一种基于DSP控制器的死区补偿方法

摘要

本发明提供了一种基于DSP控制器的死区补偿方法，其包括：首先对DSP芯片进行配置，使得周期中断中计算的比较值在定时器回零后起作用，而在下溢中断计算的比较值在定时器达到周期值后起作用；然后判断相电流的方向，并计算理想驱动波形的开通点t1和关断点t2；最后根据相电流的方向对比较寄存器进行移位处理。本发明用当前主流电机控制芯片DSP2812实现全数字化实现，比当前死区补偿方法效果更加明显。

权利要求

1.一种基于DSP控制器的死区补偿方法，其特征在于包括：首先对DSP芯片进行配置，使得周期中断中计算的比较值在定时器回零后起作用，而在下溢中断计算的比较值在定时器达到周期值后起作用；然后判断相电流的方向，并计算理想驱动波形的开通点 和关断点 ；最后根据相电流的方向对比较寄存器进行移位处理；

对DSP芯片进行配置的方法包括：根据SVPWM七段式波形设置当前发波计数模式为连续增/减计数，比较寄存器的重载条件为当前计数器的值为0或等于周期积存器的值时重载，且当前发波定时器周期中断和下溢中断都有效；

判断相电流的方向的方法包括：根据空间电压矢量和空间电流矢量在相位上相差的功率因数角，得到空间电流矢量的空间角度，然后由坐标变换的关系得到当前电压空间矢量下每相相电流的方向；

对比较寄存器进行移位处理的方法包括：

当相电流 时，

在周期中断中有： ，

在下溢中断中有： ；

当相电流 时，

在周期中断中有： ，

在下溢中断中有： ；

其中CMPR为比较寄存器，Td为死区时间，Ton为开通延时，Toff为关断延时。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述DSP芯片采用TMS320F2812。

说明书

一种基于DSP控制器的死区补偿方法

技术领域

[0001] 本发明涉及功率器件领域。

背景技术

[0002] 功率器件的动作有一定的开通和关断时间，为避免上下两个桥臂发生直通，采用时间延迟技术，称为控制死区时间。开关频率越高，死区时间所导致的PWM(脉冲宽度调制)逆变器的死区效应越显著：即输出基波幅值减小，谐波含量增大，输出电流畸变越严重，且逆变器开关频率越高，死区效应越显著：即输出基波幅值减小，谐波电压幅值增大，输出电流畸变，输出转矩脉动，在带电机的应用场合易引起电机振荡。针对这个问题提出了很多不同的补偿方法，一种是运用空间矢量的控制方法对误差矢量电压进行补偿，它将误差电压看成另一个电压矢量，并将它与给定电压矢量进行合成，用以补偿死区产生的影响，但控制比较复杂；另一种是结合死区产生的机理，对开关管的开通和关断时刻点进行补偿。目前，DSP控制器已被广泛应用于逆变器控制中，它自带的可编程的死区控制可以方便地在PWM信号中插入死区，本文结合当前主流电机控制芯片TSM320F2812并依据死区发生机理提出了一种更加行之有效的死区补偿策略，并通过异步电机调速系统验证了该方法的有效性。

发明内容

[0003] 本发明所要解决的技术问题是：提供一种一种基于DSP控制器的死区补偿方法，其根据死区效应的原理对起作用的开关管的开通和关断时刻点等同于理想开通和关断时刻点。这种方法更加方便快捷。

[0004] 本发明所采用的技术方案是：一种基于DSP控制器的死区补偿方法包括：首先对DSP芯片进行配置，使得周期中断中计算的比较值在定时器回零后起作用，而在下溢中断计算的比较值在定时器达到周期值后起作用；然后判断相电流的方向，并计算理想驱动波形的开通点t1和关断点t2；最后根据相电流的方向对比较寄存器进行移位处理。

[0005] 本发明的优点：用当前主流电机控制芯片DSP2812实现全数字化实现，比当前死区补偿方法效果更加明显。

附图说明

[0006] 图1是三相桥式逆变电路。

[0007] 图2是加入死区后的逆变波形。

[0008] 图3是死区补偿后实际开通和关断点驱动波形(电流大于0)。

[0009] 图4是死区补偿流程图。

[0010] 图5是常规方法与新方法的对比。

具体实施方式

[0011] 本发明是结合死区产生的机理，对开关管的开通和关断时刻点进行补偿。

[0012] 死区产生机理：如图1所示，在桥式逆变系统中，理想状态下同一桥臂上的两个开关管工作在互补状态，考虑器件本身的开通和关断延时，一般关断延时toff大于开通延时ton，为了防止上下两个桥臂直通，需在PWM驱动信号间加入足够的死区时间。在DSP系统中，当计数器与比较寄存器匹配时，电平发生翻转，若不考虑死区和器件的开通和关断延时，其理想波形如图2a所示，倘若考虑两者因素，则上个两个IGBT(绝缘栅双极型晶体管)的驱动信号中插入死区波形后上下两桥臂的驱动波形如下图2b所示，图中高电平表示开通，由于开通和关断延时，加入死区时间后，功率器件的开通和关断时刻点与理想状态明显不同。

