本发明关于一种全域型交换式电源供应器及其串并式直流电源转换电路，其中该串并式直流电源转换电路包含有一变压器、一全桥开关电路、一切换开关及一脉宽调变控制器；其中该全桥开关电路包含有二并联的第一及第二开关组，各主动开关组包含有二相串接的一上臂主动开关及一下臂主动开关，而该变压器包含有中间抽头的一次侧线圈及一二次侧线圈，该一次侧线圈二端分别连接于第一及第二开关组的串联节点，其中间抽头则通过该切换开关连接到地；是以，藉由脉宽调变控制器控制第一及第二开关组及切换开关的启闭，即能令变压器一次侧线圈呈串联或并联结构，进而改变变压器的匝数比。
1.一种全域型交换式电源供应器，其特征在于，包含有：
一整流器，连接至一交流电源，将该交流电源予以整流后输出一整流电源；
一信号检知单元，检知目前输入交流电源电压大小，并输出一检知信号；
一功率因数校正电路，其输入端连接至该整流器输出端及信号检知单元的输出端，依据目前输入交流电源电压大小，调整其输出第一直流电源的电压大小；及一串并式直流电源转换电路，其输入端连接至该功率因数校正电路的输出端及信号检知单元，以接收第一直流电源，并将其转换为第二直流电源后输出；其中该串并式直流电源转换电路依据第一直流电源及第二直流电源电压比调整其变压器一次侧线圈及二次侧线圈的匝数比，令变压器匝数比与第一直流电源及第二直流电源电压比成正比。
2.如权利要求1所述的全域型交换式电源供应器，其特征在于，该信号检知单元包含有：一低通滤波器，连接至该整流器的输出端，以将该整流电源进一步滤波成一直流电源；
一比较器，其一输入端连接至低通滤波器，另一输入端则连接一第一参考电压，一经比对后即输出高低电位直流信号；
一电子开关，其控制端连接至该比较器的输出端，又该电子开关串接一电阻；及一分压器，由二电阻串接组成，其中下电阻与串接的电子开关及电阻并联，又该分压器的上电阻及下电阻之间的串联节点连接至对应功率因数校正电路。
3.如权利要求2所述的全域型交换式电源供应器，其特征在于，该功率因数校正电路为一升压电路，其包含有：一储能电感，其一端连接至该整流器的输出端；
一蓄能电容，连接于该储能电感另一端与接地端之间，输出第一直流电源予该串并式直流电源转换电路；
一电子开关，连接于该储能电感与蓄能电容相连接的中间节点与接地之间；及一控制器，其输出端连接至该电子开关的控制端及对应的电压检知电路的输出端，依据电压检知电路调整对电子开关控制端输出一脉宽调变信号，又该控制器至少包含有一误差放大器、一第二参考电压端及一开关驱动单元，其中该误差放大器一输入端连接至该第二参考电压端，而另一输入端则连接至对应电压检知电路的分压器串联接点。
4.如权利要求2所述的全域型交换式电源供应器，其特征在于，该功率因数校正电路为一降压电路，其包含有：一电子开关，其一端与该整流器的输出端连接；
一二极管，其阴极连接至该电子开关与储能电感串联节点，其阳极则连接至接地端；
一蓄能电容，连接于该储能电感另一端与接地端之间，输出第一直流电源予该串并式直流电源转换电路；
一控制器，其输出端连接至该电子开关的控制端及对应的电压检知电路的输出端，依据电压检知电路调整对电子开关控制端输出一脉宽调变信号，又该控制器至少包含有一误差放大器、一第二参考电压端及一开关驱动单元，其中该误差放大器一输入端连接至该第二参考电压端，而另一输入端则连接至对应电压检知电路的分压器串联接点。
5.如权利要求3或4所述的全域型交换式电源供应器，其特征在于，该串并式直流电源转换电路，包含有：一变压器，包含有中间抽头的一次侧线圈及一二次侧线圈；
一全桥开关电路，包含有二并联的第一及第二开关组，各主动开关组包含有二相串接的一上臂主动开关及一下臂主动开关，又该第一及第二开关组的串联节点与变压器一次侧线圈二端连接；
一切换开关，连接于该变压器一次侧线圈中间抽头与接地端之间；及
