆盖宽频带的RF跟踪滤波器的系统和方法。RF跟踪滤波器的一个实施例包括：多个可调谐放大器，每个可调谐放大器在宽频带内的特定频带上操作；解码器逻辑电路，可以用于指定跟踪滤波器选择以哪个频率进行操作。每个可调谐放大器包括可调谐槽路阻抗(tank impedance)、多个电压到电流转换器(V2I)以及输出缓冲放大器。可调谐槽路阻抗可以用于选择可调谐放大器的中心频率。多个V2I可以用于保持统一增益，而不管中心频率如何。附加逻辑电路可以用于指定可调谐放大器所操作的特定频带内的子带。可调谐槽路阻抗可以包括电感器或高Q MEMS谐振器以及可变电容器，可变电容器可以是可编程电容器阵列、多个MOS变容二极管或多个PN变容二极管。电感器可以被配置为中心抽头差分电感器。电感器还可以是片外高Q电感器、片上螺旋电感、高Q焊线电感器。
可调谐槽路阻抗还可以包括不管中心频率如何用于保持统一Q的电阻器。

[0020] 同样公开了一种对RF信号进行滤波的方法，包括：接收频带选择输入，基于预期中心频率来激活一组可调谐放大器中的一个，以及使用激活的可调谐放大器来对RF信号进行滤波。每个可调谐放大器还可以基于频率中指定的子带信息和选择，来调整可调谐槽路阻抗，以及选择至少一V2I。此外，可调谐放大器还可以使用电阻器来保持统一Q，而不管选定的中心频率如何。

[0021] 上述RF滤波器和方法可以在针对地面/有线和卫星广播的电视机顶盒或数字电视中使用。通常可以应用于诸如超宽带(UWB)和无线高清电视(无线HD)之类的任何其他宽带通信系统。

[0022] 在验证以下附图和详细说明书之后，对于本领域技术人员而言，本公开的其他系统、方法、特征和优点将变得显而易见。所有这样的附加系统、方法、特征和优点意在包括在该描述内、包括在本公开的范围内，并受到所附权利要求的保护。

附图说明

[0023] 参照以下附图可以更好地理解本公开的许多方面。附图中的组件不必按比例示出，而重点在于清楚示出本公开的原理。此外，在附图中，贯穿若干视图，类似的附图标记表示相应部件图1是根据本发明实施例的。

[0024] 图1示出了基本直接转换接收机；

[0025] 图2示出了具有RF跟踪滤波器的直接转换接收机；

[0026] 图3A示出了基本C系列耦合谐振器带通滤波器；

[0027] 图3B示出了作为简单LC谐振器的图3A的谐振器；

[0028] 图3C示出了实现Q增强带通滤波器的图3A的谐振器；

[0029] 图4示出了针对宽带应用的RF跟踪滤波器的实施例；

[0030] 图5示出了单独调谐放大器的实施例；

[0031] 图6示出了阻抗随着子带的频率的增加而增加的LC槽路的示例；

[0032] 图7示出了上述调谐放大器的具体实现方式；

[0033] 图8示出了可编程可变电容器的实现方式；

[0034] 图9以图形方式示出了电路仿真下的具有20个子带的RF跟踪滤波器的实施例的增益；

[0035] 图10示出了RF跟踪滤波器的实施例的输入参考噪声；以及

[0036] 图11示出了与RF跟踪滤波器的实施例的峰值电压有关的IIP3(IIP3V)。

具体实施方式

[0037] 本发明的实施例解决了在集成宽带应用中实现RF跟踪滤波器的许多困难。图4示出了针对宽带应用的RF跟踪滤波器的实施例。滤波器400包括多个并联调谐放大器402。多个并联调谐放大器402通过多个耦合电容器对404耦合至公共差分输出。更具体地，将差分输入信号提供给每个调谐放大器，并且通过针对每个放大器的耦合电容器对耦合至公共差分输出。例如，调谐放大器432通过耦合电容器434耦合至差分输出。每个调谐放大器被设计为覆盖总频率范围内的不同频带。为了解决失配和工艺电压温度(PVT)中心频率偏移的出现，频带应与它们的相邻频率交叠。典型地，尽管针对高频应用使用差分电压信号，但是应理解，也可以采用地参考电压、电流或差分电流信号。

