全速率全分集空时编译码方法

摘要

本发明公开了一种全速率全分集空时编译码方法。在该方法中，接收端根据信道信息确定发射端的预编码参数，量化该参数得到其量化值，并将量化值在量化码本中的序号反馈给发射端；发射端根据接收到的反馈信息对全速率全分集空时编码进行预编码。接收端译码时，分别译码出调制信号的实部分量和虚部分量。与传统的全速率全分集空时编译码方案相比，本发明在保持相同可靠性的同时具有较低的译码复杂度。

权利要求

1.一种全速率全分集空时编译码方法，其特征在于，包括如下步骤：A，接收端根据信道矩阵H确定预编码参数，量化该参数得到量化值，并将该量化值在量化码本中的序号反馈给发射端；

B，发射端首先对调制信号进行全速率全分集空时编码，得到编码矩阵x，并根据反馈的序号信息得到预编码矩阵F，然后利用预编码矩阵F对x进行预编码；

θ

C，接收端根据信道矩阵H以及预编码矩阵F，计算出等效实值信道矩阵H ，其中θ为预编码参数；

θ

D，接收端处理接收信号，分别得到所述调制信号的实部分量对应的接收信号Y 1和虚θ部分量对应的接收信号Y 2；

θ θ

E，接收端根据所述等效实值信道矩阵H 的前四列和Y 1，译码出所述调制信号的实部分量；

θ θ

F，接收端根据所述等效实值信道矩阵H 的后四列和Y 2，译码出所述调制信号的虚部分量；

G，根据步骤E和步骤F的译码结果得到发送信号向量的估计值。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，其中，步骤A具体包括：A1，接收端根据所述信道矩阵H计算预编码参数θ的正切值，并通过其反正切函数求得θ；

A2，接收端量化θ，得到量化值及其在量化码本中的序号i；

A3，接收端将i反馈给发射端。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，其中，步骤B具体包括：B1，发射端对调制信号进行全速率全分集空时编码，得到编码矩阵x； B2，发射端根据接收到的反馈信息i，通过量化码本得到角度θ′，从而得到预编码矩阵F，表示为B3，利用F对x进行预编码。

4.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，其中，步骤C具体包括：C1，接收端根据信道矩阵H和预编码矩阵F计算得到 ，表示为C2，根据 得到等效信道矩阵 ，表示为：θ

其中，h ij表示 的第i行第j列的元素，i＝1，2， …，N，j＝1，2，N表示接收天线

2 2 2 2 2 2 2 2

的个数；a、b、c和d是复数，且满足|a|+|b| ＝|c|+|d| ＝|a|+|c| ＝|b|+|d| ＝1，*(·) 表示复数共轭；

θ

C3，根据 得到等效实值信道矩阵H ，表示为 其中， 和 分别表示复数的实部分量和虚部分量。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，其中，步骤D具体为：θ

接收端首先根据接收信号矩阵Yθ得到向量 y ij表示Yθ的第i行第j列的元素，i＝1，2，…，N，j＝1，2；然后，由 得到 令 Yθ1是调制信号的实部分量对应的接收信号，Yθ2是调制信号的虚部分量对应的接收信号。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，其中，步骤E具体包括：E1，接收端采用最大似然结合干扰取消HMLIC的方法译码所述调制信号的实部分量：首先遍历 所有可能的取值，即令 i＝1，2，…，M，gi是M正交振幅调制QAM星座点，若i≠k，则gi≠gk；

E2，然后在步骤E1的基础上，执行HMLIC译码方法的干扰消除部分，消除 对 的干扰，分别估计出 和 的值，得到向量 此步骤共得到M组向量，其中，s1、s2、s3、s4是调制信号；

E3，从步骤E2得到的M组向量中选出满足下式的一组θ

其中， 是译码得到的调制信号的实部分量； 表示H 的第i列，i＝1，2，3，4。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，其中，步骤F具体包括：F1，根据HMLIC译码方法，遍历 所有可能的取值，即令 F2，在 步骤F1的 基础上，执行HMLIC 译码方 法的 干扰消 除部 分，即 消除 对 的干扰，分别估计出 和 的值，得到向量 i＝1，2，…，M，此步骤共得到M组向量；