[0013] 由图2可得，比较器寄存器的大小决定了有效驱动波形的宽度，但当比较值非常小或非常大，由于死区的引入，可能使输出有效电平丢失。

[0014] 以三相桥式逆变电路a相为例，如图1所示，T1～T6为IGBT，D1～D6为续流二极管。设流向电机绕组的电流为正方向，流向逆变器的电流方向为负方向。当ia＞0时，有两种工作状态，一种是正常工作状态，上管T1开通，下管T4关断，电流流过T1流向电机；而在T1关断时，此时电流通过下管反并联的续流二极管D2完成续流，保持电流流向电机。
当ia＜0时，同样也有两种工作状态：正常的T1关断，T4开通，电流流过T4形成通道，而在T4关断时，由上管反并联续流二极管D1续流，保持电流形成通路。

[0015] 所以根据死区效应分析，当ia＞0时，只有上桥臂管T1起作用，而当ia＜0时，只有下桥臂管T4起作用。本文补偿的目标是如何使起作用的开关管的开通和关断时刻点等同于理想开通和关断时刻点。这样必须在三角载波的上升阶段和下降阶段必须分开配置开通时刻和关断时刻点。在DSP2812的硬件配置系统中，根据SVPWM七段式波形设置当前发波计数模式为连续增/减计数，比较寄存器的重载条件为当前计数器的值为0或等于周期积存器的值时重载，且当前发波定时器周期中断和下溢中断都有效。这样在周期中断中计算的比较值会在定时器回0后起作用，而在下溢中断计算的比较值会在定时器达到周期值后起作用。

[0016] 下面分两种情况讨论补偿后驱动波形的改变(以a相为例)：

[0017] 当电流ia＞0时，T4脉冲可以忽略，只要保证经过补偿后的T1实际开通和关断点与理想驱动波形的开通和关断点一致即可。在图2中，T1管开通时刻点比理想驱动波形的开通点t1延后了td+ton时间，由于其起作用于上一个载波周期的周期中断，可以将比较寄存器CMPR前移，即：

[0018] 在周期中断中有：CMPR＝t1-Td-Ton

[0019] 同理在下溢中断中有：CMPR＝t2+Toff

[0020] 则考虑死区和器件开通和关断延时驱动波形如图3所示。

[0021] 当ia＜0时，T1始终不导通，因此T1脉冲可以忽略，只要保证经过补偿后的T4脉冲宽度与T4理想脉冲宽度一致即可，即有：

[0022] 在周期中断中有：CMPR＝t1-Toff

[0023] 同理在下溢中断中有：CMPR＝t2+Ton+Td

[0024] 则通过周期中断和下溢中断分别配置开通和关断点，使对起作用的开关管的开通和关断时刻点等同于理想开通和关断时刻点。

[0025] 由上面论述可知，这种死区补偿方法依赖于电流方向，在SVPWM控制的电机驱动系统中，由空间电压矢量和空间电流矢量在相位上相差一个功率因数角，则很容易得到空间电流矢量的空间角度，由坐标变换的关系可以得到当前电压空间矢量下每相相电流的方向，这种方法可以有效消除电流实时检测零漂的影响。其实现流程如下图4所示，试验中，比较点须做限幅处理。

[0026] 当前常规的补偿方法为在一个有效脉冲内补偿由于死区时间和器件延时的影响，如图2所示，即在一个PWM周期内损失了T＝Td+Ton-Toff，即通过判断电流极性使有效开关管的比较点前移或是滞后 但这种方法使PWM波滞后理想波形。

[0027] 实施例：

[0028] 本实施例IGBT模块采用FS150R12KT3，电机为22KW，给定死区Td＝3μs，25℃时典型开通和关断延时为Ton＝0.26μs，Toff＝0.42μs，载波频率fc＝2k，试验在30Hz比较了常规死区补偿后空载电流波形和谐波分析下图5所示，有图可知，采用本试验方法其电压畸变率THD＝2.4％，其效果显而易见。