[0038] 尽管在图4所示的特定示例中，多个调谐放大器402包括5个调谐放大器412、422、432、442和452，但是应理解，可以使用任何数目的调谐放大器。调谐放大器将90MHz到860MHz的全频带划分成5个频带。每个调谐放大器负责这些频带中的一个。具体地，调谐放大器412覆盖90-250MHz，调谐放大器422覆盖200-342MHz，调谐放大器432覆盖
290-569MHz，调谐放大器442覆盖461-697MHz；以及调谐放大器452覆盖650-972MHz。如上所述，每个频带与相邻频带交叠。每个调谐放大器具有从解码器逻辑电路406接收到的可选输入。在图4所示的示例中，输入表示三个频带选择比特，从而如果频带选择比特表示针对调谐放大器432的二进制表示，则设置针对调谐放大器432的“sel”信号，并且清除针对其余放大器的“sel”信号。这样，对于期望的频率，激活适当的调谐器。

[0039] 解码器逻辑电路406执行基本逻辑，并且可以以多种标准方式来实现。例如，解码器逻辑电路406可以包括基本数字逻辑组件和/或其他类型的硬件。在备选实现方式中，该解码器逻辑电路406应包括硬件和固件/软件的组合，以及对于本领域普通技术人员而言显而易见的技术和实现方式。

[0040] 图5示出了单个调谐放大器的实施例。在该调谐放大器示例中，使用谐振放大器。放大器500可以表示多个调谐放大器402中任一个的实现方式。然而，尽管每个调谐放大器的架构是类似的，但是属于每个组件的特定值应在它们之间变化。例如，在调谐放大器412的实现方式中，与在调谐放大器452的实现方式中相比，在电感器510和512中应使用较高电感。

[0041] 具体地，调谐放大器500包括可编程调谐LC槽路阻抗502、多个并联电压电流(V2I)转换器504、解码器530以及输出缓冲放大器528。尽管在该示例中，多个并联电压电流(V2I)转换器504包括4个V2I转换器，但是可以采用任何数目的V2I转换器。LC槽路阻抗502包括一个或多个电感器(示作电感器510和512)和可变电容器514。电容器的可变性能够调整槽路阻抗的谐振频率，从而允许选择调谐放大器的中心频率。由于槽路阻抗随着频率和可变电容器514的电容量而变化，因此增益可以在频率范围上变化。

[0042] 可以通过改变驱动槽路阻抗的电流量来调整增益。

[0043] 多个V2I转换器504用作可变电流源。在图5所示的示例中，如跨导领域中所公知的，电流与电压的比例针对多个V2I转换器中的每一个而不同。使用选择输入来开启或关闭每个V2I转换器。解码器530根据频率指示哪一个V2I转换器是激活的，从而调谐器被配置为导通。解码器530可以是调谐放大器500内的分立解码器，或者在另一实施例中可以处于调谐放大器500的外部，并且作为解码器406的一部分、作为RF跟踪滤波器400的一部分而存在。解码器530可以使用数字逻辑组件和/或其他硬件来实现，或者备选地，使用与上述解码器逻辑电路406的实现方式类似的实现方式来实现。在图5的特定示例中，示出了分别具有不同V2I转换器的4个子带，以保持所有4个子带上的衡定增益。对于每个子带，仅一个V2I是激活的。在另一配置中，本领域技术人员可以认识到，对于较宽电流组合而言，多个V2I转换器可以是激活的。这样，针对每个子带的跟踪滤波器的增益随着频率变化保持平坦。所有不同子带的平坦响应对于宽带上的跟踪滤波器性能是关键的。