F3，从步骤F2得到的M组向量中选出满足下式的一组θ

其中， 就是译码得到的调制信号的虚部分量； 表示H 的第i列，i＝5，6，7，8。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，其中，步骤G按下式得到发送信号向量的估计值

9.根据权利要求2～8任一项所述的方法，其特征在于，其中，在步骤A2中，采用均匀量化的方法量化预编码参数θ。

说明书

全速率全分集空时编译码方法

技术领域

[0001] 本发明属于通信技术领域，尤其涉及一种低复杂度的全速率全分集空时编译码方法。

背景技术

[0002] 空时编码技术能够显著提高通信系统的可靠性和有效性。传统的空时编码包括正交空时分组码(Orthogonal Space-Time Block Code，OSTBC)和贝尔实验室垂直分层空时码(Vertical Bell Labs LayeredSpace-Time，VBLAST)两种。VBLAST能达到全速率，然而不能实现全分集；OSTBC虽能实现全分集，却不能达到全速率。针对此问题，近年来相继提出了结合两者优点同时避免其缺点的编码方式，Golden空时码就是其中的一种，然而，其译码复杂度与调制阶数的四次方成正比。为了降低译码复杂度，有学者提出了一种称为全速率全分集空时码(Full Rate Full Diversity Space Time Code，FR-FD STC)的新编码(以下简称为全速率全分集空时编码，或者FR-FD STC编码)，其译码复杂度与调制阶数的平方成正比，明显低于Golden空时码，但是其译码复杂度仍然较高。

[0003] 下面介绍FR-FD STC的编码及译码方法。

[0004] s ＝ [s1，s2，s3，s4]T 表 示 调 制 信 号 向 量，si(i ＝ 1，2，3，4) 是MQAM(QuadratureAmplitude Modulation，正交振幅调制)星座图上的点，M为调制阶数，T(·) 表示转置。对s进行全速率全分集的空时编码，得到编码矩阵X可表示为 [0005]

[0006] 其中，a、b、c和d是复数，它们满足|a|2+|b|2＝|c|2+|d|2＝|a|2+|b|2＝|d|2+|d|2*＝1，(·) 表示复数共轭。

[0007] 若H表示阶数为2×2的信道矩阵，接收信号矩阵Y可表示为

[0008] Y＝HX+W (2)

[0009] 其中，W是噪声矩阵；Y和W的阶数均为2×2。

[0010] 若|a|＝|c|且采用最大似然译码，接收端的判决统计量D(s1，s2，s3，s4)的具体表达形式如下

[0011]

[0012] 其中，

[0013]

[0014]

[0015]

[0016]

[0017] 其中，yki和hki分别表示Y和H的第k行第i列的元素，k＝1，2，i＝1，2。 和 分别表示复数的实部分量和虚部分量。

[0018] 若已知s3和s4的取值，则可分别由f1(s1，s3，s4)和f2(s2，s3，s4)估计出s1和s2的取值。综上，其具体译码步骤为：

[0019] 步骤一，给出集合G，其元素gi为(s3，s4)所有可能的组合，gi＝(s3，s4)i，i＝1，2 2
2，…，M，G的势为M ；

[0020] 步骤二，取G的第i个元素gi，令(s3，s4)＝gi，分别找出使f1(s1，s3，s4)和f2(s2，s3，s4)取得最小值的s1和s2，得到向量 i＝1，2，…，M2。此步骤共得到M2组向量；2

[0021] 步骤三，从步骤二得到的M 组向量中选出使D(s1，s2，s3，s4)最小的一组向量， 即为译码得到的向量

[0022]

