一种基于共源极正反馈的双二阶单元

摘要

本发明公开了一种基于共源极正反馈的双二阶单元，包括第一级电流积分器，用于接收输入电流信号给电容充电，提供输出电流信号，形成第一级电流积分器；第二级电流积分器，用于接收第一级电流积分器输出的电流信号给电容充电，提供输出电流信号，形成第二级电流积分器；反馈单元，用于与第一级电流积分器和第二级电流积分器一起综合复数极点；电流源，用于提供双二阶单元的支路电流。本发明提出的共源极正反馈的双二阶单元，用于级联设计方法实现高阶模拟滤波器，具有很高的带外线性度，同时有效降低了带内噪声，打破了带内的积分噪声和带外线性度是折中关系，进而提高了带外SFDR。

权利要求

1.一种基于共源极正反馈的双二阶单元，其特征在于，包括：一第一级电流积分器，包括两个NMOS晶体管和一个电容，接收输入电流信号给电容充电，提供输出电流信号，形成第一级电流积分器；

一第二级电流积分器，包括两个NMOS晶体管和一个电容，接收第一级电流积分器输出的电流信号给电容充电，提供输出电流信号，形成第二级电流积分器；

一反馈单元，包括两个PMOS晶体管和两个NMOS晶体管，用于与第一级电流积分器和第二级电流积分器一起综合复数极点；以及一电流源，提供该双二阶单元的支路电流；

其中，所述第一级电流积分器包括：

NMOS管M1a，该管的栅极标记为n7，漏极标记为n3，源极标记为n1，衬底接地电压GND；

NMOS管M1b，该管的栅极标记为n8，漏极标记为n4，源极标记为n2，衬底接地电压GND；

以及

电容C1/2，一端接n1，另一端接n2；

所述第二级电流积分器包括：

NMOS管M2a，该管的栅极标记为Vbp，漏极标记为n5，源极接n3，衬底接地电压GND；

NMOS管M2b，该管的栅极标记为Vbp，漏极标记为n6，源极接n4，衬底接地电压GND；以及电容C2/2，一端接n3，另一端接n4。

2.根据权利要求1所述的基于共源极正反馈的双二阶单元，其特征在于，所述反馈单元包括：PMOS管M3a，该管的栅极接n3，漏极接n7，源极和衬底接电源电压VDD；

PMOS管M3b，该管的栅极接n4，漏极接n8，源极和衬底接电源电压VDD；

NMOS管M4a，该管的栅极接n7，漏极接n7，源极和衬底接地电压GND；以及NMOS管M4b，该管的栅极接n8，漏极接n8，源极和衬底接地电压GND。

3.根据权利要求1所述的基于共源极正反馈的双二阶单元，其特征在于，所述电流源包括：电流源Ib1a，正端接n1，负端接地电压GND；

电流源Ib1b，正端接n2，负端接地电压GND；

电流源Ib2a，正端接电源电压VDD，负端接n5；以及电流源Ib2b，正端接电源电压VDD，负端接n6。

4.根据权利要求1所述的基于共源极正反馈的双二阶单元，其特征在于：所述反馈单元与第一级电流积分器和第二级电流积分器一起确定了该双二阶单元中传输函数的复数极点。

5.根据权利要求1所述的基于共源极正反馈的双二阶单元，其特征在于：该双二阶单元的差分输入电流注入第一级电流积分器的输入节点n1和n2，该双二阶单元的差分输出电流从第二级电流积分器的输出节点n5和n6输出。

6.根据权利要求1所述的基于共源极正反馈的双二阶单元，其特征在于：该双二阶单元具有带内噪声整形特性，有效降低带内噪声，同时具有高带外线性特性，进而提高带外无杂散动态范围SFDR。

7.根据权利要求1所述的基于共源极正反馈的双二阶单元，其特征在于：所述第一级电流积分器的级间差分电容的值为C1/2。

8.根据权利要求1所述的基于共源极正反馈的双二阶单元，其特征在于：所述第二级电流积分器的级间差分电容的值为C2/2。

说明书

一种基于共源极正反馈的双二阶单元

技术领域

[0001] 本发明涉及模拟滤波器设计技术领域，尤其涉及一种基于共源极正反馈的双二阶单元，主要应用在采用级联法设计的高阶模拟滤波器中。

背景技术

[0002] 滤波器的概念最早是由美国的G.Campbell和德国的K.Wagner于1915年首先提出的。时至今日，滤波器的理论和技术不断改进创新。滤波其实是一种选频过程，滤波器是一种对输入信号进行特定频率处理从而得到希望输出信号的选频网络。根据输入信号时域特点，滤波器可以分为模拟滤波器和数字滤波器。由于模拟滤波器具有处理速度快、电路结构简单、功耗小等突出特点，使其在各种电子设备中有着广泛的应用。