[0044] 同样重要的是，在给定IC工艺技术中，应针对最大加载Q来优化多个调谐放大器中的每个调谐放大器。在保持带宽的同时，Q应随着放大器的中心频率的减小而减小。因此期望设计具有最高加载Q的LC槽路。因此，当将放大器调谐至最低中心频率时，该放大器仍可以保持高Q。如下所述，可以添加去Q电阻器以在整个可调谐频率范围上保持更统一的Q。由于电容器和电感器引起的LC槽路阻抗在各个调谐放大器之间应不同，因此将去Q电阻器516添加至LC谐振槽路。这种做法强制每个调谐放大器的负载阻抗为常值，而与频率无关。这样针对每个频带的跟踪滤波器的增益可以保持衡定，并且被设置为与覆盖不同频率的其他频带中的每一个匹配。从而，跟踪滤波器在非常宽的频率调谐带宽上保持平坦增益。去Q电阻器516还增大了较高频带的3dB带宽。这样，可以在较宽带宽上调谐可编程调谐网络，而不会在较高频率(其中LC槽路谐振器的加载Q较高)下在频带之间产生严重增益下降。

[0045] 在图6中示出了阻抗随着子带的频率而增加的LC槽路的示例。该图示出了槽路的等效并联负载电阻Rp，从76Ω到112Ω变化超过40％。这表示超过3dB的增益上升，并且需要增益补偿来实现调谐放大器子带的全调谐范围上的平坦增益。缓冲放大器528将槽路阻抗502与负载和属于其他并联调谐放大器的其他槽路隔离。缓冲放大器528通过选择性地使信号通过恰当的调谐放大器，还用作模拟复用器(MUX)，恰当的调谐放大器具有与输入信道频率匹配的中心频率。可以利用最适合于特定调谐放大器级的给定频带覆盖的多个不同谐振器网络来实现可编程槽路阻抗。这些谐振网络包括：具有片上螺旋电感器和可编程电容器阵列的并联LC槽路；具有片外高Q电感器和片上可编程电容器阵列的并联LC槽路；具有高Q焊线电感器和片上可编程电容器阵列的并联LC槽路；以及具有高Q MEMS谐振器和片上可编程电容器阵列的RF MEMS谐振槽路。

[0046] 图7示出了上述调谐放大器的具体实现方式。多个V2I转换器502包括V2I转换器520、522、524和526。每个V2I转换器的架构是类似的；然而，每个组件的规格可以不同。作为V2I转换器的实现方式的示例，描述了V2I转换器520。V2I转换器包括晶体管712和714、电流源722和724、电阻器716、以及开关718和720。当V2I转换器520设置“sel”信号时，则开关718和720闭合，允许电流源722和724对电路进行驱动。然而，如果“sel”信号被清除，则两个开关718和720断开，断开电流源722和724，从而去激活V2I转换器520。V2I转换器520是退化的NPN差分对(differential pair)。在该示例中，除了具有不同值的电阻器716、736、756和776以外，V2I转换器520、522、524和526是相同的。
每个电阻器的值设置相应V2I转换器的跨导(trans-conductance)，例如电阻器756设置V2I 524的转换跨导。LC槽路502与图5相同。针对可实现用于期望中心频率调谐范围的极高Q，最优化电感器510和512和可变电容器514。例如，具体地由于电感器受到它们物理实现方式中的多个因素的影响(例如，形状、匝数数目、匝数之间的空间、金属宽度、基板屏蔽、金属厚度等等)，因此按照不同目标来设计这些电感器，例如，实现针对期望中心频率调谐范围的最高Q。可以利用差分片上螺旋电感器或2个片外高Q RF电感器来实现电感器510和512中的任一个或这二者。在与电感器510和512相关联的电感基本相同的情况下，电感器510和512可以起到差分中心抽头电感器的作用。选择可以依赖于所需的电感。
例如，对于较低频率而言，需要较大电感器的调谐放大器和片外实现方式可能更实际。

