全桥直流-直流变换器的控制方法

摘要

本发明提出一种全桥直流-直流变换器的控制方法，其采用包含原边线路和付边线路的全桥直流-直流变换器，原边线路包含输入电压源、第一至第四开关器件、耦合原边线路和付边线路的变压器，付边线路包含整流和滤波功能。同一桥臂的上下开关器件的控制信号在开关周期内成互补关系；不同桥臂相同位置的开关器件的控制信号在开关周期内为反相关系；该控制方法获得与移相控制方法类似的开关器件的零电压开通。通过对第一至第四开关器件的导通时间的脉宽调制实现对输出电压或电流的控制。本发明比现有的移相控制方法简单，成本低，应用更广泛。

权利要求

1.一种全桥直流-直流变换器的控制方法，该方法采用包含原边线路和付边线路的全桥直流-直流变换器，原边线路包含输入电压源、与输入电压源耦合的且由一个第一开关器件和一个第二开关器件串联构成的第一桥臂、与输入电压源耦合的且由一个第三开关器件和一个第四开关器件串联构成的第二桥臂、耦合原边线路和付边线路的变压器、跨接在第一桥臂中点和第二桥臂中点之间的一个变压器原边绕组、与变压器的漏感或外接谐振电感串联的支路，付边线路包含整流和滤波功能；其特征在于，第一开关器件的控制信号和第二开关器件的控制信号在开关周期内成互补关系；第三开关器件的控制信号和第四开关器件的控制信号在开关周期内成互补关系；第一开关器件和第三开关器件的导通时间相同，相位相反；第二开关器件和第四开关器件的导通时间相同，相位相反；

所述第一开关器件至第四开关器件都采用MOSFET管并且都包括结电容和体二极管，变压器原边绕组串接一个谐振电感和/或一个隔直电容；

所述全桥直流-直流变换器的控制方法在一个开关周期内包含以下步骤：

初始时刻至第一时刻：第一开关器件和第四开关器件导通；

第一时刻至第二时刻：第一开关器件在第一时刻关断，谐振电感的电流为负载电流和励磁电流的综合，该电流对第一开关器件的结电容充电，同时对第二开关器件的结电容放电，使第二开关器件的体二极管导通；

第二时刻至第三时刻：第二开关器件在第二时刻零电压开通，变压器原边绕组和变压器付边绕组的电压均为零，输出电感向负载提供能量；

第三时刻至第四时刻：第四开关器件在第三时刻关断，谐振电感中的电流开始对第四开关器件的结电容充电，同时对第三开关器件的结电容放电，如果谐振电感能量充分，则第三开关器件的体二极管导通；

第四时刻至第五时刻：第三开关器件在谐振电感能量充分的条件下在第四时刻零电压开通；输入电压源向输出电感和负载提供能量；

第五时刻至第六时刻：第三开关器件在第五时刻关断，谐振电感的电流为负载电流和励磁电流的综合，该电流对第三开关器件的结电容充电，同时对第四开关器件的结电容放电，使第四开关器件的体二极管导通；

第六时刻至第七时刻：第四开关器件在第六时刻零电压开通，变压器原边绕组和变压器付边绕组的电压均为零，输出电感向负载提供能量；

第七时刻至第八时刻：第二开关器件在第七时刻关断，谐振电感的电流开始对第二开关器件的结电容充电，同时对第一开关器件的结电容放电；如果谐振电感能量充分，第一开关器件的体二极管导通，第一开关器件在第八时刻零电压开通。

说明书

全桥直流-直流变换器的控制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及开关电源领域，特别是涉及一种全桥直流-直流变换器的控制方法。

背景技术

[0002] 在开关电源类的直流-直流变换器中，全桥拓扑技术被广泛地应用于电压转换，如美国专利4864479和5132889所公开的变换器。在现有的全桥控制方案中，移相控制方法利用开关器件、变压器和线路中的寄生参数达到开关器件的零电压开通效果，目前在性能上是最优的。零电压开通在高频开关电源中，尤其是在高压开关电源中对减少因开关引起的损耗和降低电磁干扰具有重要意义。多家半导体厂商提供实现全桥移相控制方法的芯片。

