传感器接口装置

摘要

公开一种用于传感器系统中的传感器接口装置和放大器。一个实施方式的传感器接口装置包括第一斩波器，第一斩波器，将模拟输入信号从基带频率转换至第一频率；放大器，放大所转换的信号；带通Delta-Sigma模数转换器，将所放大的信号数字化；以及第二斩波器，将经过数字化的信号从所述第一频率转换至所述基带频率。测量放大器去除了第一斩波器生成的直流偏移，因此在不用限制带宽的情况下消除了该接口装置的所有直流偏移源。

权利要求

1.一种传感器接口装置，包括：

第一斩波器，将模拟输入信号从基带频率转换至第一频率；

放大器，放大所转换的信号；

带通Delta-Sigma模数转换器，将所放大的信号数字化；以及第二斩波器，将经过数字化的信号从所述第一频率转换至所述基带频率。

2.如权利要求1所述的传感器接口装置，其中所述模数转换器是实数带通Delta-Sigma调制器或复数带通Delta-Sigma调制器。

3.如权利要求2所述的传感器接口装置，进一步包括：抽取过滤器，去除从所述第二斩波器接收的信号中的高频噪声。

4.如权利要求1所述的传感器接口装置，其中所述模数转换器是低通Delta-Sigma调制器。

5.如权利要求4所述的传感器接口装置，进一步包括：抽取滤波器，滤除从所述模数转换器接收的数字化信号中的高频噪声；

其中，所述第二斩波器将过滤的信号从所述第一频率转换到所述基带频率。

6.如权利要求1所述的传感器接口装置，其中，所述放大器和所述模数转换器以第二频率运行，以及其中，所述第二频率是n与所述第一频率的乘积，其中n是大于2的整数。

7.如权利要求1所述的传感器接口装置，其中，所述第二斩波器将所述数字化的信号与具有所述第一频率的数字波形相乘，从而将所述数字化的信号从第一频率转换为所述基带频率。

8.如权利要求7所述的传感器接口装置，进一步包括：低通滤波器，从所述第二斩波器转换的数字信号中去除所述放大器和所述带通Delta-Sigma模数转换器的直流偏移噪声。

9.如权利要求1所述的传感器接口装置，其中，所述放大器包括输入级和输出级，以及其中，所述输入级包括第一对电容，并且所述输出级包括第二对电容，所述第一对电容中的一个通过第二组开关选择性地与所述第二对电容中的一个相连，以确定所述放大器的增益。

10.如权利要求9所述的传感器接口装置，其中，所述第一斩波器包括多个开关，以及能够控制所述第二组开关打开以使所述第一对电容开路，从而当所述第一斩波器中包括的所述多个开关打开时，所述输入级不会向所述输出级注入电荷。

11.如权利要求10所述的传感器接口装置，其中，所述第一对电容包括第一电容和第二电容，所述第二组开关包括：第一开关，经由第一连接节点连接至所述第一电容；

第二开关，经由第二连接节点连接至所述第二电容；以及第三开关和第四开关，级联在所述第一连接节点和所述第二连接节点之间。

12.如权利要求11所述的传感器接口装置，其中，所述输出级包括放大单元，所述放大单元具有两个输入和两个输出，所述两个输入中的一个经由第三电容与所述第一开关连接，所述两个输入的另一个经由第四电容与第二开关连接。

13.如权利要求12所述的传感器接口装置，其中，所述输出级还包括分别连接在所述两个输入中的一个输入和所述两个输出中相应的一个输出之间的第五电容和第六电容。

说明书

传感器接口装置

技术领域

[0001] 本发明一般地涉及传感器接口装置和放大器。具体地，本发明涉及用于降低直流偏移和闪光噪声的传感器接口装置。

背景技术

[0002] 传感器系统广泛地应用于工业和医疗电子领域，其中使传感器系统的传感器与同一系统的其他元件之间建立连接的传感器接口装置至关重要。

[0003] 本发明涉及的传感器系统具有两个共有的特点。第一，传感器系统中的传感器的输出信号是电压量，并且输出信号具有很小的振幅。例如，电阻电桥传感器(bridge gauge sensor)通常产生大约几十微伏(mini-volt)的峰值极差电压以及幅度小于1μV的脑电图信号。第二，输出信号具有低带宽，或者在多数情况下具有中带宽。例如，在应力应变传感器中，10Hz带宽就足够了。获取生物电势时，大多数输入信号的带宽小于1KHz。 [0004] 因为来自感兴趣的信号的误差是无法区分的，因此这些传感器的关键需求是低直流偏移和低闪光噪声。近年来，在这一点上发展了很多技术，包括自动调零(也成为相关双采样，CDS)和斩波技术。