[0047] 最后，调谐放大器500还包括缓冲放大器528。在示例实现方式中，缓冲放大器528包括耦合至两个电流源796和798的两个晶体管792和794。在NPN发射极跟随器电路中配置两个晶体管792和794，已知发射极跟随器电路利用最低电流提供极高线性度。

[0048] 图8示出了可编程可变电容器的实现方式。具体地，可变电容器514是可编程电容器调谐阵列。可变电容器514包括一个或多个高QMOS变容二极管电路。所示的2比特阵列对于调谐而言是最优的，这是由于可以利用单个LC电感器提供最宽调谐范围的覆盖，而不会由于Q随着频率的增大而增大在频带之间产生增益下降问题。然而，本领域普通技术人员应认识到，通常应使用高Q MOS变容二极管电路的n比特阵列。变容二极管电路802包括被配置为变容二极管、具有可变电容量的二极管的MOSFET 802和822。在变容二极管电路802中电阻器810、812和814是偏压电阻器。电容器816和818将变容二极管820和822耦合至图5和7所示的LC槽路502。电容器用于隔离DC偏压。除了被设计为分别覆盖不同电容量范围以外，变容二极管804与变容二极管802类似。单独地或共同地将变容二极管设计为，持续支持特定可调谐放大器指定的目标频率子带所需的电容量。典型地使用多个变容二极管，因为具有较大电容量范围的单个变容二极管会在变容二极管调谐范围内产生波纹。因此，优选地利用多于一个具有较小调谐范围但具有可接受波纹的变容二极管。

[0049] 使用MOS变容二极管提供具有最低等效串联电阻(ERS)并因此具有最高Q、以及最小寄生电容的可编程可变电容器。

[0050] 可编程可变电容器的备选实现方式是使用PN结变容二极管来代替MOSET 820和822。可以在Gutikrrez等人的文献(pp.11-30)(I.Gutikrrez，J.Melkndez，E.Hernandez，Design and Characterization of Integrated Varactors for RF Applications，John Wiley&Sons，New York，2006)中发现特定的实现方式，其通过引用合并于此。

[0051] 图9以图形方式示出了在电路仿真下的具有20个子带的RF跟踪滤波器的实施例的增益。该结果是使用Spectre光谱仿真的。具体地，仿真的RF跟踪滤波器具有5个调谐放大器，每个调谐放大器具有4个子带，构成总共20个子带。仿真结果说明所有20个跟踪滤波器频带的频率响应，以通过扫描频带选择器解码器覆盖90MHz至860MHz。如所示，RF跟踪滤波器覆盖从90MHz到860MHz变化的1dB带宽，具有≤1dB片带内、频带到频带的波纹。

[0052] 图10示出了RF跟踪滤波器的实施例的输入参考噪声。同样，使用Spectre来仿真结果。结果示出了以835MHz为中心的RF跟踪滤波器。在图形1002中以幅度示出了宽频率范围上的增益，并且在图形1004中以dB示出了宽频率范围上的增益。所实现的输入源电阻器RS＝200Ω的输入参考噪声是2.2～v/√Hz(NF≈3.9dB)，这是在RF前端中使用时针对可忽略的总噪声系数的足够低的噪声。

[0053] 图11示出了RF跟踪滤波器的实施例的IIP3。结果是使用Agilent的高级设计系统来仿真的。该结果示出了以835MHz为中心的RF跟踪滤波器。图形1104示出了以dB为单位绘制的增益对频率的图形。图形1102在下部曲线中示出了以伏特分贝(dBV)为单位的IIP3V的图形。图形1102在下部曲线中还示出了以单位峰值电压的幅度(Vp)为单位的IIP3V的图形。在中心频率835MHz处，IIP3大约为4.4Vp或～12.88dBV。确定输入参考三次截点进入源电阻RS＝200Ω中。

[0054] 应当强调的是，上述实施例仅是可能实现方式的示例。在不背离本发明的原理的前提下，可以对上述实施例进行许多改变和修改。所有这样的修改和改变在这里意在包括在所附权利要求所要求保护的本发明的范围内。