[0003] 采用移相控制方法的全桥直流-直流变换器的线路如图1所示，该全桥直流-直流变换器包含原边线路20和付边线路30，原边线路20包含输入电压源21、与输入电压源21耦合的且由第一开关器件S1和第二开关器件S2构成的第一桥臂22、与输入电压源21耦合的且由第三开关器件S3和第四开关器件S4构成的第二桥臂23、耦合原边线路20和付边线路30的变压器T、跨接在第一桥臂中点和第二桥臂中点之间的变压器原边绕组24、与变压器的漏感或外接谐振电感LP相串联的支路、全桥移相控制器25。付边线路30采用具有代表性的推挽整流结构，其包含第五开关器件S5、第六开关器件S6、第一变压器付边绕组31、第二变压器付边绕组32、输出电感Lo、输出电容Co、负载RL和误差放大器36。

[0004] 现有的移相控制方法的信号和变换器中的主要波形如图2所示，第一开关器件S1的控制信号D_S1和第二开关S2的控制信号D_S2在开关周期内成反相关系，且占空比相同(接近50％)，两者的导通区之间存在一个死区(图2中的第三时刻t3至第四时刻t4和第七时刻t7至第八时刻t8)。同样，第三开关器件S3的控制信号D_S3和第四开关器件S4的控制信号D_S4也在开关周期内成反相关系，且占空比相同(接近50％)，两者的导通区之间存在一个死区(图2中的第一时刻t1至第二时刻t2和第五时刻t5至第六时刻t6)。开关器件的控制信号的高电平表示导通，低电平表示关断。移相是指两个桥臂中相同位置开关器件的开关时刻之间的相位移。在图2中，第一开关器件S1和第三开关器件S3的导通时段存在相位移(初始时刻t0至第二时刻t2)。从付边整流电压Vs的波形可以看出，此相位移直接决定了Vs的波形和占空比，也就实现了对输出电压的控制(Vs在开关周期内的平均值等于输出电压)。每个桥臂的上方开关器件和下方开关器件的导通区间存在一个死区。在此死区内漏感或励磁电感中的电流对被关断的开关器件的结电容充电，使图2中的第一桥臂中点电压VB1、第二桥臂中点电压VB2、付边整流电压Vs的上升和下降都呈现一个谐振变化的过程，并使同臂中即将开通的MOSFET管的体二极管自然导通，从而实现零电压开通。在实际应用中，当变压器的漏感不足时，常在变压器的原边串接一个谐振电感。在图
2的移相控制方法中，第一开关器件S1和第二开关器件S2自然可以获得零电压开通；第三开关器件S3和第四开关器件S4的零电压开通条件与谐振电感中的能量相关，因而与设计和工作点相关。

[0005] 移相控制方法的不足之处在于该方法以移相形式实现对输出电压的调节，因此控制器实现起来较复杂，市场上众多的高性价比的脉宽调制控制芯片无法被使用。工业界现有的移相控制芯片存在体积大，需较多外围元件，以及成本高等缺点。

发明内容

[0006] 本发明所要解决的技术问题是提供一种全桥直流-直流变换器的控制方法，实现移相控制方法中的零电压开通，同时通过对控制信号的简化和以脉宽调制的方式对输出电压或电流进行控制，克服移相控制方法中因控制复杂带来的缺点。

[0007] 本发明是通过下述技术方案来解决上述技术问题的：一种全桥直流-直流变换器的控制方法，该方法采用包含原边线路和付边线路的全桥直流-直流变换器，原边线路包含输入电压源、与输入电压源耦合的且由一个第一开关器件和一个第二开关器件串联构成的第一桥臂、与输入电压源耦合的且由一个第三开关器件和一个第四开关器件串联构成的第二桥臂、耦合原边线路和付边线路的变压器、跨接在第一桥臂中点和第二桥臂中点之间的一个变压器原边绕组、与变压器的漏感或外接谐振电感串联的支路，付边线路包含整流和滤波功能；其特征在于，第一开关器件的控制信号和第二开关器件的控制信号在开关周期内成互补关系；第三开关器件的控制信号和第四开关器件的控制信号在开关周期内成互补关系；第一开关器件和第三开关器件的导通时间相同，相位相反；第二开关器件和第四开关器件的导通时间相同，相位相反。

[0008] 优选地，所述全桥直流-直流变换器的控制方法通过一个全桥互补反相控制器对第一至第四开关器件的导通时间进行脉宽调制，实现对输出电压或电流的控制。

[0009] 优选地，所述全桥直流-直流变换器的控制方法通过一个误差放大器和与所述误差放大器相耦合的一个全桥互补反相控制器完成所述对第一至第四开关器件的导通时间进行脉宽调制，实现对输出电压或电流的控制。