一脉宽调变控制器，连接至第一及第二开关组的二上臂主动开关及二下臂主动开关与切换开关的控制端，又该脉宽调变控制器的一输入端连接至该信号检知单元中分压器的串联接点，依据该功率因数校正电路的输出电压大小，进行一匝数调整程序，即藉由控制全桥开关电路的主动开关及切换开关的启闭状态，调整匹配的该输出电压的变压器匝数比，之后再进行直流转换程序。
6.如权利要求3或4所述的全域型交换式电源供应器，其特征在于，该串并式直流电源转换电路，包含有：一变压器，包含有中间抽头的一次侧线圈及一二次侧线圈；
一全桥开关电路，包含有二并联的第一及第二开关组，各主动开关组包含有二相串接的一上臂主动开关及一下臂主动开关，又该第一及第二开关组的串联节点与变压器一次侧线圈二端连接；
一切换开关，连接于该变压器一次侧线圈中间抽头与接地端之间；及
一脉宽调变控制器，连接至第一及第二开关组的二上臂主动开关及二下臂主动开关与切换开关的控制端，又该脉宽调变控制器的一输入端连接至该信号检知单元中连接至该信号检知单元中低通滤波器，依据该功率因数校正电路的输出电压大小，进行一匝数调整程序，即藉由控制全桥开关电路的主动开关及切换开关的启闭状态，调整匹配的该输出电压的变压器匝数比，之后再进行直流转换程序。
7.如权利要求5所述的全域型交换式电源供应器，其特征在于，该脉宽调变控制器的匝数调整程序包含有：于判断使用高压段交流电源时，控制第二开关组的上臂主动开关呈关闭状态，而下臂主动开关呈导通状态，并同时控制该切换开关为常开断路状态，并输出二组脉宽宽度为
50％的脉宽调变信号予第一开关组的上下臂主动开关控制端，以交替启闭第一开关组的上下臂主动开关；
于判断使用低压段交流电源时，令该第一及第二开关组的上臂主动开关与下臂主动开关分别为二组同步开关组，并控制该切换开关为常闭短路状态，同时输出二组脉宽宽度为
8.如权利要求6所述的全域型交换式电源供应器，其特征在于，该脉宽调变控制器的匝数调整程序包含有：在判断使用高压段交流电源时，控制第二开关组的上臂主动开关呈关闭状态，而下臂主动开关呈导通状态，并同时控制该切换开关为常开断路状态，并输出二组脉宽宽度为
50％的脉宽调变信号予第一开关组的上下臂主动开关控制端，以交替启闭第一开关组的上下臂主动开关；
在判断使用低压段交流电源时，令该第一及第二开关组的上臂主动开关与下臂主动开关分别为二组同步开关组，并控制该切换开关为常闭短路状态，同时输出二组脉宽宽度为
9.如权利要求7所述的全域型交换式电源供应器，其特征在于，该切换开关为一继电器。
10.如权利要求7所述的全域型交换式电源供应器，其特征在于，各主动开关可为MOSFET或IGBT。
11.如权利要求8所述的全域型交换式电源供应器，其特征在于，该切换开关为一继电器。
12.如权利要求8所述的全域型交换式电源供应器，其特征在于，各主动开关可为MOSFET或IGBT。
13.一种串并式直流电源转换电路，其特征在于，包含有：
一变压器，包含有中间抽头的一次侧线圈及一二次侧线圈；
一全桥开关电路，包含有二并联的第一及第二开关组，各主动开关组包含有二相串接的一上臂主动开关及一下臂主动开关，又该第一及第二开关组的串联节点与变压器一次侧线圈二端连接；
一切换开关，连接于该变压器一次侧线圈中间抽头与接地端之间；
一脉宽调变控制器，连接至第一及第二开关组的二上臂主动开关及二下臂主动开关与切换开关的控制端；该脉宽调变控制器依据一前级功率因数校正电路的输出电压大小，进行一匝数调整程序，即藉由控制全桥开关电路的主动开关及切换开关的启闭状态，调整匹配的该输出电压的变压器匝数比，之后再进行直流转换程序。
14.如权利要求13所述的串并式直流电源转换电路，其特征在于，该脉宽调变控制器的匝数调整程序包含有：在判断使用高压段交流电源时，控制第二开关组的上臂主动开关呈关闭状态，而下臂主动开关呈导通状态，并同时控制该切换开关为常开断路状态，并输出二组脉宽宽度为