[0005] 目前斩波技术广泛地应用于不同的应用场合中。在该技术中，首先通过在高频对输入信号斩波从而将输入信号调制成高频，从而从低频率偏移和闪光噪声中区分出期望的信号。然后，放大器放大所调制的信号，在相同的斩波频率对放大的信号再次斩波。将期望的信号调制回基带，同时频移和闪光噪声被变换到高频并且能够被低通滤波器滤除，这可以由放大器本身来实现。

[0006] 现有斩波技术的问题在于斩波器本身生成了与期望信号无法区分的偏移误差。斩波器产生的误差通常与斩波频率成比例。然而，闪光噪声(flick noise)的频率范围限制了对斩波频率的降低。

[0007] 一种称为嵌套斩波技术(nested chopper technique)的改进技术利用一 对运行在高频的内斩波来降低闪光噪声，利用一对运行在低频的外斩波来抑制偏移。嵌套斩波技术的缺点在于，由于外斩波运行在甚低频，所以输入信号的带宽受到了限制。 发明内容

[0008] 公开一种传感器接口装置，在对输入带宽没有任何限制的情况下，能够降低直流偏移和闪光噪声。

[0009] 本申请的一个实施方式提供一种用于传感器系统中的传感器接口装置，包括： [0010] 第一斩波器，将模拟输入信号从基带频率转换至第一频率；

[0011] 放大器，放大所转换的信号；

[0012] 带通Delta-Sigma模数转换器，将所放大的信号数字化；以及第二斩波器，将经过数字化的信号从所述第一频率转换至所述基带频率。

[0013] 本申请的另一个实施方式提供一种放大器，包括输入级和输出级，其中，所述输入级包括第一对电容，且所述输出级包括第二对电容，所述第一对电容中的一个通过第二组开关选择性地连接至所述第二对电容中的一个，从而确定所述放大器的增益。 [0014] 总体而言，该传感器接口装置相比现有技术至少具有以下优点之一： [0015] 通过对接口装置增加很少的费用即可为传感器接口装置消除直流偏移和闪光噪声；以及

[0016] 去除斩波器生成的直流偏移而不用限制带宽。

[0017] 为了是本领域技术人员清楚地理解本申请要求保护的特点，下面结合附图对本申请进行详细描述。

附图说明

[0018] 图1示出根据本申请一个实施方式的传感器接口装置的方块图；

[0019] 图2示出图1中应用的斩波器和测量放大器；

[0020] 图3示出图2中的斩波器和测量放大器的时钟波形；以及

[0021] 图4示出根据本申请另一个实施方式的传感器接口装置的方块图。 具体实施方式

[0022] 附图仅用于示例性的目的并不旨在限制本申请，下面结合附图描述本申请。 [0023] 图1是根据本申请的传感器接口装置100的方块图，包括第一斩波器1、测量放大器(IA)2、带通(BP)Delta-Sigma(德耳塔-西格玛)模数转换器、第二斩波器4和抽取滤波器5。

[0024] 传感器接口装置接收电压模式的输入信号。具体地，如图1所示，第一斩波器1运行在fchop频率，接收输入信号，将所接收的输入信号从基带转换到fchop。此处，第一斩波器是模拟斩波器，并且fchop必须远大于该系统中闪光噪声的拐点频率。

[0025] IA2接收斩波器1的输出并进行放大。IA2的放大增益按需求设置。IA2是采样开关电容器电路，并在表示为fs的频率上运行，这将通过参照图2进行描述。 [0026] Delta-Sigma模数转换器3接收来自IA2的放大信号，并将模拟信号转换为1比特的数字信号。Delta-Sigma模数转换器3也是时间采样开关电容器电路，并在表示为fs的采样频率上运行，从而将放大信号数字化。在本文中，采样频率fs和斩波频率fchop必须满足关系式fs＝n×fchop，其中n是大于2的整数。

[0027] 为了调节放大输入信号，Delta-Sigma模数转换器3必须具有中心位于fchop的信号频带。Delta-Sigma模数转换器3可以是实数带通Delta-Sigma调制器(DSM)，也可以是仅在正频率或负频率抑制量化噪声的复数带通Delta-Sigma调制器。