[0023] 由上述译码步骤知，译码过程需要遍历(s3，s4)所有可能的取值，其译码复杂度与2
M 成正比。如果调制阶数较高，接收端译码时的计算量将会非常大。

发明内容

[0024] (一)要解决的技术问题

[0025] 为了解决FR-FD STC的译码复杂度过高的问题，本发明提出了一种低复杂度的全速率全分集空时编译码方法。

[0026] (二)技术方案

[0027] 为解决上述技术问题，本发明提供了一种全速率全分集空时编译码方法，包括如下步骤：

[0028] A，接收端根据信道矩阵H确定预编码参数，量化该参数得到量化值，并将该量化值在量化码本中的序号反馈给发射端；

[0029] B，发射端首先对调制信号进行全速率全分集空时编码，得到编码矩阵X，并根据反馈的序号信息得到预编码矩阵F，然后利用预编码矩阵F对X进行预编码；

[0030] C，接收端根据信道矩阵H以及预编码矩阵F，计算出等效实值信道矩阵Hθ； [0031] D，接收端处理接收信号，分别得到所述调制信号的实部分量对应的接收信号Yθ1θ和虚部分量对应的接收信号Y 2；

[0032] E，接收端根据所述等效实值信道矩阵Hθ的前四列和Yθ1，译码出所述调制信号的实部分量；

[0033] F，接收端根据所述等效实值信道矩阵Hθ的后四列和Yθ2，译码出所述调制信号的虚部分量；

[0034] G，根据步骤E和步骤F的译码结果得到发送信号向量的估计值。

[0035] 其中，步骤A具体包括：

[0036] A1，接收端根据所述信道矩阵H计算预编码参数θ的正切值，并通过其反正切函数求得θ；

[0037] A2，接收端量化θ，得到量化值及其在量化码本中的序号i；

[0038] A3，接收端将i反馈给发射端。

[0039] 其中，步骤B具体包括：

[0040] B1，发射端对调制信号进行全速率全分集空时编码，得到编码矩 阵X； [0041] B2，发射端根据接收到的反馈信息i，通过量化码本得到角度θ′，从而得到预编码矩阵F，表示为

[0042] B3，利用F对X进行预编码。

[0043] 其中，步骤C具体包括：

[0044] C1，接收端根据信道矩阵H和预编码矩阵F计算得到 表示为

[0045] C2，根据 得到等效信道矩阵 表示为：

[0046]

[0047] 其中，hθij表示 的第i行第j列的元素，i＝1，2，…，N，j＝1，2，N表示接收2 2 2 2 2 2 2 2
天线的个数；a、b、c和d是复数，且满足|a|+|b| ＝|c|+|d| ＝|a|+|c| ＝|b|+|d|*
＝1，(·) 表示复数共轭；

[0048] C3，根据 得到等效实值信道矩阵Hθ，表示为 其中，和 分别表示复数的实部分量和虚部分量。

[0049] 其中，步骤D具体为：

[0050] 接收端首先根据接收信号矩阵Yθ得到向量Yθ′＝[yθ11，yθ12*，…，yθN1，yθN2*]T，yθij表示Yθ的第i行第j列的元素，i＝1，2，…，N，j＝1，2；然后，由Yθ′得到 令 Yθ1是调制信号的实部分量对应的接收信号，Yθ2是调制信号的虚部分 量对应的接收信号。

[0051] 其中，步骤E具体包括：

[0052] E1，接收端采用HMLIC方法译码所述调制信号的实部分量：首先遍历 所有可能的取值，即令 i＝1，2，…，M，gi是M正交振幅调制QAM星座点，若i≠k，则gi≠gk；

[0053] E2，然后在步骤E1的基础上，执行HMLIC译码方法的干扰消除部分，消除 对 的干扰，分别估计出 和 的值，得到向量此步骤共得到M组向量；

[0054] E3，从步骤E2得到的M组向量中选出满足下式的一组

[0055]θ

[0056] 其中， 是译码得到的调制信号的实部分量； 表示H 的第i列，i＝1，2，3，4。 [0057] 其中，步骤F具体包括：

[0058] F1，根据HMLIC译码方法，遍历 所有可能的取值，即令

[0059] F2，在步骤F1的基础上，执行HMLIC译码方法的干扰消除部分，即消除 对 的干扰，分别估计出 和 的值，得到向量i＝1，2，…，M，此步骤共得到M组向量；