50％的脉宽调变信号予第一开关组的上下臂主动开关控制端，以交替启闭第一开关组的上下臂主动开关；
在判断使用低压段交流电源时，令该第一及第二开关组的上臂主动开关与下臂主动开关分别为二组同步开关组，并控制该切换开关为常闭短路状态，同时输出二组脉宽宽度为
全域型交换式电源供应器及其串并式直流电源转换电路
技术领域
[0001] 本发明关于一种直流对直流电源转换电路，尤指一种串并式直流电源转换电路。
背景技术
[0002] 交换式电源供应器依据所使用交流电源而有不同种类，目前概可分为90V～130V低压段交流电源及185V～265V高压段交流电源。目前台湾使用220V或110V交流电源，因此交换式电源供应器产品即概包含有单交流电源用的交换式电源供应器，或全域型交换式电源供应器；其中又以全域型交换式电源供应器较为普及。
[0003] 请参阅图8所示，为一既有全域型交流电源供应器的电路图，包含有一全波整流器50、一升压型功率因数校正电路51及一直流电源转换电路52。其中该全波整流器50将交流电源整流(AC IN)成直流弦波，再由呈升压电路架构的功率因数校正电路51的功率因数校正控制器511通过第一主动开关(S1)调整其电压及电流相位，以输出较佳功率因数的直流电源，并将直流弦波的电压提升至约400伏特高压直流电源(VBULK)。之后，再将此一高压直流电源(VBULK)输入至该直流电源转换电路52，由该直流电源转换电路52的脉宽调变控制器521依据其直流电压输出端(Vo)的电压变化，通过第二主动开关(S2)调变其变压器522一次侧的电流大小，维持稳定的直流电压输出(Vo)。
[0004] 由以上交换式电源供应器的电路架构可知，该全波整流器50会将220V或110V的交流源整流成电压大小不同的直流弦波，但一经输入至该升压型功率因数校正电路51后，均会升压至400V高压直流电源(VBULK)，令后级的直流电源转换电路能够将400V高压直流电源降压并稳压至12V或5V后输出至负载；若采用降压型功率因数校正电路，则均会降压至80V，配合使不同匝数比变压器的直流电源转换电路，即能够将80V中高压直流电源降压并稳压至12V或5V后输出至负载。
[0005] 以整体电源转换效率来看，当220V的交流电源输入至上述交换式电源供应器，该升压型功率因数校正电路51的功率因数校正控制器511会输出脉宽调变信号至第一主动开关(S1)，令蓄能电容(C1)输出一400V直流电源予后级的直流电源转换电路52，此时计算整体的电源转换效率约为96％；然而当110V的交流电源输入时，该功率因数校正电路51的功率因数校正控制器511会调高该脉宽调变信号的脉宽，使蓄能电容(C1)同样输出400V直流电源，然而由于第一主动开关(S1)的导通时间变长，该第一主动开关(S1)的导通阻抗即消耗更多的电能，而降低整体转换效率至94％。
[0006] 以降压型功率因数校正电路的功率因数校正控制器来说，当220V的交流电源输入至上述交换式电源供应器，该降压型功率因数校正电路必须控制第一主动开关(S1)将电压调降至80V，而降低整体转换效率至94％，由此可知，既有全域型交换式电源供应器虽可使用220V或110V的交流电源，但采用升压型功率因数校正电路而插接至110V交流电源时，或采用降压型功率因数校正电路而插接至220V交流电源时，整体电路转换效率不佳，故必须寻求更佳的电路设计。
发明内容
[0007] 本发明的目的在于，解决现有全域型(Full Range)交换式电源供应器电源转换效率的技术问题。
[0008] 欲达上述目的，本发明提供一种全域型交换式电源供应器，包含有：
[0009] 一整流器，连接至一交流电源，以将交流电源转换为直流弦波电源；
[0010] 一信号检知单元，检知目前输入交流电源电压大小，并输出一检知信号；
