共同移相角控制下的输入并联输出并联组合变换器

摘要

本发明公开一种共同移相角控制下的输入并联输出并联组合变换器，其主电路包括两个以上采用共同移相角控制的移相电路，每个移相电路由一个带漏感的变压器和两个桥式电路构成，两个桥式电路通过变压器连接，各移相电路的输入端并联且各移相电路的输出端并联。本发明在共同移相角控制下，各个移相电路的输入电流相等且各个移相电路的输出电流相等，实现自然均流，不需要添加均流控制环，不需要对每个移相电路单元进行电流采样，极大简化了控制，并提高组合变换器的功率密度和可靠性，也降低了成本。

权利要求

1.一种共同移相角控制下的输入并联输出并联组合变换器，其特征是：其主电路包括两个以上采用共同移相角控制的移相电路，所述移相电路由一个带漏感的变压器和两个桥式电路构成，两个所述桥式电路通过所述变压器连接，各移相电路的输入端并联且各移相电路的输出端并联。

2.根据权利要求1所述的共同移相角控制下的输入并联输出并联组合变换器，其特征是：所述桥式电路为全桥桥式电路，所述变压器的原边和副边分别串联一个隔直电容。

3.根据权利要求1所述的共同移相角控制下的输入并联输出并联组合变换器，其特征是：所述桥式电路为半桥桥式电路，两个所述半桥桥式电路与所述变压器的同名端连接的桥臂类型相同。

4.根据权利要求3所述的共同移相角控制下的输入并联输出并联组合变换器，其特征是：在每个所述移相电路中，位于变压器原边的半桥桥式电路的由功率开关管构成的桥臂的中点处连接电感的一端，所述电感的另一端作为移相电路的输入端的正极。

说明书

共同移相角控制下的输入并联输出并联组合变换器

技术领域

[0001] 本发明属于电力电子技术领域，涉及DC/DC变换领域的输入并联输出并联变换器的相关技术，尤其涉及分布式电源的并联均流技术。

背景技术

[0002] 随着功率等级的增加，变换器的变压器体积会跟着增大，并且磁损耗、开关管的电流应力也会随之增大，这就限制了变换器的效率和功率密度。将两个及两个以上变换器在输入端并联和输出端并联能降低单个变换器的功率等级，从而保证单个变换器工作在较佳状态。另外，各个变换器之间通常采用交错并联方式以减少输入和输出的电流纹波，从而减小输入和输出滤波电容的体积。鉴于以上优点，输入并联输出并联组合变换器在中大功率DC/DC变换领域得到广泛应用。

[0003] 但是输入并联输出并联组合变换器的各个变换器之间通常需要采取均流措施，其目的在于保证变换器间电气应力和热应力的均匀分配。因为并联运行的各个变换器特性并不一致，外特性较好(电压调整率小)的变换器会承担更多的电流，甚至过载，而外特性较差的变换器则运行于轻载状态，甚至是空载。因此，分担电流多的变换器相对于其它变换器承担着更大的电气应力和热应力，容易出故障及老化，从而降低了整个变换器的可靠性和效率。

[0004] 目前，均流方法大致分为两大类：下垂法（droop method）和有源均流法（active current sharing method），但是这些均流方法基本上都需要对每个变换器单元进行电流采样，如果采用数字控制，每增加一个电流采样点就需要增加一个模数转换器（ADC），并且均流环的均流性能受到采样精度限制，即使添加均流环也不能保证非常好的均流效果，而且n个变换器单元的均流环设计比较复杂。总之，添加均流环降低了组合变换器的功率密度和可靠性，并增加了成本和加大了控制的复杂性。

发明内容

[0005] 本发明的目的在于提供一种共同移相角控制、不需要均流环的输入并联输出并联组合变换器。

[0006] 为实现上述目的，本发明所采取的技术方案是：该组合变换器的主电路包括两个以上采用共同移相角控制的移相电路，所述移相电路由一个带漏感的变压器和两个桥式电路构成，两个所述桥式电路通过所述变压器连接，各移相电路的输入端并联且各移相电路的输出端并联。

[0007] 进一步地，本发明所述桥式电路可以为全桥桥式电路，所述变压器的原边和副边分别串联一个隔直电容。

[0008] 进一步地，本发明所述桥式电路可以为半桥桥式电路，两个所述半桥桥式电路与所述变压器的同名端连接的桥臂类型相同。

[0009] 进一步地，本发明在每个所述移相电路中，位于变压器原边的半桥桥式电路的由开关管构成的桥臂的中点处连接电感的一端，所述电感的另一端作为所在移相电路的输入端的正极。