[0060] F3，从步骤F2得到的M组向量中选出满足下式的一组

[0061]

[0062] 其中， 就是译码得到的调制信号的虚部分量； 表示Hθ的第i列，i＝5，6，7，8。

[0063] 其中，步骤G按下式得到发送信号向量的估计值

[0064]

[0065] 其中，在步骤A2中，采用均匀量化的方法量化预编码参数θ。

[0066] (三)有益效果

[0067] 本发明通过对FR-FD STC编码进行预编码，使得调制信号的实部分量和虚部分量在传输过程中保持正交，从而可以分别译码出调制信号的实部分量和虚部分量。推导可得 即 与 在传输过程中保持正交，因此，译码调制信号的实部分量时，只需遍历 所有可能的取值，从而，译码调制信号的实部分量的复杂度与M成正比。
同理可知，译码调制信号的虚部分量的复杂度与M成正比。因此，本发明的译码复杂度与M成正比，与现有的FR-FD STC译码方式相比，复杂度大大降低。本发明的方法尤其适用于2根发送天线N根接收天线的MIMO(Multiple-Input and Multiple-Output，多输入多输出)系统。

附图说明

[0068] 图1是本发明实施例的方法流程图；

[0069] 图2是本发明实施例的方法中接收端计算预编码参数θ的方法及反馈方法流程图；

[0070] 图3是本发明实施例的方法中发射端的编码过程流程图；

[0071] 图4是本发明实施例的方法中接收端的译码过程流程图；

[0072] 图5(a)和5(b)现有技术与本发明的方法的误码率对比曲线；

[0073] 具体实施方式

[0074] 下面结合附图和具体实施方式，对本发明做进一步说明。

[0075] 本发明的思路为：接收端根据信道矩阵确定发射端的预编码参数θ，量化θ并将量化值在量化码本中的序号反馈到发射端；发射端根据接收到的反馈信息对FR-FD STC编码进行预编码；接收端分别译码调制信号的实部分量和虚部分量。

[0076] 如图1，并结合图2所示，接收端计算预编码参数θ的方法及反馈方法的具体步骤如下：

[0077] 步骤A1，接收端根据信道矩阵H计算出发射端的预编码参数θ的正切值 g和f的表达式如下，再通过反正切函数求得 arctan(·)表示反正切。

[0078]

[0079]

[0080] 步骤A2，接收端量化θ，得到量化值β(i)和β(i)在量化码本中的序号i。在此n n n n假定采用均匀量化的方法，量化码本为β＝[0，2π/2，4π/2，…，2π(2-1)/2]，n为用n
于反馈的比特数，计算并选择 作为量化值，i是0到2-1之间的
n
整数，β(i)表示量化码本β的第i+1个元素，0≤i≤2-1。

[0081] 步骤A3，接收端利用n个比特将i反馈至发射端。

[0082] 图3和图4分别示出了本发明中发射端的编码过程和接收端的译码过程。结合图2，发射端编码过程的具体步骤如下：
T

[0083] B1，发射端对调制信号向量s＝[s1，s2，s3，s4] 进行FR-FD STC编码，得到编码矩阵 其中，a，b，c和d是复数，它 们满足|a|2+|b|2＝|c|2+|d|2＝2 2 2 2
1，|a|+|c| ＝|b|+|d| ＝1。

[0084] B2，发射端首先根据接收到的反馈信息i和量化码本β获得角度β(i)，令θ′＝β(i)，从而得到预编码矩阵F，表示为

[0085] B3，利用F对X进行预编码，得到编码矩阵Xθ＝XF。结合图5，接收端的译码过程如下：令接收信号矩阵为Yθ，Yθ＝HXθ+W，其中，H表示信道矩阵，W表示噪声矩阵，Yθ、H和W的阶数均为N×2。

[0086] C1，接收端首先根据信道矩阵H和预编码矩阵F计算 和 的阶数为N×2，

[0087] C2，根据 得到等效信道矩阵 的形式如下

[0088]