[0028] 将Delta-Sigma模数转换器3的1比特数字输出提供至第二斩波器4。斩波器4可以是数字混频器。斩波器4将Delta-Sigma模数转换器3的数字输出与具有频率fchop的数字正弦波相乘。在fs＝4fchop的情况下，斩波器4将1比特数字信号与+1，0，-1，0，....简单相乘。斩波器4将信号从fchop转换至基带。与现有斩波技术不同，斩波器4不是直接设置在测量放大器2之后，而是设置在Delta-Sigma模数转换器3之后。由于斩波器4在数字域，因此斩波器4不产生误差。

[0029] 由于斩波器4设置在数字域，不仅去除了IA2产生的直流偏移，还去 除了Delta-Sigma模数转换器3和信号处理链上其他模拟电路(如果存在)产生的直流偏移。理论上，直流偏移由斩波器1本身产生。该误差随fchop增加而增加。因此，如A.Bakker等人提出的标题为“Circuit comprising means for reducing the DC-offset and the noise produced by an amplifier”的第US 6,262,626B1号美国专利中公开的(通过引用将其全文并入本文)，有必要具有甚低的fchop来实现低残留直流偏移。

[0030] 抽取滤波器5为现有的抽取滤波器，包括数字低通滤波器和下采样器(down-sampler)。抽取滤波器5去除来自斩波器4的斩波信号中的高频噪声，其中高频噪声包括量化噪声和已经转换到fchop的直流和闪光噪声。低通过滤的信号被下采样到期望信号的奈奎斯特速率，然后被输出。

[0031] 图2示出根据本发明的图1的斩波器1和测量放大器2的结构。图3示出从斩波器和测量放大器输出的信号的时钟波形。

[0032] 如图2所示，第一斩波器包括由相位φchop1和φchop2分别控制的两对切换器10、10’和20、20’，并接收一对不同的输入Vip和Vin。在φchop1期间(即切换器10和10’打开)，输入Vip和Vin直接供给IA2。在φchop2期间(即切换器20和20’打开)，输入Vip和Vin被还原然后供给IA2。

[0033] 如发表于IEEE J.Solid-State Circuits，vol.22，no.2，pp.104-106，Feb.1987的K.Martin、L.Ozcolak、Y.S.Lee和G.C.Temes的“A differential switched-capacitor amplifier”(其全文通过引用并入本文)公开的，IA2是开关电容器测量放大器。 [0034] 具体地，IA2包括输入级2’和输出级2”。输入级2’包括第一支路211和第二支路212，两条支路都与斩波器1并联且用于分别接收斩波1的输出。第一支路211包括电容C1p，且第二支路212包括电容C1n。电容C1p和电容C1n分别经由第一组开关与斩波器1连接，并经由第二组开关与输出级2”连接。

[0035] 第一组开关包括由φ1控制的一对开关11和12以及由φ2控制的一对开关13和14。开关11和12分别设置在第一支路211和第二支路212中。如图2所示，开关13和开关14连接至共模直流电压Vcm，并且级联在第一支路211和第二支路212之间。 [0036] 第二组开关包括由φ2控制的一对开关7和9以及由φ1’控制的一对开 关6和
8。开关7和9分别设置在第一支路211和第二支路212中，并且分别经由第一连接节点23和第二连接节点24与电容C1p和C1n连接。开关6和8连接至共模直流电压Vcm，并且级联在第一连接节点23和第二连接节点24之间，如图2所示。

[0037] 输出级2”包括放大单元15，放大单元15具有两个输入(即输入“-”和输入“+”)和两个输出(即Vop和Von)。两个输入分别经由电容Cos1和电容Cos2连接至输入级2’的第一支路和第二支路。在输入“-”和输出Vop之间，设置有电容Chp，使得电容Chp与放大单元15并联。相似地，在输入“+”和输出Vop之间，设置有电容Chn，使得电容Chn与放大单元15并联。

[0038] 另外，输出级”还包括一对电容，该对电容包括电容C2p和电容C2n，如图2所示，这两个电容分别跨过由电容Cos1和单元15组成的支路以及由电容Cos2和单元15组成的支路而连接。

[0039] 斩波器1的直流偏移源是当开关10、10’、20、20’、11和12打开时的电荷注入。图3示出在特定情况fs＝4fchop(通常fs＝n*fchop，其中n是大于2的整数)情况下的时钟波形。如图3所示，相比φ1，φchop1和φchop2的下降沿，φ’1的下降沿发生地稍早一些。相比开关11和12以及开关10、10’、20和20’，开关6和8打开地稍早些。由于开关6、7、8和
9的存在，在斩波开关10、10’、20和20’以及开关11和12打开时，输入采样电容C1p和C1n的右端是开路的。因此，不会发生从斩波开关10、10’、20和20’向采样电容Cos1和Cos2的电荷注入。因此，可以完全除去斩波器1生成的直流偏移。而且，直流偏移消除的性能不依赖于斩波频率fchop。应该注意的是，如果没有开关6、7、8和9，则斩波开关10、10’、20和20’以及开关11和12打开时，输入采样电容C1p和C1n将不能使其右端开路，并且斩波器1生成的直流偏移将存在与该电路中。