[0003] 近些年来，随着无线通信技术的飞速发展和CMOS工艺技术的不断进步，实现无线通信收发机和数字基带电路系统单芯片的集成是未来发展的必然趋势。模拟滤波器的片上集成是片上系统发展中需要解决的问题。1983年，Hanu和Tsividis提出了全集成MOSFET和电容的有源滤波器，揭开了全集成连续时间滤波器发展的序幕。2000年以来，随着电路技术不断进步，提出了一些新颖滤波器结构，解决传统滤波器结构的技术问题，实质性地推动滤波器设计技术的进步。比如Active-Gm-RC滤波器实现了低功耗闭环特性；基于源极跟随器(source-follower-based)滤波器打破了传统有源滤波器设计结构，实现了低功耗高线性度；current-driven-based滤波器在带内增加零点将带内噪声推移到带外。

[0004] 在无线通信系统中，片上中频连续时间滤波器的性能直接影响整个接收系统的动态特性。片上中频连续时间滤波器的主要性能指标有四个：1)频率响应，包括通带纹波，阻带衰减等；2)无杂散动态范围(spurious freedynamic range，SFDR)，包括噪声和线性度；3)功耗；4)有源面积。带外SFDR用来衡量整个接收系统抗带外干扰的能力。带外SFDR可以表示为：

[0005]

[0006] 其中，Noi_in表示与输入有关的噪声，IIP3_out表示滤波器带外的线性度。提高带外线性度可以有效抑制滤波器带外强干扰。带内的积分噪声是由滤波器的总电容决定。在提高带外SFDR的传统方法中，带内的积分噪声和带外线性度是折中关系。

发明内容

[0007] (一)要解决的技术问题

[0008] 有鉴于此，本发明的主要目的在于提出一种基于共源极正反馈的双二阶单元，采用共源极正反馈形成双二阶单元，用于级联设计方法实现高阶模拟滤波器，实现低带内的积分噪声和高带外线性度，打破了带内的积分噪声和带外线性度是折中关系，进而提高了带外SFDR。

[0009] (二)技术方案

[0010] 为了解决上述技术问题，本发明采用的技术方案如下：

[0011] 一种基于共源极正反馈的双二阶单元，包括：

[0012] 一第一级电流积分器，包括两个NMOS晶体管和一个电容，接收输入电流信号给电容充电，提供输出电流信号，形成第一级电流积分器；

[0013] 一第二级电流积分器，包括两个NMOS晶体管和一个电容，接收第一级电流积分器输出的电流信号给电容充电，提供输出电流信号，形成第二级电流积分器；

[0014] 一反馈单元，包括两个PMOS晶体管和两个NMOS晶体管，用于与第一级电流积分器和第二级电流积分器一起综合复数极点；以及

[0015] 一电流源，提供该双二阶单元的支路电流。

[0016] 上述方案中，所述第一级电流积分器包括：

[0017] NMOS管M1a，该管的栅极标记为n7，漏极标记为n3，源极标记为n1，衬底接地电压GND；

[0018] NMOS管M1b，该管的栅极标记为n8，漏极标记为n4，源极标记为n2，衬底接地电压GND；以及

[0019] 电容C1/2，一端接n1，另一端接n2。

[0020] 上述方案中，所述第二级电流积分器包括：

[0021] NMOS管M2a，该管的栅极标记为Vbp，漏极标记为n5，源极接n3，衬底接地电压GND；

[0022] NMOS管M2b，该管的栅极标记为Vbp，漏极标记为n6，源极接n2，衬底接地电压GND；以及

[0023] 电容C2/2，一端接n3，另一端接n4。

[0024] 上述方案中，所述反馈单元包括：

[0025] PMOS管M3a，该管的栅极接n3，漏极接n7，源极和衬底接电源电压VDD；

[0026] PMOS管M3b，该管的栅极接n4，漏极接n8，源极和衬底接电源电压VDD；

[0027] NMOS管M4a，该管的栅极接n7，漏极接n7，源极和衬底接地电压GND；以及[0028] NMOS管M4b，该管的栅极接n8，漏极接n8，源极和衬底接地电压GND。