[0010] 与现有技术相比，本发明的优点是：不需要对每个移相电路单元进行电流采样，不需要添加均流控制环，但仍能实现均流。本发明的每个移相电路单元利用各自功率开关管的协调工作，其输入和输出电流具有类似于受控电流源的特性，即在固定的移相角下，输入电流正比于输出电压，输出电流正比于输入电压，而所述的每个移相电路在输入端和输出端并联，其输入电压和输出电压相等，因此，在共同移相角控制下，各个移相电路的输入电流相等且各个移相电路的输出电流相等，该组合变换器实现自然均流，不需要添加均流控制环，极大地简化了控制，从而提高了组合变换器的功率密度和可靠性，也降低了成本。另外，本发明采用交错并联技术，n个移相电路单元的驱动信号依次错开360°/n角度，从而使得输入和输出电流纹波减小为原来的1/n，进而减小输入和输出滤波电容的体积。

附图说明

[0011] 图1为本发明组合变换器的第一种实施方式的电路原理图；

[0012] 图2为本发明组合变换器的第二种实施方式的电路原理图；

[0013] 图3为本发明组合变换器的第三种实施方式的电路原理图；

[0014] 图4为本发明组合变换器单个移相电路的驱动时序图；

[0015] 图5为本发明组合变换器的共同移相角控制示意图。

具体实施方式

[0016] 如图1所示，作为本发明的第一种实施方式，组合变换器的主电路包括两个以上采用共同移相角控制的移相电路，分别为：移相电路单元一、移相电路单元二……移相电路单元n。每个移相电路由变压器T、全桥桥式电路Hp和全桥桥式电路Hs构成，全桥桥式电路Hp和全桥桥式电路Hs通过变压器T连接，变压器T带有漏感Lk且变压器T的原边和副边分别串联隔直电容Cp和隔直电容Cs。漏感Lk包含了因变压器T本身的漏感不够而另外串联进来的电感。变压器T的一组同名端分别接于全桥桥式电路Hp的一个桥臂的上功率开关管S1、下功率开关管S2的连接点和全桥桥式电路Hs与之对应的移相桥臂的上功率开关管S5、下功率开关管S6的连接点之间；变压器T的另一组同名端分别接于全桥桥式电路Hp另一桥臂上功率开关管S3、下功率开关管S4的连接点和全桥桥式电路Hs另一桥臂上功率开关管S7、下功率开关管S8的连接点之间。位于变压器原边的全桥桥式电路Hp上的两根母线引出来作为输入端。位于变压器副边的全桥桥式电路Hs上的两根母线引出来作为输出端。各移相电路的输入端并联且各移相电路的输出端并联。各个移相电路单元共用输入滤波电容和输出滤波电容。每个功率开关管都反并一个功率二极管：功率开关管S1、功率开关管S2、功率开关管S3、功率开关管S4、功率开关管S5、功率开关管S6、功率开关管S7、功率开关管S8的漏极分别与对应的反并二极管D1、反并二极管D2、反并二极管D3、反并二极管D4、反并二极管D5、反并二极管D6、反并二极管D7、反并二极管D8的阴极相连；功率开关管S1、功率开关管S2、功率开关管S3、功率开关管S4、功率开关管S5、功率开关管S6、功率开关管S7、功率开关管S8的源极分别与对应的反并二极管D1、反并二极管D2、反并二极管D3、反并二极管D4、反并二极管D5、反并二极管D6、反并二极管D7、反并二极管D8的阳极相连。每个桥臂的上、下功率开关管同向连接，即上、下功率开关管的漏极在上，源极在下，上功率开关管S1、上功率开关管S3、上功率开关管S5、上功率开关管S7的源极分别与下功率开关管S2、下功率开关管S4、下功率开关管S6、下功率开关管S8的漏极连接。各功率开关管的栅极和源极引出来接驱动信号。功率开关管S1、功率开关管S4共用驱动信号1，功率开关管S2、功率开关管S3共用驱动信号2，功率开关管S5、功率开关管S8共用驱动信号3，功率开关管S6、功率开关管S7共用驱动信号4。本实施方式相比于第二、第三种实施方式，具有的优点是：在相同的电路参数和相同的输入参数下，本实施方式的单个移相电路单元能够传输更大的功率，换种方式说就是，在相同的电路参数和相同的输入参数下，实现同样的总输出功率，本实施方式所需的移相电路单元数量更少。