[0010] 优选地，所述第一开关器件的关断时刻与第二开关器件的开通时刻间存在第一死区时间；第四开关器件的关断时刻和第三开关器件的开通时刻间存在第二死区时间；第三开关器件的关断时刻与第四开关器件的开通时刻间存在第三死区时间；第二开关器件的关断时刻与第一开关器件的开通时刻间存在第四死区时间。

[0011] 优选地，所述第一至第四死区时间独立设定或与该全桥直流-直流变换器中的电信号相耦合，使开关器件最大限度地获得零电压开通的条件。

[0012] 优选地，所述第一至第四死区时间的设定与该直流-直流变换器的负载电流相耦合，使开关器件最大限度地获得零电压开通的条件。

[0013] 优选地，所述第一开关器件和第三开关器件的导通时间在全桥直流-直流变换器的全部稳态工作点小于第二开关器件和第四开关器件的导通时间。

[0014] 优选地，所述第一开关器件和第三开关器件的导通时间在全桥直流-直流变换器的全部稳态工作点大于第二开关器件和第四开关器件的导通时间。

[0015] 优选地，所述第一开关器件至第四开关器件都包括并联电容和二极管。

[0016] 优选地，所述第一开关器件至第四开关器件都采用MOSFET管并且都包括结电容和体二极管，变压器原边绕组串接一个谐振电感和/或一个隔直电容。

[0017] 优选地，所述全桥直流-直流变换器的控制方法在一个开关周期内包含以下步骤：

[0018] 初始时刻至第一时刻：第一开关器件和第四开关器件导通；

[0019] 第一时刻至第二时刻：第一开关器件在第一时刻关断，谐振电感的电流为负载电流和励磁电流的综合，该电流对第一开关器件的结电容充电，同时对第二开关器件的结电容放电，使第二开关器件的体二极管导通；

[0020] 第二时刻至第三时刻：第二开关器件在第二时刻零电压开通，变压器原边绕组和变压器付边绕组的电压均为零，输出电感向负载提供能量；

[0021] 第三时刻至第四时刻：第四开关器件在第三时刻关断，谐振电感中的电流开始对第四开关器件的结电容充电，同时对第三开关器件的结电容放电，如果谐振电感能量充分，则第三开关器件的体二极管导通；

[0022] 第四时刻至第五时刻：第三开关器件在谐振电感能量充分的条件下在第四时刻零电压开通；输入电压源向输出电感和负载提供能量；

[0023] 第五时刻至第六时刻：第三开关器件在第五时刻关断，谐振电感的电流为负载电流和励磁电流的综合，该电流对第三开关器件的结电容充电，同时对第四开关器件的结电容放电，使第四开关器件的体二极管导通；

[0024] 第六时刻至第七时刻：第四开关器件在第六时刻零电压开通，变压器原边绕组和变压器付边绕组的电压均为零，输出电感向负载提供能量；

[0025] 第七时刻至第八时刻：第二开关器件在第七时刻关断，谐振电感的电流开始对第二开关器件的结电容充电，同时对第一开关器件的结电容放电；如果谐振电感能量充分，第一开关器件的体二极管导通，第一开关器件在第八时刻零电压开通。

[0026] 本发明的积极进步效果在于：本发明全桥直流-直流变换器的控制方法用十分简单的控制方式获得最优的性能，从而使全桥直流-直流变换器的零电压开通技术得以广泛地使用在各种应用环境，提高变换器的效率，减小变换器的体积，降低变换器的成本，同时减少电能的损耗。

附图说明

[0027] 图1是现有全桥直流-直流变换器的线路示意图。

[0028] 图2是采用现有移相控制方法的全桥直流-直流变换器中开关器件的控制信号和变换器中的主要波形图。

[0029] 图3是采用本发明控制方法的全桥直流-直流变换器的线路示意图。

[0030] 图4是采用本发明控制方法的全桥直流-直流变换器中开关器件的控制信号和变换器中的主要波形图。

具体实施方式

[0031] 下面结合附图给出本发明较佳实施例，以详细说明本发明的技术方案。

[0032] 本发明提供一种用于全桥直流-直流变换器的控制方法。采用该控制方法的全桥直流-直流变换器的线路如图3所示。该全桥直流-直流变换器包含原边线路20和付边线路30，原边线路20包含输入电压源21、与输入电压源21耦合的且由第一开关器件S1和第二开关器件S2构成的第一桥臂22、与输入电压源21耦合的且由第三开关器件S3和第四开关器件S4构成的第二桥臂23、耦合原边线路20和付边线路30的变压器T、跨接在第一桥臂中点和第二桥臂中点之间的变压器原边绕组24、与变压器的漏感或外接谐振电感LP相串联的支路、全桥互补反相控制器26。付边线路30采用具有代表性的推挽整流结构，付边线路30包含第五开关器件S5、第六开关器件S6、第一变压器付边绕组31、第二变压器付边绕组32、输出电感Lo、输出电容Co、负载RL和误差放大器36。