[0011] 一功率因数校正电路，其输入端连接至该整流器输出端及信号检知单元的输出端，并依据目前输入交流电源电压大小，调整其输出第一直流电源的电压大小；及[0012] 一串并式直流电源转换电路，其输入端连接至该功率因数校正电路的输出端及信号检知单元，以接收第一直流电源，并将其转换为第二直流电源后输出；其中该串并式直流电源转换电路依据第一直流电源及第二直流电源电压比调整其变压器一次侧线圈及二次侧线圈的匝数比，令变压器匝数比与第一直流电源及第二直流电源电压比成正比。
[0013] 欲达上述目的，本发明还提供一种串并式直流电源转换电路，包含有：
[0014] 一变压器，包含有中间抽头的一次侧线圈及一二次侧线圈；
[0015] 一全桥开关电路，供连接至功率因数校正电路的输出端，并包含有二并联的第一及第二开关组，各主动开关组包含有二串接的一上臂主动开关及一下臂主动开关，又该第一及第二开关组的串联节点与变压器一次侧线圈二端连接；
[0016] 一切换开关，连接于变压器一次侧线圈中间抽头与接地端之间；及[0017] 一脉宽调变控制器，连接至第一及第二开关组的二上臂主动开关及二下臂主动开关与切换开关的控制端；该脉宽调变控制器依据一前级功率因数校正电路的输出电压大小，进行一匝数调整程序，即藉由控制全桥开关电路的主动开关及切换开关的启闭状态，调整匹配的该输出电压的变压器匝数比，之后再进行直流转换程序。
[0018] 上述本发明串并式直流电源转换电路连接至前级功率因数校正电路的输出端，又该脉宽调变控制器可依据交流电源电压大小或该前级功率因数校正电路的输出电压大小，控制全桥开关电路的主动开关及切换开关的启闭状态，调整匹配的该输出电压的匝数比后，再选择适当的主动开关进行直流电源转换程序；意即，以升压型功率因数校正电路来说，当使用220V高压段交流电源电压而输出约400V高压直流电源至全桥开关电路时，即控制变压器一次侧线圈及二次侧线圈的匝数比与高压直流电源及低压直流电源电压比成正比；反之，当使用110V低压段交流电源电压而输出约200V高压直流电源至全桥开关电路时，则必须调降变压器的匝数比，使得变压器匝数比与高压直流电源及低压直流电源电压比成正比；如此一来，本发明直流对直流电源转换电路不论配合使用何种交流电源，均能输出稳定且固定低压直流电源电压。
[0019] 本发明的有益效果在于，提供一种新的全域型交换式电源供应器及其串并式直流电源转换电路，其中该串并式直流电源转换电路可依据前级功率因数校正电路输出不同电压的直流电源，改变其变压器匝数比，提高使用本发明的全域型交换式电源供应器的电源转换效率。因此，本发明直流对直流电源转换电路能相容于输出不同电压直流电源的前级功率因数校正电路使用，令全域型交换式电源供应器具有更佳的电源转换效率。
附图说明
[0020] 图1为本发明全域型交换式电源供应器的电路方块图。
[0021] 图2为本发明第一较佳实施例使用的信号检知单元的详细电路图。
[0022] 图3为本发明全域型交换式电源供应器的第一较佳实施例的详细电路图。
[0023] 图4A为图3用于高压段交流电源的电路动作图。
[0024] 图4B为图3用于低压段交流电源的电路动作图。
[0025] 图5为本发明全域型交换式电源供应器的第二较佳实施例的详细电路图。
[0026] 图6为本发明第二较佳实施例使用的信号检知单元的详细电路图。
[0027] 图7A为图5用于高压段交流电源的电路动作图。
[0028] 图7B为图5用于低压段交流电源的电路动作图。
[0029] 图8为既有全域型交换式电源供应器的详细电路图。
[0030] 附图标记说明：
[0031] 10-直流电源转换电路；11，11’-变压器；111，111’-一次侧线圈；111a，111a’-线圈；111b，11b’-线圈；112，112’-二次侧线圈；12-全桥开关电路；121-第一开关组；20，20a-功率因数校正电路；30-整流器；40-信号检知单元；41-比较器；50-全波整流器；