[0017] 如图2所示，作为本发明的第二种实施方式，组合变换器的主电路包括两个以上采用共同移相角控制的移相电路，分别为：移相电路单元一、移相电路单元二……移相电路单元n。每个移相电路由带漏感Lk的变压器T、半桥桥式电路Hp和半桥桥式电路Hs构成，半桥桥式电路Hp和半桥桥式电路Hs通过变压器T连接。漏感Lk包含因变压器T本身的漏感不够而另外串联进来的电感。两个半桥桥式电路与所述变压器的同名端连接的桥臂类型相同，即与同名端连接的桥臂必须同为由功率开关管构成的桥臂或同为由电容构成的桥臂。变压器T的一组同名端分别接于半桥桥式电路Hp上功率开关管S1、下功率开关管S2的连接点和半桥桥式电路Hs上功率开关管S3、下功率开关管S4的连接点之间，变压器T的另一组同名端分别接于半桥桥式电路Hp的上电容C1、下电容C2的连接点和半桥桥式电路Hs的上电容C3、下电容C4的连接点之间。位于变压器原边的半桥桥式电路Hp上的两根母线引出来作为输入端。位于变压器副边的半桥桥式电路Hs上的两根母线引出来作为输出端。各移相电路的输入端并联且各移相电路的输出端并联。各个移相电路单元共用输入滤波电容和输出滤波电容。每个功率开关管都反并一个功率二极管：功率开关管S1、功率开关管S2、功率开关管S3、功率开关管S4的漏极分别与对应的反并二极管D1、反并二极管D2、反并二极管D3、反并二极管D4的阴极相连；功率开关管S1、功率开关管S2、功率开关管S3、功率开关管S4的源极分别与对应的反并二极管D1、反并二极管D2、反并二极管D3、反并二极管D4的阳极相连。每个桥臂的上、下功率开关管同向连接，即上、下功率开关管的漏极在上，源极在下，上功率开关管S1、上功率开关管S3的源极分别与下功率开关管S2、下功率开关管S4的漏极连接。每个桥臂的上、下电容同向连接，即上、下电容的正极在上，负极在下，上电容C1、上电容C3的负极分别与下电容C2、下电容C4的正极连接。各功率开关管的栅极和源极引出来接驱动信号。功率开关管S1使用驱动信号1，功率开关管S2使用驱动信号2，功率开关管S3使用驱动信号3，功率开关管S4使用驱动信号4。本实施方式相对于第一种实施方式，具有的优点是：不需要隔直电容。

[0018] 如图3所示，作为本发明的第三种实施方式，其实施方式与第二种实施方式除了一点不同外，其它都一样，这唯一的不同点是：对于每个移相电路而言，在位于变压器T原边的半桥桥式电路Hp中，由功率开关管构成的桥臂的中点处连接有电感L，即该半桥桥式电路Hp的上功率开关管S1和下功率开关管S2的连接点与电感L的一端连接，电感L的另一端作为所在移相电路的输入端的正极。与第二种实施方式相比，本实施方式在同样的电路参数和同样的输出功率下，输入电压减半，所以本实施方式输入到输出的电压增益是第二种实施方式的两倍。

[0019] 以上三种实施方式中的功率开关管一般为金属氧化物硅场效应晶体管（Metal Oxide Semiconductor Field-effect Transistor,MOSFET）或者绝缘栅双极型晶体管（Insulated Gate Bipolar Transistor,IGBT）。所述功率开关管及其反并二极管可由独立晶体管和独立二极管反并联后构成，或由内部自带反并二极管的晶体管构成。所述第一种实施方式中的隔直电容为无极性电容。所述半桥桥式电路中的电容或为有极性电解电容、或为无极性电容、或为两者的结合使用。

[0020] 需要说明的是，本发明组合变换器的主电路可以仅由两个移相电路构成。

[0021] 如图4所示，本发明中，每个移相电路采用移相控制方式，总共使用四组驱动信号，分别为驱动信号1、驱动信号2、驱动信号3和驱动信号4。驱动信号1和驱动信号2互补，各导通半个开关周期。驱动信号3和驱动信号4互补，各导通半个开关周期。驱动信号3滞后驱动信号1一个角度Φ（即移相角Φ），实现移相控制。各功率开关管在以上四组驱动信号下协调工作，使得单个移相电路的输入电流和输出电流具有类似与受控电流源的特性，输入电流与移相角Φ和输出电压正相关，输出电流与移相角Φ和输入电压正相关，当固定移相角Φ时，输入电流正比于输出电压，输出电流正比于输入电压。

[0022] 如图5所示，构成本发明的所有n个移相电路单元（n≥2）采用共同移相角控制方式。n个移相电路单元共用同一个输出电压反馈信号Vf，所述反馈信号Vf经过移相电路单元各自的移相芯片后，产生各自的驱动信号，再经驱动电路放大，最终提供给各自的功率开关管，控制功率开关管的开关动作。由于各个移相电路单元采用共同移相角控制，则每个移相电路单元的移相角Φ相等，并且各个移相电路在输入端和输出端并联，其输入电压和输出电压相等，再结合上一段的分析（当固定移相角Φ时，输入电流正比于输出电压，输出电流正比于输入电压），可以得到，在共同移相角控制下，本发明组合变换器各个移相电路单元的输入电流相等且各个移相电路单元的输出电流相等，实现自然均流，不需要添加均流控制环，不需要对每个移相电路单元进行电流采样，从而提高了组合变换器的功率密度和可靠性。另外同步信号1、同步信号2……同步信号n依次错开1/n个开关周期，从而实现各个移相电路驱动信号的交错，进而减小输入和输出滤波电容的体积。

[0023] 需要说明的是，本发明组合变换器的能量可以双向流动：当移相角Φ为正时，能量从左向右实现正向流动；当移相角Φ为负时，能量从右向左实现反向流动。无论能量是正向流动还是反向流动，n个移相电路单元所采用的控制方式都是以上所述的共同移相角控制方式。