[0033] 图3中的第一开关器件S1、第二开关器件S2、第三开关器件S3和第四开关器件S4都为MOSFET管(Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransistor，金属氧化物半导体场效应管)，这四个开关器件都包含结电容和反并联体二极管。全部开关器件也可以是其它类型的开关器件。第五开关器件S5和第六开关器件S6是二级管，也可以是MOSTFET管或其它主动开关器件。付边线路的拓扑可以采用其它形式，对该控制方法及其特性没有影响。

[0034] 本发明的控制方法的信号和波形如图4所示，第一开关器件S1的控制信号D_S1与第二开关器件S2的控制信号D_S2在开关周期内成互补关系；第三开关器件S3的控制信号D_S3和第四开关器件S4的控制信号D_S4在开关周期内成互补关系；第一开关器件S1和第三开关器件S3的导通时间相同，相位相反(相位差180°)，占空比小于50％。第二开关器件S2和第四开关器件S4的导通时间相同，相位相反，占空比大于50％。误差放大器36与全桥互补反相控制器26相耦合，误差放大器36根据被调节量与设定值的差异产生控制信号，经原付边隔离线路(如果必要)后输入到全桥互补反相控制器26，产生给开关器件的控制信号D_S1、D_S2、D_S3和D_S4，通过对第一至第四开关器件的导通时间的脉宽调制实现对输出电压或电流的控制。

[0035] 本发明的控制方法在一个开关周期内包含以下步骤：

[0036] 初始时刻t0至第一时刻t1：第一开关器件S1和第四开关器件S4导通，输入电压源的电压加在变压器原边绕组24上，变压器付边绕组的电压通过第五开关器件S5作用于输出电感Lo的左端，驱使输出电感Lo中的电流上升。谐振电感LP的电流iLP与输出电感Lo的电流成比例关系，故也上升。电能由输入电压源传至输出电感和负载。

[0037] 第一时刻t1至第二时刻t2：此为第一死区时间。第一开关器件S1在第一时刻t1关断，谐振电感LP的电流iLP为负载电流和励磁电流的综合，该电流对第一开关器件S1的结电容充电，同时对第二开关器件S2的结电容放电。付边整流电压Vs与第一桥臂中点电压VB1同时下降。在第一桥臂中点电压VB1下降到零后，第二开关器件S2的体二极管开始导通。变压器原边绕组和变压器付边绕组的电压均为零。

[0038] 第二时刻t2至第三时刻t3：在上述变压器原边绕组和变压器付边绕组的电压下降到零后，第二开关器件S2在第二时刻t2零电压开通。第二时刻t2至第三时刻t3这段时间一般称为回流阶段。输出电感Lo中的电流经第五开关器件S5、第一变压器付边绕组31、第六开关器件S6和第二变压器付边绕组32在付边环流，幅度减小，输出电感Lo向负载RL提供电能。谐振电感的电流iLP在元器件的导通压降作用下减小，同时第六开关器件S6和第二变压器付边绕组32构成的支路中的电流相应地上升。

[0039] 第三时刻t3至第四时刻t4：此为第二死区时间。第四开关器件S4在第三时刻t3关断，谐振电感LP中的电流iLP开始对第四开关器件S4的结电容充电，同时对第三开关器件S3的结电容放电。第二桥臂中点电压VB2以谐振形式上升。只要谐振电感LP中的能量充分，该谐振过程就可以使第二桥臂中点电压VB2一直上升到输入电压的电平，使第三开关器件S3的体二极管导通，进而使第三开关器件S3在第四时刻t4零电压开通。如果谐振电感LP中的能量不足，第三开关器件S3的结电容上的电压不能被完全释放，第三开关器件S3的零电压开通就不能实现。

[0040] 第四时刻t4至第五时刻t5：第二开关器件S2和第三开关器件S3导通，输入电压源的电压加在变压器原边绕组24上，变压器付边绕组的电压通过第六开关器件S6作用于输出电感Lo的左端，驱使输出电感Lo中的电流上升。谐振电感LP的电流iLP与付边电流成比例关系，故也上升。电能由输入电压源传至输出电感和负载。