[0089] 其中，hθij表示 的第i行第j列的元素，i＝1，2，…，N，j＝1，2。 θ

[0090] C3，根据 得到 的阶数为2N×4，H 的阶数为4N×8。

[0091] D，接收端首先根据接收信号矩阵Yθ得到向量Yθ′＝[yθ11，yθ12*，…，yθN1，θ * T θy N2]，y ij表示Yθ的第i行第j列的元素，i＝1，2，…，N，j＝1，2；然后，由Yθ′得到 θ
令 Y 1是调制信号的实部分量对应的接收
θ
信号，Y 2是调制信号的虚部分量对应的接收信号。

[0092] E1， 接 收 端 采 用 HMLIC(Hybrid maximum-likelihood interference cancellation，最大似然结合干扰取消)方法译码调制信号的实部分量。首先令 i＝1，2，…，M，gi是MQAM星座点，若i≠k，gi≠gk；

[0093] E2，然后在步骤E1的基础上，执行HMLIC译码方法的干扰消除部分，消除 对 的干扰，分别估计出 和 的值，得到向量此步骤共得到M组向量。

[0094] E2，从步骤E2得到的M组向量中选出满足下式的一组

[0095]

[0096] 其中， 就是译码得到的调制信号的实部分量； 表示Hθ的第i列，i＝1，2，3，4。

[0097] F1，接收端采用HMLIC方法译码调制信号的虚部分量。首先令i＝1，2，…，M，gi是MQAM星座点，若i≠k，gi≠gk；

[0098] F2，消除 对 的干扰，分别估计出 和 的值，得到向量 此步骤共得到M组向量。

[0099] F3，从步骤F2得到的M组向量中选出满足下式的一组

[0100]

[0101] 其中， 是译码得到的调制信号的虚部分量； 表示Hθ的第i列，i＝5，6，7，8。 [0102] G，根据步骤E2的译码结果 以及步骤F3的译码结果 得到发 送信号向量的估计值

[0103]

[0104] 由上述译码步骤知，译码过程中只需分别遍历 所有可能的取值以及 所有可能的取值，其译码复杂度与M成正比，因此，本发明的译码复杂度更低。 [0105] 为了进一步说明本发明的有益结果，表1在此给出了本发明方法的译码计算量；表2将本发明方法与传统方案的译码计算量做比较，计算量的单位是每秒浮点运算次数(Floating-point Operations PerSecond，简称为flops)，即一次复数乘数运算需要6次flops操作，一次复数加法运算需要2次flops操作。比较可得，本发明的译码计算量大约是传统译码计算量的7/(6M)。调制方式分别为QPSK、16QAM和64QAM时，前者的译码计算量仅为后者的29.17％、7.29％和1.82％。

[0106] 表1本发明的译码计算量

[0107]步骤 计算量(flops)
步骤一 12(N+1)
步骤三 M(56N+3)
步骤四 28MN+8M
步骤五 M(56N+3)
步骤六 28MN+8M
步骤七 4
总计 168MN+22M+12N+16

[0108] 表2两种方案的译码计算量的比较

[0109]方案 计算量(flops)
本发明 168MN+22M+12N+16
传统方案 M2(146N+22)+12N+16

[0110] [0113] 图5(a)和6(b)给出了本发明编译码方案的误码率(BER)曲线(横坐标为信噪比SNR)，并与传统的FR-FD STC做比较，调制方式为QPSK(Quadrature Phrase Shift Key，正交相移键控)。其中图5(a)是2×2的系统中两种编码方案的可靠性比较，图5(b)是4×2的系统中两种编码方案的可靠性比较。从图中可看出，若不存在量化误差，两种编码方案的可靠性相当；n＝7时，量化误差对系统性能的影响基本可以忽略，因此，本发明编译码方案以几个比特的反馈量换取了译码复杂度的极大降低。

[0111] 以上实施方式仅用于说明本发明，而并非对本发明的限制，有关技术领域的普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，还可以做出各种变化和变型，因此所有等同的技术方案也属于本发明的范畴，本发明的专利保护范围应由权利要求限定。