51-功率因数校正电路；511-功率因数校正控制器；52-直流电源转换电路；521-脉宽调变控制器；522-变压器。
具体实施方式
[0032] 首先请参阅图1及图3所示，为一种本发明全域型交换式电源供应器，其包含有：
[0033] 一整流器30，可共同连接至一交流电源，以将交流电源转换为直流弦波电源；
[0034] 一信号检知单元40，检知目前输入交流电源电压大小，并输出一检知信号；
[0035] 一功率因数校正电路20，其输入端连接至该整流器30输出端及信号检知单元40的输出端，依据目前输入交流电源电压大小，调整其输出第一直流电源(VBULK)的电压大小；于本实施例中，采用升压型功率因数校正电路；及
[0036] 一串并式直流电源转换电路10，其输入端连接至该功率因数校正电路20的输出端及信号检知单元40，以接收第一直流电源(VBULK)，并将其转换为第二直流电源(Vout)后输出；其中该串并式直流电源转换电路10依据第一直流电源(VBULK)及第二直流电源(Vout)电压比调整其变压器11一次侧线圈111及二次侧线圈112的匝数比，令变压器11匝数比与第一直流电源(VBULK)及第二直流电源(Vout)电压比成正比。
[0037] 请配合参阅图2所示，为上述信号检知单元40的一较佳实施例的详细电路图，其包含有：
[0038] 一低通滤波器(R1，R2，C2)，连接至该整流器10的输出端，以将直流弦波进一步滤波成一直流准位；
[0039] 一比较器41，其一输入端连接至低通滤波器(R1，R2，C2)，另一输入端则连接一第一参考电压(Vref1)，一经比对后即输出高低电位直流信号；
[0040] 一电子开关(Q)，其控制端连接至该比较器41的输出端，又该电子开关(Q)串接一电阻(R13)；及
[0041] 一分压器，由二电阻(R11，R12)串接组成，其中下电阻(R12)与串接的电子开关(Q)及电阻(R13)并联，又该分压器的串联节点连接至对应功率因数校正电路20。
[0042] 再请配合参阅图3所示，为采用升压型功率因数校正电路20的交换式电源供应器的详细电路图，其包含有：
[0043] 一储能电感(L)，其一端连接至该全波整流器20的输出端；
[0044] 一蓄能电容(Cbulk)，连接于该储能电感(L)另一端与接地端之间，输出第一直流电源(VBULK)予该串并式直流电源转换电路10；
[0045] 一电子开关(Q5)，连接于该储能电感(L)与蓄能电容(Cbulk)节点与接地之间；及[0046] 一控制器(M1)，其输出端连接至该电子开关(Q5)的控制端及对应的信号检知单元40的输出端，依据信号检知单元40调整对电子开关(Q5)控制端输出一脉宽调变信号，该控制器(M1)至少包含有一误差放大器(M11)、一第二参考电压端(Vref2)及一开关驱动单元(M12)，其中该误差放大器(M11)一输入端连接至该参考电压端(Vref2)，而另一输入端则连接至对应信号检知单元40的分压器(R11，R12)串联接点。
[0047] 以下谨进一步说明上述升压型功率因数校正电路20的电路动作：
[0048] 当目前连接220V高压段交流电源，则该信号检知单元40的比较器41会输出一高电位以驱动该电子开关(Q)导通，令电阻(R13)与分压器的下电阻(R12)并联，因此上述控制器(M1)内的误差放大器(M11)与分压器(R11，R12)连接的电压准位即会下降，进而改变该开关驱动单元(M12)所输出予电子开关(Q)的脉宽调变信号，令各蓄能电容(Cbulk)上输出约400V第一直流电源(VBULK)。
[0049] 当目前连接110V低压段交流电源时，则该信号检知单元40的比较器41会输出一低电位，而使得电子开关(Q)不再导通，因此电阻(R13)不再与分压器(R11，R12)的下电阻(R12)并联；此时，上述控制器(M1)内的误差放大器(M11)与分压器(R11，R12)连接的电压准位即会上升，进而改变该开关驱动单元(M12)所输出予电子动开关(Q)的脉宽调变信号，而于各蓄能电容(Cbulk)上输出约200V第一直流电源(VBULK)。