[0040] 再次参照图2，当φ1和φ’1为高时，在级2”中的开关37、38、31、32、41和42关闭。电容C2p和C2n放电。电容Cos1和Cos2在放大单元15的输入处对偏移进行采样。当φ2为高时，开关33、34、35和36关闭。来自级2’的信号电荷通过开关7和8注入电容C2p和C2n，并且输入电压信号在放大单元15的输出处得到C1p/C2p(或等同于C1n/C2n)的增益的放大。电容Chp 和Chn将输入存储在时钟相位中，并在下一个时钟相位中保持他们的值，从而降低放大单元15的有限带宽效应。

[0041] IA2的增益由电容比C1p/C2p(或等同于C1n/C2n)确定。电容Cos1和Cos2用于执行相关双采样以弥补单元15的运放增益效应，还用于抑制低频噪声。具体地，电容Cos1和Cos2在φ1期间采用并存储有限运放增益效应和其他噪声(包括在图2中由电压源Vos表示的直流偏移)产生的误差。在电荷转移相位φ2中，在电容Cos1和Cos2的左端(该处保持良好的虚拟接地)，减去该误差，从而完成从级2’到级2”的电荷转移。

[0042] 应注意，假设斩波频率高于闪光噪声的拐点频率，则图1的传感器接口装置100还可使用未利用相关双采样技术的其他测量放大器2。然而，相关双采样技术必须用于图4的传感器接口装置200，其中斩波频率低于闪光噪声的拐点频率，这将参照图4进行描述。 [0043] 图4示出根据本申请另一个事实方式的传感器接口装置200的方块示意图，包括第一斩波器101、测量放大器102、低通(LP)Delta-Sigma模数转换器103、第二斩波器104、抽取滤波器105和低通滤波器106。在该实施方式中，图4中的传感器装置200的元件101、102、104和105分别与图1中的传感器接口装置100中的相应部分1、2和4相同，因此不再赘述。接口传感器装置200和接口传感器装置100的区别在于：

[0044] -第二斩波器104连接在抽取滤波器105和低通滤波器106之间，这将在下面进行介绍；

[0045] -模数转换器103是低通Delta-Sigma调制器而不是带通调制器；

[0046] -斩波频率为非常低；以及

[0047] -低通滤波器106是集成的，这将在下面介绍。

[0048] 请注意传感器接口装置200中必须满足关系式fs＝n*fchop，其中n是大于2的整数。传感器接口装置200用于输入信号带宽很低的应用场合。通过测量放大器102的特定电路除去斩波器101生成的直流偏移。来自测量放大器102和模数转换器103的直流偏移被斩波器104转换至fs，然后被低通滤波器106滤除。然而，由于斩波频率低于闪光噪声的拐点频率，因此斩波器101不能除去闪光噪声。由使用图2的电路的测量放大器102采用的相关双采样技术除去闪光噪声。

[0049] 根据本申请，传感器接口装置200的模数转换器103需要调节在fchop调制的期望的信号。假设输入信号的带宽为10Hz，fchop设为20Hz。模数转换器103必须具有覆盖从10Hz到30Hz的通带，以覆盖fs周围的10Hz宽的信号带，而不是从直流到10Hz。为了设计简便，提供具有从直流到40Hz通带的低通调制器106。对于低速Delta-Sigma调制器而言，该额外带宽需求是次要的。在数字化和抽样之后，由运行在20Hz的斩波器104调制得到的信号(中心在20Hz左右并且具有40Hz的采样速率)并转换回直流。传感器接口装置200的直流偏移已经被转换到20Hz，并且能够被低通滤波器106除去，低通滤波器106可以是截止频率为10Hz且采样频率为40Hz的无限脉冲响应(IIR)或有限脉冲响应(FIR)低通滤波器。

[0050] 虽然图1的元件1、2、3、4和5以及图4的元件101、102、103、104、105和106分别描述为单独的原件，但是本申请并不限于此。应该理解这些元件可以根据需求来实现。 [0051] 通过示出和描述的实施方式，应该理解在不脱离本发明精神的情况下可对本发明的形式和细节上进行修改。