[0029] 上述方案中，所述电流源包括：

[0030] 电流源Ib1a，正端接n1，负端接地电压GND；

[0031] 电流源Ib1b，正端接n2，负端接地电压GND；

[0032] 电流源Ib2a，正端接电源电压VDD，负端接n5；以及

[0033] 电流源Ib2b，正端接电源电压VDD，负端接n6。

[0034] 上述方案中，所述反馈单元与第一级电流积分器和第二级电流积分器一起确定了该双二阶单元中传输函数的复数极点。

[0035] 上述方案中，该双二阶单元的差分输入电流注入第一级电流积分器的输入节点n1和n2，该双二阶单元的差分输出电流从第二级电流积分器的输出节点n5和n6输出。

[0036] 上述方案中，该双二阶单元具有带内噪声整形特性，有效降低带内噪声，同时具有高带外线性特性，进而提高带外SFDR。

[0037] 上述方案中，所述第一级电流积分器的级间差分电容的值为C1/2。

[0038] 上述方案中，所述第二级电流积分器的级间差分电容的值为C2/2。

[0039] (三)有益效果

[0040] 从上述技术方案可以看出，本发明具有以下有益效果：

[0041] 1、本发明提出的这种共源极正反馈的双二阶单元，反馈单元与第一、二级电流积分器一起综合该双二阶单元中传输函数的复数极点，因此该单元可以用于级联法设计高阶模拟滤波器。