[0050] 因此，本发明交换式电源供应器的功率因数校正电路20确实依据使用的交流电源电压不同，而输出不同电压大小的第一直流电源(VBULK)予后级的串并式直流电源转换电路10。
[0051] 至于本发明的串并式直流电源转换电路10进一步包含有：
[0052] 一变压器11，包含有中间抽头的一次侧线圈111及一二次侧线圈112，该一次侧线圈111包含有二线圈111a，111b；其中该二次侧线圈112通过一整流滤波电路(D1～D4，Cout)输出第二直流电源(Vout)；
[0053] 一全桥开关电路12，包含有二并联的第一及第二开关组121，122，各第一及第二主动开关组121，122包含有二相串接的一上臂主动开关(Q1)(Q3)及一下臂主动开关(Q2)(Q4)，又该第一及第二开关组121，122的串联节点与变压器11一次侧线圈111二端连接；其中各主动开关(Q1～Q4)可为MOSFET或IGBT，于本实施例中采用MOSFET，各MOSFET的栅极为其控制端；
[0054] 一切换开关(SW)，连接于该变压器11一次侧线圈111中间抽头与接地端之间；于本实施例中该切换开关(SW)为一继电器；及
[0055] 一脉宽调变控制器13，连接至第一及第二开关组121，122的二上臂主动开关(Q1)(Q3)及二下臂主动开关(Q2)(Q4)与切换开关(SW)的控制端，又该脉宽调变控制器13的一输入端连接至该信号检知单元40中分压器(R11，R12)的串联接点，或连接至该信号检知单元40中低通滤波器(R1，R2，C2)；其中该脉宽调变控制器13依据该信号检知单元40输出的检知信号判断前级功率因数校正电路20的输出电压大小，并进行一匝数调整程序，即藉由控制全桥开关电路12的主动开关(Q1～Q4)及切换开关(SW)的启闭状态，调整匹配的该第一直流电源(Vout)电压的变压器11一次侧线圈111及二次侧线圈112匝数比，之后再进行直流转换程序，即选择适当的主动开关(Q1～Q4)输出脉宽调变信号，将输入的第一直流电源(VBULK)藉由适当匝数比的变压器11转换出稳定且固定电压的第二直流电源(Vout)。
[0056] 以下谨进一步说明上述脉宽调变控制器13依据前级功率因数校正电路20的输出电压大小，调整直流对直流电源转换电路13的变压器11一次侧线圈111及二次侧线圈112匝数比的等效电路图。
[0057] 首先请配合参阅图4A所示，令前级功率因数校正电路20为一升压电路，且于使用高压段交流电源时会于输出电容(Cbulk)输出一第一高压直流电源(VBULK)。以使用220V交流电源来说，该升压型功率因数校正电路20输出约400V的第一高压直流电源(VBULK)，因此本发明的脉宽调变控制器13必须控制变压器11一次侧线圈111维持最大匝数(Na)，即控制第二开关组122的上臂主动开关(Q3)呈关闭状态，而下臂主动开关(Q4)呈导通状态，并同时控制该切换开关(SW)为常开断路状态，令变压器11一次侧线圈111构成单一线圈，且其两端分别连接至第一开关组121串联节点及接地端之间，令其一次侧线圈111及二次侧线圈112匝数比(Na∶Nb)匹配前级升压型功率因数校正电路20输出约400V的第一高压直流电源(VBULK)。此时，该脉宽调变控制器13再输出二组脉宽宽度为50％的脉宽调变信号(PWM1，PWM2)予第一开关组121的上下臂主动开关控制端(G1)(G2)，以交替启闭第一开关组121的上下臂主动开关(Q1)(Q2)，由于一次侧线圈111二端进一步串接有电感电容(Cr1，Lr1)(Cr2，Lr2)，因此于第一开关组121的上臂或下臂主动开关(Q1)(Q2)导通时，一次侧线圈111可与二组串接的电感电容(Cr1，Lr1)(Cr2，Lr2)构成一共振槽电路(Resonance Tank)，令变压器11二次侧线圈112输出稳定且固定的第二直流电源(Vout)。