[0041] 第五时刻t5至第六时刻t6：此为第三死区时间。第三开关器件S3在第五时刻t5关断，谐振电感LP的电流iLP为负载电流和励磁电流的综合，该电流对第三开关器件S3的结电容充电，同时对第四开关器件S4的结电容放电。付边整流电压Vs与第二桥臂中点电压VB2同时下降。在第二桥臂中点电压VB2下降到零后，第四开关器件S4的体二极管开始导通。变压器的原、付边绕组的电压均为零。

[0042] 第六时刻t6至第七时刻t7：在上述变压器原边绕组和变压器付边绕组的电压下降到零后，第四开关器件S4在第六时刻t6零电压开通。第六时刻t6至第七时刻t7这段时间一般称为回流阶段。输出电感Lo中的电流经第六开关器件S6、第二变压器付边绕组32、第五开关器件S5和第一变压器付边绕组31在付边环流，幅度减小，输出电感Lo向负载提供电能。谐振电感的电流iLP在元器件的导通压降作用下减小，同时第五开关器件S5和第一变压器付边绕组31构成的支路中的电流相应地上升。

[0043] 第七时刻t7至第八时刻t8：此为第四死区时间。第二开关器件S2在第七时刻t7关断，谐振电感LP的电流iLP开始对第二开关器件S2的结电容充电，同时对第一开关器件S1的结电容放电。第一桥臂中点电压VB1以谐振形式上升。只要谐振电感LP中的能量充分，该谐振就可以使第一桥臂中点电压VB1一直上升到输入电压的电平，使第一开关器件S1的体二极管导通，进而使第一开关器件S1在第八时刻t8零电压开通。如果谐振电感中的能量不足，第一开关器件S1的结电容上的电压不能被完全释放，第一开关器件S1的零电压开通就不能实现。

[0044] 从上面可以看出，与传统的移相控制方法的结果相同，全部开关器件都可以在适当的设计下获得零电压开通。第二开关器件S2和第四开关器件S4自然获得零电压开通；第一开关器件S1和第三开关器件S3的零电压开通条件与谐振电感中的能量相关。

[0045] 在全桥直流-直流变换器的实际应用中，变压器原边绕组上可以串联一个隔直电容，以确保变压器不会饱和。在全桥直流-直流变换器的实际应用中，开关器件的寄生结电容不足时，可以外加并联电容。

[0046] 上述控制方法中的第一至第四死区时间可以关联或独立设定，可以与该直流-直流变换器的电信号相耦合，尤其是与负载电流相耦合，从而使开关器件最大限度地获得零电压开通条件。

[0047] 上述控制方法适用于另一种模式：第一开关器件和第三开关器件的导通占空比在全桥直流-直流变换器的稳态工作点大于50％，第二开关器件和第四开关器件的导通占空比小于50％。这时，在上述的“回流阶段”期间，第一桥臂中点电压VB1和第二桥臂中点电压VB2将都处在输入电压的电平。这种模式的好处之一是上方的第一开关器件S1和第三开关器件S3自然获得零电压开通，其驱动能力可以设计得比较弱，有益于上方开关的浮动驱动线路的设计。

[0048] 上述控制方法中，第一开关器件和第三开关器件的导通时间在全桥直流-直流变换器的全部稳态工作点小于或大于第二开关器件和第四开关器件的导通时间。

[0049] 上述控制方法虽然只是对付边的推挽拓扑进行的叙述，其原理对多种付边的拓扑结构同样适用，包括付边的全桥、倍流等线路。

[0050] 上述控制方法虽然只是针对开关器件的零电压开通所做的描述。对相应的部分零电压开通或硬开通运行也同样适用。这里的“部分零电压开通”是指在全桥的开关器件中有部分开关器件在零电压的条件下开通，而其余的不是。在相对较低电压的应用中，部分零电压开通或硬开通是很广泛使用的方式。

[0051] 上述控制方法的描述中使用了MOSFET管作为功率开关器件。该控制方法同样适用于任何其它具备开关特性的器件。如果所用开关器件没有体二极管，则要外加并联二极管。

[0052] 虽然以上描述了本发明的具体实施方式，但是本领域的技术人员应当理解，这些仅是举例说明，在不背离本发明的原理和实质的前提下，可以对这些实施方式做出多种变更或修改。因此，本发明的保护范围由所附权利要求书限定。