[0042] 2、本发明提出的这种共源极正反馈的双二阶单元，具有带内噪声整形特性。将带内噪声推移到带外，有效降低带内噪声。

[0043] 3、本发明提出的这种共源极正反馈的双二阶单元，具有高的带外线性特性，有效抑制带外强干扰对带内的影响。

[0044] 4、本发明提出的这种共源极正反馈的双二阶单元，打破了带内的积分噪声和带外线性度是折中关系，进而提高了带外SFDR。

附图说明

[0045] 通过下述优选实施例结合附图的描述，本发明的上述及其它特征将会变得更加明显，其中：

[0046] 图1是一阶电流积分器和噪声整形技术的示意图；

[0047] 图2是本发明描述的共源极正反馈的双二阶单元的一种实施例示意图；

[0048] 图3是本发明描述的共源极正反馈的双二阶单元的另一种实施例示意图；

[0049] 图4是本发明提出的双二阶单元级联实现四阶巴特沃斯滤波器示意图；

[0050] 图5是采用本发明提出的双二阶单元级联实现四阶巴特沃斯滤波器的幅频曲线；

[0051] 图6是图2实施例的噪声整形原理图；

[0052] 图7是采用本发明提出的双二阶单元级联实现四阶巴特沃斯滤波器的参考噪声密度曲线；

[0053] 图8是采用本发明提出的双二阶单元级联实现四阶巴特沃斯滤波器的带外线性度曲线。

具体实施方式

[0054] 为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明进一步详细说明。

[0055] 图2是本发明共源极正反馈的双二阶单元的一种实施例的示意图。具体的电路描述如下：

[0056] 一种基于共源极正反馈的双二阶单元，包括：

[0057] 一第一级电流积分器，包括两个NMOS晶体管和一个电容，接收输入电流信号给电容充电，提供输出电流信号，形成第一级电流积分器；

[0058] 一第二级电流积分器，包括两个NMOS晶体管和一个电容，接收第一级电流积分器输出的电流信号给电容充电，提供输出电流信号，形成第二级电流积分器；

[0059] 一反馈单元，包括两个PMOS晶体管和两个NMOS晶体管，用于与第一级电流积分器和第二级电流积分器一起综合复数极点；

[0060] 一电流源，提供双二阶单元的支路电流。

[0061] 上述方案中，所述第一级电流积分器包括：

[0062] NMOS管M1a，该管的栅极标记为n7，漏极标记为n3，源极标记为n1，衬底接地电压GND；

[0063] NMOS管M1b，该管的栅极标记为n8，漏极标记为n4，源极标记为n2，衬底接地电压GND；

[0064] 电容C1/2，一端接n1，另一端接n2。

[0065] 上述方案中，所述第二级电流积分器包括：

[0066] NMOS管M2a，该管的栅极标记为Vbp，漏极标记为n5，源极接n3，衬底接地电压GND；

[0067] NMOS管M2b，该管的栅极标记为Vbp，漏极标记为n6，源极接n2，衬底接地电压GND；

[0068] 电容C2/2，一端接n3，另一端接n4。

[0069] 上述方案中，所述反馈单元包括：

[0070] PMOS管M3a，该管的栅极接n3，漏极接n7，源极和衬底接电源电压VDD；

[0071] PMOS管M3b，该管的栅极接n4，漏极接n8，源极和衬底接电源电压VDD；

[0072] NMOS管M4a，该管的栅极接n7，漏极接n7，源极和衬底接地电压GND；

[0073] NMOS管M4b，该管的栅极接n8，漏极接n8，源极和衬底接地电压GND。

[0074] 上述方案中，所述电流源包括：

[0075] 电流源Ib1a，正端接n1，负端接地电压GND；

[0076] 电流源Ib1b，正端接n2，负端接地电压GND；

[0077] 电流源Ib2a，正端接电源电压VDD，负端接n5；

[0078] 电流源Ib2b，正端接电源电压VDD，负端接n6。

[0079] 上述方案中，所述反馈单元与第一级电流积分器和第二级电流积分器一起确定了双二阶单元中传输函数的复数极点。

[0080] 上述方案中，该双二阶单元的差分输入电流注入第一级电流积分器的输入节点(n1和n2)，该双二阶单元的差分输出电流从第二级电流积分器的输出节点(n5和n6)输出。

[0081] 上述方案中，该双二阶单元具有带内噪声整形特性，有效降低带内噪声，同时具有高带外线性特性，进而提高带外SFDR。

[0082] 上述方案中，所述第一级电流积分器的级间差分电容的值为C1/2，第二级电流积分器的级间差分电容的值为C2/2。

[0083] 图3是本发明共源极正反馈的双二阶单元的另一种实施例的示意图。具体的电路描述如下：

[0084] 一种基于共源极正反馈的双二阶单元，包括：

[0085] 一第一级电流积分器，包括两个PMOS晶体管和一个电容，接收输入电流信号给电容充电，提供输出电流信号，形成第一级电流积分器；

[0086] 一第二级电流积分器，包括两个PMOS晶体管和一个电容，接收第一级电流积分器输出的电流信号给电容充电，提供输出电流信号，形成第二级电流积分器；

[0087] 一反馈单元，包括两个NMOS晶体管和两个PMOS晶体管，用于与第一级电流积分器和第二级电流积分器一起综合复数极点；

[0088] 一电流源，提供双二阶单元的支路电流。

[0089] 上述方案中，所述第一级电流积分器包括：

[0090] PMOS管M2a，该管的栅极标记为n7，漏极标记为n3，源极和衬底标记为n1；

[0091] PMOS管M2b，该管的栅极标记为n8，漏极标记为n4，源极和衬底标记为n2；

[0092] 电容C1/2，一端接n1，另一端接n2。

[0093] 上述方案中，所述第二级电流积分器包括：

[0094] PMOS管M1a，该管的栅极标记为Vbn，漏极标记为n5，源极和衬底接n3；

[0095] PMOS管M1b，该管的栅极标记为Vbn，漏极标记为n6，源极和衬底接n2；

[0096] 电容C2/2，一端接n3，另一端接n4。

[0097] 上述方案中，所述反馈单元包括：

[0098] NMOS管M4a，该管的栅极接n3，漏极接n7，源极和衬底接地电压GND；

[0099] NMOS管M4b，该管的栅极接n4，漏极接n8，源极和衬底接地电压GND；

[0100] PMOS管M3a，该管的栅极接n7，漏极接n7，源极和衬底接电源电压VDD；

[0101] PMOS管M3b，该管的栅极接n8，漏极接n8，源极和衬底接电源电压VDD。

[0102] 上述方案中，所述电流源包括：

[0103] 电流源Ib1a，正端接n5，负端接地电压GND；

[0104] 电流源Ib1b，正端接n6，负端接地电压GND；

[0105] 电流源Ib2a，正端接电源电压VDD，负端接n1；

[0106] 电流源Ib2b，正端接电源电压VDD，负端接n2。

[0107] 上述方案中，所述反馈单元与第一级电流积分器和第二级电流积分器一起确定了双二阶单元中传输函数的复数极点。

[0108] 上述方案中，该双二阶单元的差分输入电流注入第一级电流积分器的输入节点(n1和n2)，该双二阶单元的差分输出电流从第二级电流积分器的输出节点(n5和n6)输出。

[0109] 上述方案中，该双二阶单元具有带内噪声整形特性，有效降低带内噪声，同时具有高带外线性特性，进而提高带外SFDR。

[0110] 上述方案中，所述第一级电流积分器的级间差分电容的值为C1/2，第二级电流积分器的级间差分电容的值为C2/2。

[0111] 为了更加详细的说明本发明提出的基于共源极正反馈的双二阶单元如何实现，接下来进行定量分析。

[0112] 图1左图为共栅电流积分器，呈现一阶低通滤波器特性。该积分器处理的输入信号和噪声源位置不同，输入电流从晶体管源极进入，晶体管噪声电流并接在晶体管源漏极之间。在带内低频，源极负反馈电容的高阻特性有效降低了滤波器带内的噪声。输入电流和噪声电流通过共栅电流积分器的传输函数如下：