[0058] 请配合参阅图4B所示，当上述升压型功率因数校正电路(20)使用低压段(如110V)交流电源，其输出电容(Cbulk)则输出约200V的第一中压直流电源(VBULK)，此时本发明的脉宽调变控制器13控制该切换开关(SW)为常闭短路状态，再输出二组反相的50％脉宽调变信号予二上臂主动开关(Q1)(Q3)，以及二下臂主动(Q2)(Q4)开关，意即二上臂主动开关(Q1)(Q3)为一组同步开关组，而二下臂主动开关(Q2)(Q4)为另一同步开关组。如此，该变压器一次侧线圈111的中间接头会接地而独立成二个通过二上臂主动开关(Q1)(Q3)或二下臂主动开关(Q2)(Q4)呈并联的线圈(111a)(111b)，以降低变压器11的一次侧线圈
111与二次侧线圈112的匝数比(Na/2∶Nb)，由于一次侧线圈111二端进一步串接有电感电容(Cr1，Lr1)(Cr2，Lr2)，因此当二上臂主动开关(Q1)(Q3)同时导通时二并联线圈111a，
111b会与电感电容(Cr1，Lr1)(Cr2，Lr2)构成共振槽电路，同理当二下臂主动开关(Q2)(Q4)同时导通时二并联线圈111a，111b会与电感电容(Cr1，Lr1)(Cr2，Lr2)构成共振槽电路，令变压器11匝数比与第一中压直流电源(VBULK)及第二直流电源电压(Vout)比成正比。
[0059] 由上述说明可知，该脉宽调变控制器13应用于升压功率因数校正电路20时，其调整匝数程序的控制逻辑如下表所示：
[0060]
[0061] 请参阅图5及图6所示，本发明电源供应器采用降压型功率因数校正电路20a的另一较佳实施例，其中该降压型功率因数校正电路20a包含有：
[0062] 一电子开关(Q5)，其一端与该整流器30的输出端连接；
[0063] 一储能电感(L)，其一端连接至该电子开关(Q5)的另一端；
[0064] 一二极管(D)，其阴极连接至该电子开关(Q5)与储能电感(L)串联节点，其阳极则连接至接地端；
[0065] 一蓄能电容(Cbulk)，连接于该储能电感(L1)另一端与接地端之间，输出第一直流电源(VBULK)予该串并式直流电源转换电路10；
[0066] 一控制器(M1’)，其输出端连接至该电子开关(Q5)的控制端及对应的信号检知单元40的输出端，依据信号检知单元40调整对电子开关(Q5)控制端输出一脉宽调变信号，又该控制器(M1’)至少包含有一误差放大器(M11)、一第二参考电压端(Vref2)及一开关驱动单元(M12)，其中该误差放大器(M11)一输入端连接至该参考电压端(Vref2)，而另一输入端则连接至对应信号检知单元40的分压器串联接点。
[0067] 以下谨进一步说明上述降压型功率因数校正电路的电路动作：
[0068] 当目前连接220V高压段交流电源，则该信号检知单元40的比较器41会输出一高电位以驱动该电子开关(Q)导通，令电阻(R13)与分压器的下电阻(R12)并联，因此上述控制器(M1’)内的误差放大器(M11)与分压器(R11，R12)连接的电压准位即会下降，进而改变该开关驱动单元(M12)所输出予电子开关(Q)的脉宽调变信号，令各蓄能电容(Cbulk)上输出约160V第二高压直流电源(VBULK)。
[0069] 当目前连接110V低压段交流电源时，则该信号检知单元40的比较器41会输出一低电位，而使得电子开关(Q)不再导通，因此电阻(R13)不再与分压器(R11，R12)的下电阻(R12)并联；此时，上述控制器(M1’)内的误差放大器(M11)与分压器(R11，R12)连接的电压准位即会上升，进而改变该开关驱动单元(M12)所输出予电子动开关(Q)的脉宽调变信号，而于各蓄能电容(Cbulk)上输出约80V第二中压直流电源(VBULK)。
[0070] 因此，本发明交换式电源供应器的降压型功率因数校正电路20a确实依据使用的交流电源电压不同，而输出不同电压大小的第一直流电源予后级的串并式直流电源转换电路。
[0071] 请配合参阅图7A所示，进一步说明采用降压型前级功率因数校正电路的串并式直流对直流电源电路10的电路动作：
[0072] 当该降压型功率因数校正电路20a使用220V交流电源时，会输出一约160V第二高压直流电源(VBULK)，因此本发明的脉宽调变控制器13必须控制变压器11’一次侧线圈111’维持最大匝数(Nc)，即控制第二开关组122的上臂主动开关(Q3)呈关闭状态，而下臂主动开关(Q4)呈导通状态，并同时控制该切换开关(SW)为常开断路状态，令变压器11’一次侧线圈111’构成单一线圈，且其两端分别连接至第一开关组121’串联节点及接地端之间，令其匝数比(Nc∶Nd)匹配前级降压型功率因数校正电路20输出约160V的第二高压直流电源(VBULK)。此时，该脉宽调变控制器13再输出二组脉宽宽度为50％的脉宽调变信号予第一开关组121’的上下臂主动开关控制端(G1)(G2)，以交替启闭第一开关组121的上下臂主动开关(Q1)(Q2)，由于一次侧线圈111’二端进一步串接有电感电容(Cr1，Lr1)(Cr2，Lr2)，因此于第一开关组121的上臂或下臂主动开关(Q1)(Q2)导通时，一次侧线圈111可与二组串接的电感电容(Cr1，Lr1)(Cr2，Lr2)构成一共振槽电路(Resonance Tank)，令变压器11’二次侧线圈121’输出稳定且固定的第二直流电源(Vout)。
[0073] 请配合参阅图7B所示，当上述降压型功率因数校正电路使用110V低压段交流电源，其输出电容(CBULK)则输出约80V的第二中压直流电源(VBULK)，此时本发明的脉宽调变控制器13控制该切换开关(SW)为常闭短路状态，再输出二组反相的50％脉宽调变信号予二上臂主动开关(Q1)(Q3)，以及二下臂主动开关(Q2)(Q4)，意即二上臂主动开关(Q1)(Q3)为一组同步开关组，而二下臂主动开关(Q2)(Q4)为另一同步开关组。如此，该变压器11’一次侧线圈111’的中间接头会接地而独立成二个通过二上臂主动开关(Q1)(Q3)或二下臂主动开关(Q2)(Q4)呈并联的线圈111a’，111b’，以降低变压器11’的一次侧线圈111’与二次侧线圈112’的匝数比(Nc/2∶Nd)即降低，由于一次侧线圈二端进一步串接有电感电容(Cr1，Lr1)(Cr2，Lr2)，因此当二上臂主动开关(Q1)(Q3)同时导通时二并联线圈会与电感电容(Cr1，Lr1)(Cr2，Lr2)构成共振槽电路，同理当二下臂主动开关(Q2)(Q4)同时导通时二并联线圈111a’，111b’会与电感电容(Cr1，Lr1)(Cr2，Lr2)构成共振槽电路，令变压器11’一次侧线圈111’与二次侧线圈112’匝数比与第二中压直流电源(VBULK)及第二直流电源(Vout)电压比成正比。
[0074] 由上述说明可知，该脉宽调变控制器13应用于降压功率因数校正电路20a时，其调整匝数程序的控制逻辑如下表所示：
[0075]
[0076] 由上述所举的二个实施例可知，本发明能依据前级功率因数校正电路输出直流电源大小，调整匹配该直流电源与低压直流电源比例的变压器匝数比，使得本发明应用于全域型交换式电源供应器，可配合不同高压段或低压段交流电源的使用，主动调整合适的变压器匝数比，有效提高交换式电源供应器的整体电源转换效率。
[0077] 以上对本发明的描述是说明性的，而非限制性的，本专业技术人员理解，在权利要求限定的精神与范围之内可对其进行许多修改、变化或等效，但是它们都将落入本发明的保护范围内。