[0113]

[0114]

[0115] 其中，gm是晶体管跨导。由公式(2)、(3)可以得到图1右图，共栅电流积分器对输入电流信号呈现一阶低通滤波器特性，对晶体管噪声电流呈现一阶高通特性。在带内增加零点有效将带内噪声推移到带外高频，增加带内动态范围。

[0116] 如图2所示，反馈单元与第一、二级积分器一起确定了双二阶单元传输函数中复数极点。忽略输出跨导、晶体管的寄生电容，并且设M1a的跨导为gm1，M2a的跨导为gm2，M3a的跨导为gm3，M4a的跨导为gm4。若gm3＝gm4，可以得到滤波器传输函数：

[0117]

[0118] 可以得到滤波器特性参数(ω0是极点特征频率，Q是品质因数，K是直流增益)为：

[0119]

[0120]

[0121] K＝1 (7)

[0122] 采用级联设计方法，将两个本发明提出的图2和图3中的双二阶单元级联实现四阶巴特沃斯滤波器，如图4所示，输入采用电阻(R1)实现电压-电流转换，输出采用电阻(R2)实现电流-电压转换。采用SMIC(Semiconductor Manufacturing International Corporation中芯国际集成电路制造有限公司)CMOS 0.18μm混合信号工艺仿真图4中四阶巴特沃斯滤波器，以验证本发明的正确性。图5中描述的曲线是图4中采用本发明提出的双二阶单元级联实现四阶巴特沃斯滤波器的幅频曲线，该曲线图的垂直坐标轴和水平坐标轴分别表示以分贝(dB)为单位的幅度特性和相应的频率(Hz)。从该曲线可知道：(1)实现了公式(1)的传输特性，进而验证了反馈单元与第一、二级积分器一起确定了双二阶单元传输函数中复数极点。-3dB带宽为4.5MHz。(2)从公式(7)中可以指出图2中的双二阶单元具有理想直流增益0dB，通过设定R2/(2*R1)不同比值，调整图4中实现的四阶巴特沃斯滤波器的直流增益，图5中给出直流增益为10dB。

[0123] 图2所示的双二阶单元的噪声贡献主要包括：M2晶体管的沟道噪声(Inoise_M22)、100单元(包括M1、M3、M4晶体管)的沟道噪声(Inoise_1002)、偏置电路的沟道噪声(Inoise_bias2)和所有有源器件的1/f噪声(Inoise_1/f2)。首先，分析M2晶体管的噪声贡献。主要考虑MOS晶体管的沟道噪声电流，对于工作在饱和区的长沟道MOS器件的沟道噪声可以用一个连接在漏源两端的电流源来模拟，其谱密度为：

[0124]

[0125] 通过噪声小信号模型，可以得到M2晶体管的噪声到输出噪声的传输函数为：

[0126]

[0127] 公式(9)呈现高通特性，如图4所示Inoise_M2～ω曲线。反馈单元的噪声等效到2
M1的漏源极之间与M1的沟道噪声叠加在一起为100单元的噪声Inoise_100。通过噪声小信号模型，可以得到100单元的噪声到输出噪声的传输函数为：

[0128]

[0129] 公式(10)呈现带通特性，如图4所示Inoise_100～ω曲线。偏置电路噪声(Inoise_bias2)主要形成带内噪声，而所有有源器件的1/f噪声(Inoise_1/f2)决定带内低频噪声。因此，总的输出噪声为：

[0130]

[0131] 如图4所示总的输出噪声～ω曲线。

[0132] 图7为输出噪声，在1.5MHz处带内噪声最小由偏置电路噪声决定，300KHz以下主要是1/f噪声，在低通滤波器-3dB频率4.5MHz处出现噪声峰值。图7中噪声仿真结果与图6中理论分析结果一致。输入参考噪声电压为42.6μVrms(噪声积分带宽从10KHz到4.5MHz)。带外线性度用三阶交调失真(IIP3)表示，在带外输入双音信号频率分别为22MHz和42MHz，仿真结果为25.3dBV，如图8所示。带外无杂散动态范围(SFDR)为65.3dB。

[0133] 上述详细的理论分析和设计仿真充分验证了提出双二阶单元的低通滤波器传输特性和噪声整形原理，具有很高的带外线性度，同时有效降低了带内噪声，打破了带内的积分噪声和带外线性度是折中关系，进而提高了带外SFDR。

[0134] 以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。